CN100431249C - Δ-σ直流对直流转换器及转换方法 - Google Patents

Abstract

一种Δ-∑(Delta-sigma)直流对直流转换器及转换方法，包括一输出级、一感测电路、一传导放大器、一充放电电路及一驱动器，该输出级连接在一输入电压与一低压之间，受控切换以产生一输出电压，该感测电路感测该输出电压产生一反馈信号，并由该传导放大器比较一参考电压及该反馈信号产生一电流差量给该充放电电路，由该驱动器比较第一及第二参考信号与该充放电电路所提供的充电电压以产生一驱动信号给该输出级。

Description

Δ-∑直流对直流转换器及转换方法

技术领域

本发明是有关一种直流对直流转换器及其方法，特别是有关一种Δ-∑(Delta-sigma)直流对直流转换器及其方法。

背景技术

直流对直流转换器已经广泛地应用于各种电子产品，其作用在于将输入的直流电压做电压准位的调节，例如升压或降压，并使之稳定在所设定的电压数值之间。在计算机系统中，由于CPU、内存及硬盘所使用的电源不相同，因此需要直流对直流转换器调节不同电压，以提供计算机系统中的各操作单元使用。

传统的直流对直流转换器是以一驱动信号调整一输出级的工作周期，使输出电压维持在一定范围之下。传统的直流对直流转换器是由侦测输出电压以产生一反馈信号，并由一误差放大器比较该反馈信号及一参考信号以产生一误差信号，再由一脉宽调变(PWM)比较器比较该误差信号及一锯齿波信号以产生一PWM信号，由一驱动器驱动输出级。在此类转换器中，使用一锯齿波振荡器以产生一锯齿波信号做为一脉宽调变(PWM)比较器的准位，调整该输出级的工作周期。

本发明乃提出一种运用不同操作原理的直流对直流转换器及其方法。

发明内容

本发明的目的之一，在于提出一种Δ-∑直流对直流转换器，其不使用PWM比较器及锯齿波产生器，而是利用充放电原理调节转换器。

根据本发明的一个实施例，一种Δ-∑直流对直流转换器包括一输出级连接在一输入电压与一低压之间，受控切换以产生一输出电压；一感测电路感测该输出电压产生一反馈信号；一传导放大器比较一参考信号及该反馈信号产生一电流差量；一充放电电路连接该电流差量并产生一充电电压；以及一驱动器比较该充电电压与一第一及第二参考信号产生一具有该工作周期的驱动信号给该输出级。

本发明使用的方法为：主要包括下列步骤：

切换一连接在一输入电压及低压之间的输出级，以产生一输出电压；

感测该输出电压以产生一反馈信号；

比较该反馈信号及一参考电压以产生一电流差量；

连接该电流差量至一充电电路，以产生一充电电压；

以及，比较该充电电压与一第一及第二参考信号以产生一驱动信号给该输出级。

附图说明

图1是本发明的Δ-∑(Delta-sigma)直流对直流转换器的电路图；

图2所示为图1中的传导放大器的电路图；

图3是本发明三种操作模式于负载加载时瞬间的波形图。

图号说明

10Δ-∑直流对直流转换器    12低压侧NMOS晶体管

14高压侧NMOS晶体管         16电感

18转换器输出端             20SR触发器

22电阻                     24电阻

26传导放大器               26a反相输入

26b非反相输入              26c输出

28电流源                   30电流源

32电容                     34比较器

34a反相输入                34b非反相输入

34c输出                    36比较器

36a反相输入                36b非反相输入

36c输出             38开关

40开关              42PMOS晶体管

44PMOS晶体管        46PMOS晶体管

48PMOS晶体管        50NMOS晶体管

52NMOS晶体管        54NMOS晶体管

56NMOS晶体管        58电流源

具体实施方式

图1是本发明的Δ-∑直流对直流转换器10的电路图。一输出级由一低压侧NMOS晶体管12和一高压侧NMOS晶体管14组成，低压侧NMOS晶体管12的源极连接到一接地端GND，漏极经由电感16连接到转换器输出端18，高压侧NMOS晶体管14的源极经由电感16连接到输出端18，漏极连接到一输入电源电压V_IN，低压侧NMOS晶体管12和高压侧NMOS晶体管14的栅极分别连接到一SR触发器20的互补输出Q及Q，以受控于驱动信号LG和HG而切换，SR触发器20控制高、低压侧NMOS晶体管14、12的工作周期，产生输出电流I_OUT流经电感16，并在转换器输出端18产生输出电压V_OUT。一电阻22及24组成的分压器感测输出电压V_OUT，以产生反馈信号VFB。一传导放大器26具有一反相输入26a连接反馈信号VFB和一非反相输入26b连接一参考电压V_REF，传导放大器26比较反馈信号VFB及参考电压V_REF而在输出26c产生一电流差量I_GM。在电流源28、30及一电容32组成的充放电电路中，藉由电流差量I_GM与电流源28及30提供的充电电流I_C，以产生一充电电压V_C，电流源28具有一电流I₁，电流源30具有一电流I₂，充电电流I_C与电流I₂的和等于电流I₁及电流差量I_GM的和，即

I_C+I₂＝I₁+I_GM    (EQ-1)。

根据数学式EQ-1，可以由控制电流I₁及I₂及电流差量I_GM而改变充电电流I_C的大小。比较器34及36及SR触发器20组成的驱动器产生切换高、低压侧NMOS晶体管14、12的驱动信号HG和LG。比较器34具有一反相输入34a连接一参考电压V_REF1和一非反相输入34b连接充电电压V_C，比较器34比较参考电压V_REF1及充电电压V_C，于输出34c产生一第一比较信号，其是高或低准位电压。比较器36具有一反相输入36a连接充电电压V_C和一非反相输入36b连接参考电压V_REF2，比较器36比较参考电压V_REF2及充电电压V_C，于输出36c产生一第二比较信号，其是高或低准位电压。SR触发器20具有二输入端S及R分别连接第一及第二比较信号，于第一或第二比较信号为高准位时，输出HG产生高准位电压及输出LG产生低准位电压，以开启高压侧NMOS晶体管14，反之，于第一或第二比较信号为低准位时，输出驱动信号LG产生高准位电压，以开启低压侧NMOS晶体管12，藉由驱动信号HG及LG控制高、低压侧NMOS晶体管14、12的工作周期。

Δ-∑直流对直流转换器10更包括开关38及40，开关38连接在电流源28与输出26c之间，开关40连接在输出26c与电流源30之间，驱动信号LG控制开关38及40的开启或关闭。输出LG产生高准位电压时，使开关38开启及开关40关闭以提供充电电流I_C流进电容32提升充电电压V_C，输出LG产生低准位电压时，使开关38关闭及开关40开启以使充电电流I_C流出电容32降低充电电压V_C。

Δ-∑直流对直流转换器10具有三种操作模式，其是由传导放大器26设定。在Δ-∑模式下，电流差量I_GM是流入放大器26，即放大器26只具有吸入电流(sinking)能力，于负载电流瞬间变化时，藉由反馈信号VFB与参考电压V_REF之差值调整高、低压侧NMOS晶体管14及12之工作周期。在磁滞(hysteresis)模式下，电流差量I_GM可流入放大器26或从放大器26流出，即放大器26同时具有吸入电流及输出电流(sourcing)能力，使输出电压V_OUT调整在一范围之下。在峰谷(valley)模式下，电流差量I_GM是从放大器26流出，即放大器26具有输出电流能力，使输出电压V_OUT维持在一低压准位之上。

根据数学式EQ-1，在三种操作模式下，电流差量I_GM的大小不同，影响充电电流I_C的大小也不相同。在Δ-∑模式下，放大器26具有吸入电流能力，使得电流I₁需提供充电电流I_C、电流I₂及电流差量I_GM，因此，数学式EQ-1在Δ-∑模式下修改为

I_C+I₂+I_GM＝I₁                (EQ-2)。

在磁滞模式下，放大器26同时具有吸入电流及输出电流能力，因此数学式EQ-1中电流差量I_GM依照吸入电流或输出电流来改变充电电流I_C。而在峰谷模式下，放大器26具有输出电流能力，电流差量I_GM及电流I₁提供充电电流I_C及电流I₂，因此，根据数学式EQ-1控制充电电流I_C。

本发明的Δ-∑直流对直流转换器10，其电流源28及30所提供之电流I₁及I₂是根据输入及输出电压V_IN及V_OUT成一定比例关系。

图2所示为图1中传导放大器26的电路图，其包含PMOS晶体管42、44、46、48和NMOS晶体管50、52、54、56及电流源58，PMOS晶体管42的源极连接PMOS晶体管48的源极，PMOS晶体管42的漏极连接NMOS晶体管54的漏极与栅极，PMOS晶体管48的漏极连接NMOS晶体管56的漏极与栅极，PMOS晶体管44的源极连接PMOS晶体管46的源极，PMOS晶体管44的栅极与漏极连接PMOS晶体管46的栅极，PMOS晶体管44的漏极连接NMOS晶体管50的漏极，PMOS晶体管46的漏极连接NMOS晶体管52的漏极，NMOS晶体管50的栅极连接NMOS晶体管54的栅极，NMOS晶体管52的栅极连接NMOS晶体管56的栅极，NMOS晶体管50、52、54及56的源极连接接地端，电流源58在PMOS晶体管44的源极与PMOS晶体管42的源极之间，PMOS晶体管42的栅极连接反馈信号VFB，PMOS晶体管48的栅极连接参考电压V_REF，PMOS晶体管46及NMOS晶体管52的漏极连接电容32。转换器10具有三种操作模式，其是Δ-∑模式、磁滞模式及峰谷模式，此三种操作模式是设计传导放大器26决定。图2所示是转换器10使用于磁滞模式下的传导放大器26，当参考电压V_REF大于反馈信号VFB，PMOS晶体管46导通并产生电流差量I_GM到电容32，电流差量I_GM流向电容32，具有输出电流能力，当参考电压V_REF小于反馈信号VFB，NMOS晶体管52导通并吸入电流差量I_GM到传导放大器26。因此，在磁滞模式下，传导放大器26具有输出电流及吸入电流的能力。在Δ-∑模式下，传导放大器26没有PMOS晶体管46，因此传导放大器26只具有吸入电流的能力。在峰谷模式下，传导放大器26没有NMOS晶体管52，因此传导放大器26只具有输出电流的能力。

图3为图1的电路在三种操作模式下于负载电流瞬间变化时的波形图。在Δ-∑模式下，输出电流I_OUT瞬间上升，导致在时间T1时输出电压V_OUT遽降，Δ-∑直流对直流转换器10调整高、低压侧NMOS晶体管14、12的工作周期，根据输出电压下降时传导放大器26比较参考电压V_REF与反馈信号VFB的差值变大，使得传导放大器26的吸入电流能力加强，电流源28所提供的电流I₁为电流差量I_GM与充电电流I_C的和，因此，流向电容32的充电电流I_C下降，造成充电电压V_C下降，进而使第一及第二比较器34及36输出的第一及第二比较信号时间变长，因此工作周期加大，反之，则工作周期变小。随着参考电压V_REF与反馈信号VFB的差值愈大，使得高压侧NMOS晶体管14的工作周期愈大，反之，参考电压V_REF与反馈信号VFB的差值愈小，则高压侧NMOS晶体管14的工作周期愈小，因此，在Δ-∑模式下，高、低压侧NMOS晶体管14、12的工作周期是根据参考电压V_REF与反馈信号VFB的差值而作调整，俾使输出电压维持在一范围内。

在磁滞模式下，输出电流I_OUT瞬间上升，在时间T1时输出电压V_OUT遽降，由于传导放大器26同时具有输出电流及吸入电流的能力，因此Δ-∑直流对直流转换器10将工作周期维持在全开，使得输出电压V_OUT维持在一最高电压V_MAX及一最低电压V_MIN之间。在输出电压V_OUT小于最低电压V_MIN时，传导放大器26提供输出电流的能力，俾使充电电压V_C上升以增加高压侧NMOS晶体管14的工作周期，驱使输出电压V_OUT上升到最低电压V_MIN以上，反之，输出电压V_OUT大于最高电压V_MAX时，传导放大器26提供吸入电流的能力，俾使充电电压V_C下降以减少高压侧NMOS晶体管14的工作周期，使输出电压V_OUT下降到最高电压V_MAX以下。

在峰谷模式下，是使输出电压VOUT不低于最低电压VMIN，此模式在输出电流IOUT瞬间上升时，在时间T1输出电压VOUT遽降，其藉由电阻22及24感测产生反馈信号VFB，传导放大器26具有输出电流的能力，于负载电流瞬间变化下，传导放大器26比较输出电压V_OUT及反馈信号VFB使输出26c产生的电流差量I_GM增加，驱使充电电压V_C上升，以使SR触发器提供一打开高压侧NMOS晶体管14的驱动信号，令输出电压V_OUT上升。

本发明是使用充放电电路与一般的传导放大器以控制输出电压在一定的范围之内，而习知的直流对直流转换器是使用脉宽调变(PWM)比较器并以锯齿波作为比较的准位来调整输出电压在一定的范围之内，两者的操作原理不同。

以上对于本发明的较佳实施例所作的叙述是为阐明的目的，而无意限定本发明精确地为所揭露的形式，基于以上的教导或从本发明的实施例学习而作修改或变化是可能的，实施例是为解说本发明的原理以及让熟习该项技术者以各种实施例利用本发明在实际应用上而选择及叙述，本发明的技术思想企图由以下的申请专利范围及其均等来决定。

Claims (11)

1.一种Δ-∑直流对直流转换器，其特征在于，包括：

一个输出级，连接在输入电压与低压之间，受控切换以产生输出电压；

一个感测电路，以感测该输出电压产生反馈信号；

一个传导放大器，以比较一个参考电压及该反馈信号产生电流差量；

一个充放电电路，连接该电流差量并产生充电电压；

以及一个驱动器，以比较该充电电压与第一及第二参考信号产生驱动信号给该输出级。

2.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，该充放电电路包括：

一个在高压及一个节点之间的第一电流源，受控于该驱动信号；

一个在该节点及低压之间的第二电流源，受控于该驱动信号；

以及一个电容，连接该节点，以产生该充电电压。

3.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，该驱动器包括：

一个第一比较器，以比较该第一参考信号及该充电电压产生第一比较信号；

一个第二比较器，以比较该第二参考信号及该充电电压产生第二比较信号；以及

一个触发器，以根据该第一及第二比较信号产生该驱动信号。

4.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，该电流差量在Δ-∑模式下流进该传导放大器。

5.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，该电流差量在磁滞模式下流进该传导放大器或从该传导放大器流出。

6.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，该电流差量在峰谷模式下从该传导放大器流出。

7.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，该第一及第二电流源的比值正比于该输入及输出电压的比值。

8.如权利要求3所述的转换器，其特征在于，该触发器包括一个SR触发器。

9.一种直流对直流电压转换方法，其特征在于，包括下列步骤：

切换一个连接在输入电压及低压之间的输出级，以产生输出电压；

感测该输出电压以产生反馈信号；

比较该反馈信号及一个参考电压以产生电流差量；

连接该电流差量至一个充电电路，以产生充电电压；

以及，比较该充电电压与第一及第二参考信号以产生驱动信号给该输出级。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，产生该充电电压的步骤包括下列步骤：

由该电流差量对一个电容充放电；

由该驱动信号切换第一电流连接至该电容；

以及由该驱动信号切换而从该电容吸取第二电流。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，比较该充电电压与该第一及第二参考信号的步骤包括下列步骤：

比较该第一参考信号及该充电电压以产生第一比较信号；

比较该第二参考信号及该充电电压以产生第二比较信号；以及，

根据该第一及第二比较信号产生该驱动信号。

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