CN102761261B - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源装置，在纹波控制方式的开关电源装置中，能不使线路调节恶化地在控制电路(IC)中搭载纹波注入功能。具备对使电感器中流过电流的驱动用开关元件(SW1)进行导通、断开控制的控制电路(20)的纹波控制方式的开关电源装置中，所述控制电路具备对反馈电压与预定电压进行比较的电压比较电路(23)和生成振幅固定的伪纹波电压的伪纹波生成电路(21)，所述开关电源装置构成为基于通过该伪纹波生成电路生成的伪纹波电压在反馈电压的传输路径上注入纹波成分。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及变换直流电压的开关调节器方式的DC-DC变换器，尤其涉及具备纹波注入功能的开关电源装置。

背景技术

作为变换直流输入电压并输出电位不同的直流电压的电路，具有开关调节器方式(swtiching regulator)的DC-DC变换器(DC-DC converter)。该DC-DC变换器具备驱动用开关元件、整流元件以及控制电路，所述驱动用开关元件对电感器(线圈)施加从电池等直流电源供给的直流电压，使电感器(inductor)中流过电流，使线圈蓄积能量，所述整流元件在该驱动用开关元件被断开的能量排放期间对线圈的电流进行整流，所述控制电路对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制。

以往，作为上述开关调节器方式的DC-DC变换器的控制方式，除了反馈输出电压并且对开关元件的驱动脉冲的脉冲宽度或者频率进行调制控制的电压控制方式、对电压控制方式进行了改良的电流控制方式，还具有纹波控制方式(ripple control)。其中电压控制方式和电流控制方式存在负载突然变化时的响应速度低的问题。

另一方面，纹波控制方式具有如下优点：该方式对输出电压进行监视并且通过检测出低于(高于)已经设定的阈值来控制开关元件的导通/断开，由于不存在误差放大器的频率特性导致的延迟等，因此与电压控制方式或者电流控制方式相比，能够得到较高的负载响应速度。

但是，纹波控制方式的DC-DC变换器通常如下那样将输出电压控制成固定电压：利用由于与输出端子平滑连接的电容器具有的电阻成分、即ESR(等价串联电阻)而出现在输出电压中的三角波(纹波)，通过比较器监视输出电压，并且在输出电压低于预定值时使开关元件导通固定时间，如此反复来使输出电压固定。

以往，由于使用ESR较大的电场电容器作为输出电压的平滑电容器，因此，未出现由于纹波的不足导致无法进行纹波控制的情况。但是，近年在数字家电中，出于希望减少纹波自身这样的要求，为了削减外形尺寸，提高可靠性，削减成本，希望使用ESR较小的陶瓷电容器这样的需求正在增加，但是，由于ESR较小时纹波成分几乎不会产生，因此不再能进行纹波控制。于是，提出了与在输出电压的反馈电压中注入纹波成分的开关电源相关的发明(专利文献1)。

另外，提出了如下与开关电源相关的发明：设置与电感器并联连接并且生成与在电感器中流动的纹波电流相似的纹波电压的积分电路，将生成的纹波电压变换为电流后，作为工作电流提供给比较反馈电压与参照电压的比较器，或者作为输入电压提供给比较器(专利文献2)。

专利文献1：日本专利第4610588号公报

专利文献2：日本专利第4613986号公报

但是，开关电源装置中，通常为了保护不发生过压或者短路，输出电压或其反馈电压大多受到监视，而如果像专利文献1的纹波注入电路那样在输出的反馈电压中注入纹波成分，则存在保护电路发生误动作的可能。

另外，已知在专利文献2的纹波注入电路那样对连接有电感器的节点的电位进行积分并生成纹波电压的方式中，对于连接有电感器的节点的电位，由于占空比发生变化，导致生成的纹波电压的振幅由于占空比而发生变化，存在由此导致线路调节(输出电压变动相对于输入电压变动的比例)恶化的可能。

发明内容

本发明着眼于如上所述的课题，其目的在于提供如下技术：在纹波控制方式的开关电源装置中，能够在不使线路调节恶化或者不使保护电路误动作的情况下在控制电路(IC)中搭载纹波注入功能。

为了达成上述目的，本发明的开关电源装置具备：电感器，其连接在输入直流电压的电压输入端子与连接负载的输出端子之间；驱动用开关元件，其使所述电感器中间歇地流过电流；控制电路，其生成对应于来自输出侧的反馈电压的控制脉冲，对所述驱动用开关元件进行导通、断开控制，所述开关电源装置输出电位与输入电压不同的电压。所述控制电路具备：电压比较电路，其对所述反馈电压与预定电压进行比较；伪纹波生成电路，其生成具有预定振幅的伪纹波电压，所述开关电源装置构成为基于通过所述伪纹波生成电路生成的伪纹波电压在所述反馈电压的传输路径上注入纹波成分。

根据上述方法，由于具备生成具有预定振幅的伪纹波电压的伪纹波生成电路，并且基于通过该伪纹波生成电路生成的伪纹波电压在反馈电压的传输路径上注入纹波成分，因此能够使生成的纹波电压的振幅固定，而与控制脉冲的占空比无关。由此，能够在不使线路调节恶化的情况下在控制电路(IC)中搭载纹波注入功能。

此处，优选所述伪纹波生成电路构成为具备：脉冲生成电路，其生成固定脉冲，该固定脉冲具有与所述控制脉冲相同的周期，即使该控制脉冲的占空比发生变化，该固定脉冲也具有固定的脉冲宽度；波形生成电路，其对应于由所述脉冲生成电路生成的所述固定脉冲生成三角波的波形电压。

根据该构成，能够通过波形生成电路生成即使控制脉冲的占空比发生变化也具有固定振幅的三角波的波形电压，能够在不使线路调节恶化的情况下在控制电路(IC)中搭载纹波注入功能。

另外，优选所述波形生成电路具备以下部分而构成：开关元件，其通过由所述脉冲生成电路生成的所述固定脉冲进行导通、断开控制；电容，其根据该开关元件的导通、断开动作以来自恒流源的电流反复进行充电和放电。

由此，能够以结构比较简单的电路来实现生成即使控制脉冲的占空比发生变化也具有固定振幅的三角波的波形电压的电路。

并且，优选所述电压比较电路是具有两个差动输入级的四输入比较器，所述开关电源装置构成为所述两个差动输入级中的一个差动输入级上输入所述反馈电压和预定电压，而另一个差动输入级上输入所述波形电压和作为基准的电位。

由此，由于不需要在反馈电压上直接附加纹波成分，因此在控制电路中设有与输入反馈电压的端子连接的、短路或者过压的保护电路的情况下，能够避免保护电路所监视的电压受到纹波成分的附加带来的影响，因此能够防止保护电路误动作。

另外，所述波形生成电路可以由积分电路来构成，该积分电路对通过所述脉冲生成电路生成的所述固定脉冲进行积分。由此，能够以结构比较简单的电路来实现生成即使控制脉冲的占空比发生变化也具有固定振幅的三角波的波形电压的电路。

根据本发明，具有如下效果：在纹波控制方式的开关电源装置中，能够在不使线路调节恶化或者不使保护电路误动作的情况下在控制电路(IC)中搭载纹波注入功能。

附图说明

图1是表示适用了本发明的开关调节器方式的DC-DC变换器的一个实施方式的电路构成图。

图2是表示图1的实施方式的伪纹波生成电路中各部分电压变化的时间图。

图3是表示伪纹波生成电路的第二实施例的电路图。

图4是表示第二实施例的伪纹波生成电路中各部分电压变化的时间图。

图5是表示图1的实施方式的DC-DC变换器中比较器的具体例子的电路图。

图6是表示比较器的其它具体例子的电路图。

图7是表示具备伪纹波生成电路的图1的实施方式的DC-DC变换器的更具体应用例子的电路构成图。

图8是表示具备纹波注入电路的以往的开关电源装置中驱动脉冲的占空比发生变化的情况下注入的纹波成分的变化的时间图。

符号说明

20-开关控制电路，21-伪纹波生成电路，22-自适应导通时间电路，23-比较器(电压比较电路)，24-RS触发器(控制脉冲生成电路)，25a、25b-驱动器电路，26-控制逻辑电路，L1-线圈(电感器)，C1-平滑用电容器，SW1-驱动用开关元件，SW2-整流用开关元件。

具体实施方式

以下，基于附图说明本发明的优选实施方式。

图1表示适用了本发明的开关调节器方式的DC-DC变换器的一个实施方式。

该实施方式的DC-DC变换器具备作为电感器的线圈L1、连接在施加直流输入电压Vin的电压输入端子IN与上述线圈L的一个端子之间的向线圈L1流入驱动电流的高侧的驱动用开关元件SW1、以及连接在线圈L1的一个端子与接地点之间的低侧的整流用开关元件SW2。驱动用开关元件SW1以及整流用开关元件SW2能够由例如MOSFET(绝缘栅极型场效应晶体管)构成。

另外，本实施方式的DC-DC变换器具备：对上述驱动用开关元件SW1以及整流用开关元件SW2进行导通、断开驱动的开关控制电路20；以及连接在上述线圈L1的另一端子(输出端子OUT)与接地点之间的平滑用电容器C1。

此处，虽然不做特别限定，但是，构成DC-DC变换器的电路以及元件中，开关控制电路20在半导体芯片上形成并且构成为半导体集成电路(电源控制用IC)，线圈L1和电容器C1能够构成为作为外置元件与设在该IC的外部端子连接。而且，驱动用开关元件SW1以及整流用开关元件SW2可以是外置元件，也可以是作为在芯片内(on chip)的元件设在开关控制电路20内。本实施方式在适用于使用ESR小的陶瓷电容器等作为电容器C1的情况下是有效的。

该实施方式的DC-DC变换器中，使驱动用开关元件SW1和整流用开关元件SW2互补地导通、断开的驱动脉冲GP1、GP2通过开关控制电路20来生成，开关控制电路20中设有伪纹波生成电路21，其接受驱动脉冲GP1，与驱动脉冲GP1的占空比无关地生成预定的伪纹波电压Vripple。

第一实施例中，伪纹波生成电路21由单触发(oneshot)脉冲生成电路21A和滤波器电路21B构成，所述单触发脉冲生成电路21A接受驱动脉冲GP1生成具有固定脉冲宽度的固定脉冲，滤波器电路21B由电阻和电容构成，对通过单触发脉冲生成电路21A生成的固定脉冲进行积分。单触发脉冲生成电路21A能够由例如使输入信号延迟预定脉冲宽度量的延迟电路和以通过该延迟电路延迟后的信号和输入信号作为输入的异或门(exclusive OR gate)或者RS触发器等构成。而且，该滤波器电路21B可以改称为对输入的脉冲进行积分的积分电路。

另外，本实施方式中的开关控制电路20具备比较器23、控制逻辑电路26以及驱动器电路25a、25b，所述比较器23以将输出电压Vout通过串联电阻Rfb1、Rfb2分压后的反馈电压Vfb与预定参照电压Vref作为输入，所述控制逻辑电路26具备基于该比较器23的输出来生成使驱动用开关元件SW1和整流用开关元件SW2导通、断开的控制脉冲的控制脉冲生成电路等，所述驱动器电路25a、25b接受该控制逻辑电路26的输出来生成并输出使驱动用开关元件SW1和整流用开关元件SW2导通、断开的驱动脉冲GP1、GP2。

而且，本实施方式中，上述比较器23由具有两个差动输入级的四输入比较器构成，通过上述伪纹波生成电路21生成的差动的伪纹波电压Vripple被输入比较器23。控制逻辑电路26由纹波控制方式的变换器中使用的通常的自适应导通计时器(adaptive on timer)、或者固定导通时间计时器、最小断开时间计时器、触发器等构成，能够对应于比较器23的输出来生成使驱动用开关元件SW1和整流用开关元件SW2互补地导通、断开的驱动脉冲GP1、GP2。

该实施方式的DC-DC变换器中，基于通过控制逻辑电路26生成的控制脉冲生成驱动脉冲GP1、GP2，通过该脉冲对驱动用开关元件SW1和整流用开关元件SW2互补地进行导通、断开驱动，在稳定状态下，驱动用开关元件SW1导通后，线圈L1被施加直流输入电压Vin，电流向输出端子OUT流动，平滑用电容器C1被充电。

另外，驱动用开关元件SW1被断开后，相反地整流用开关元件SW2导通，电流通过该导通后的整流用开关元件SW2流向线圈L1。于是，通过对输入驱动用开关元件SW1的控制端子(栅极端子)的驱动脉冲GP1的脉冲宽度(占空比)或者频率对应于通过伪纹波生成电路21生成的伪纹波电压进行控制，产生对直流输入电压Vin降压后的预定电位的直流输出电压Vout。

接着，针对本实施方式的伪纹波生成电路21详细进行说明。

如图1所示，构成第一实施例中的伪纹波生成电路21的滤波器电路21B具有在由电阻R11以及电容C11构成的低通滤波器FLT1的后级连接有由电阻R12以及电容C12构成的低通滤波器FLT2的结构，在低通滤波器FLT1和FLT2中通过的信号作为差动输入信号输入比较器23。

上述单触发脉冲生成电路21A的输入不限定为驱动脉冲GP1，可以为连接有电感器L1的节点N1的电压VL，也可以为驱动器电路25a、25b的输入信号或者其前级的控制逻辑电路26的输入信号。

如所述的专利文献2的纹波注入电路那样，对连接有电感器的节点的电位进行积分从而生成纹波电压的方式中，连接有电感器的节点的电位由于输入变压变化后导致占空比发生变化，因此如图8(a)、(b)、(c)所示，生成的纹波电压Vripple的振幅由于驱动脉冲GP1的占空比而发生变化。

相对于此，如本实施例那样，伪纹波生成电路21由单触发脉冲生成电路21A和对其输出脉冲OSP进行积分的滤波器电路21B构成时，即使驱动脉冲GP1的占空比发生变化，也如图2(a)、(b)、(c)所示的那样，生成的纹波电压Vripple的振幅基本相同，而与占空比无关。由此，能够避免线路调节的恶化。

图3表示本实施方式中伪纹波生成电路21的第二实施例。如图3所示，第二实施例的伪纹波生成电路21由单触发脉冲生成电路21A和通过其输出脉冲OSP生成斜升波形(ramp-wave，锯齿波)的电压Vramp的波形生成电路21C构成。

波形生成电路21C例如由与电阻R3串联连接的电容C3和与该电容C3并联连接并且通过上述单触发脉冲生成电路21A的输出脉冲OSP导通、断开的放电用开关S3构成。该电路在开关S3断开期间通过电阻R3对电容C3充电，S3通过单触发脉冲生成电路21A的输出脉冲导通后，电容C3的电荷放电。通过如此反复进行，生成锯齿波状的波形电压(广义的三角波)Vramp。电阻R3可置换为恒流源。

第二实施例的伪纹波生成电路21中，如图4(a)、(b)、(c)所示，从单触发脉冲生成电路21A输出的单触发脉冲OSP的周期与开关周期(驱动脉冲GP1的周期)一致，并且从波形生成电路21C输出的电压Vramp成为仅在单触发脉冲OSP为低电平期间逐渐升高的斜升波形(锯齿波)。因此，即使驱动脉冲GP1的占空比发生变化，由于OSP的脉冲宽度相同，因此作为生成的伪纹波电压的斜升波形电压Vramp的振幅固定，而与占空比无关，能够避免线路调节的恶化。

另外，在图1所示的第一实施例的情况下，虽然线路调节得以改善，但是负载变动时的响应性存在问题。亦即，在纹波控制方式的DC-DC变换器中，只要输入电压不变化，则开关元件的导通时间固定，通过开关频率控制输出电压Vout固定。于是，在负载发生了变化的情况下，开关频率发生变化，驱动脉冲的占空比发生变化，而对于图1的滤波器电路21B中生成并提供给比较器23的伪纹波电压Vripple，由于在滤波器的第一级与第二级之间产生相位延迟，因此导致负载过渡响应特性变差。

纹波控制方式的变换器中需要纹波成分是为了通过比较器23检测使驱动用开关元件SW1导通的定时(timing)，该驱动用开关元件SW1使线圈L1中流过电流，而不需要使得伪纹波电压Vropple的波形为狭义的三角波。因此，在使用如同图3所示第二实施例的伪纹波生成电路21的生成斜升波形(锯齿波)Vramp的波形生成电路21C的情况下，因为不产生相位延迟的问题，因此能够避免负载过渡响应特性恶化。

图5中示出了构成所述实施方式中开关控制电路20的四输入比较器23的具体电路例子。

该实施例的比较器23由第一差动输入级23a、第二差动输入级23b和电流-电压变换部23c构成，所述第一差动输入级23a具有共源连接的MOS晶体管Mn1、Mn2，所述第二差动输入级23b具有共源连接的MOS晶体管Mn3、Mn4，所述电流-电压变换部23c具有输出级，所述输出级包括与上述差动输入级共通的自适应负载晶体管Mp1、Mp2以及以通过Mp1进行电流-电压变换后的电压进行导通、断开控制的串联连接的晶体管Mp3、Mn5。于是，在上述第一差动输入级23a的MOS晶体管Mn1、Mn2的栅极端子上输入参照电压Vref和来自输出侧的反馈电压Vfb。

另外，在第二差动输入级23b的MOS晶体管Mn3、Mn4的栅极端子上输入在构成伪纹波生成电路21的滤波器电路21B的第一级和第二级的低通滤波器FLT1和FLT2中通过后的差动的信号、或者波形生成电路21C中生成的斜升波形电压Vramp和接地电位。

此处，针对通过本实施方式的比较器23能够得到与在来自输出侧的反馈电压Vfb附加纹波成分等同的结果的理由，使用数学式进行说明。

首先，将图5的比较器中的差动输入级23a、23b的部分看作电压-电流变换电路，将从接受变换后的差动电流的负载(Mp1、Mp2)到输出为止考虑为电流-电压变换电路。

于是，在电流-电压变换电路中，如果输入的差动电流ΔI＝Ip-In为正，则输出成为高电平，而如果为负，则输出成为低电平。另一方面，在差动输入部的电压-电流变换电路中，设第一差动输入级23a的增益为Gm1，设第二差动输入级23b的增益为Gm2，则输出电流ΔI表示为下述数学式(1)。

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}I=Gm1(Vin,p1-Vin,n1)+Gm2(Vin,p2-Vin,n2)\\ =Gm1\{Vin,p1-(Vin,n1\frac{Gm2}{Gm1}(Vin,n2-Vin,p2\left)\right)\}\end{array}\mathrm{...}\left(1\right)$

在上述数学式(1)中，将参照电压Vref代入Vin,p1，将输出的反馈电压Vfb代入Vin,n1，并且，将差动的伪纹波电压Vripple代入Vin,n2-Vin,p2，于是，电压-电流变换部的输出电流ΔI的大小能够表示为以下数学式(2)。

$\mathrm{\Δ}I=Gm1\{Vref-(Vfb+\frac{Gm2}{Gm1}Vripple)\}\mathrm{......}\left(2\right)$

此处，比较器23的输出Vout切换为高/低(比较器进行反应)是在差动输入部的输出电流ΔI的正负发生变化时决定，亦即，根据数学式(2)的结果为正还是为负来决定Vout的电平。由数学式(2)可知，进行数学式(2)的计算等同于对在反馈电压Vfb上相加(Gm2/Gm1)倍的伪纹波电压Vripple后的电压与参照电压Vref进行比较。

另外，由数学式(2)可知，为了使数学式内的(Gm2/Gm1)的值为1以下，通过设定构成比较器23的元件的常数，即使增加伪纹波电压Vripple，也成为相同结果。于是，如果能够增加伪纹波电压Vripple，由于相对于伪纹波电压Vripple的噪音量相对减少，因此具有能够提高S/N比的优点。

而且，电流-电压变换电路部分的结构不限定为实施例所示，例如可以如图6所示由折叠级联(folded-cascode)级来构成。另外，差动输入级也可以不由NMOS晶体管来构成，而可以由PMOS晶体管来构成。

接着，使用图7说明使用了本实施方式的纹波注入电路21的开关控制电路20的更具体的应用例子。

图7的开关控制电路20中设有自适应导通计时器22，对输入电压Vin和输出电压Vout进行前馈并决定对驱动用开关元件SW1的导通时间进行规定的计时器的时间，将该计时器22的输出输入RS触发器24的复位端子，并且在置位端子输入所述比较器23的输出，向驱动器电路25a、25b提供触发器24的输出Q、/Q，生成并输出使驱动用开关元件SW1和整流用开关元件SW2导通、断开的驱动脉冲GP1、GP2。由自适应导通计时器22和RS触发器24构成图1的控制逻辑电路26。

该实施例的自适应导通计时器22由例如恒流源CS1以及与该恒流源CS1串联连接的电容C2、放电用的开关S2、以及比较器CMP等构成，所述放电用的开关S2与该电容C2并联连接，通过例如上述触发器24的输出/Q导通、断开，所述比较器CMP的非反相输入端子上输入恒流源CS1与电容C2的连接节点N2的电位，反相输入端子上输入输出电压Vout。于是，恒流源CS1构成为流过与输入电压Vin成比例的电流Ic(∝Vin)。

此处，说明具有如图7所示构成的开关控制电路20的DC-DC变换器的动作。而且，为了便于理解，此处分为输入电压Vin固定但是负载发生变化的情况和负载固定但是输入电压Vin发生变化的情况进行说明，但是实际上也存在这些变化同时发生的情况，该情况下，以下说明的动作同时进行。

首先，考虑输入电压Vin固定但是负载从重负载状态变化为轻负载状态的情况。该情况下，由于输入电压Vin固定，因此自适应导通计时器22的恒流源CS1的电流Ic固定。因此，自适应导通计时器22的内部节点N2的电位在达到模拟电压Vout之前的时间基本不变。于是，在节点N2的电位达到输出电压Vout的时间点，驱动用开关元件SW1被断开，由于负载轻，因此输出电压Vout缓慢下降。因此，驱动脉冲GP1变化为高电平使得驱动用开关元件SW1被导通的定时变晚。

亦即，在负载减轻的情况下，驱动脉冲GP1的周期增长。另外，驱动脉冲GP1的周期增长后，占空比减小，通过驱动用开关元件SW1流到线圈L1的电流减少。于是，在这之后，当负载稳定时，驱动脉冲GP1的占空比以及频率保持固定。纹波控制方式中，由于没有采用在电压控制方式或者电流控制方式中使用的误差放大器，因此如上所述的响应迅速地进行。

另一方面，输入电压Vin固定但是负载从轻负载状态变化为重负载状态的情况下，与上述相反，输出电压Vout比较迅速地下降，因此，驱动脉冲GP1变化为高电平使得开关元件SW1被导通的定时提前。亦即，负载增重的情况下，驱动脉冲GP1的周期变短。另外，驱动脉冲GP1的周期变短后，占空比增大，通过驱动用开关元件SW1流到线圈L1的电流增加。于是，在这之后，当负载稳定时，频率保持固定。

接着，针对负载固定、而输入电压Vin低的情况和高的情况下的自适应导通计时器22的动作进行说明。

Vin低的情况下，驱动用开关元件SW1导通的期间内从输入端子IN流入线圈L1的电流少，输出电压的上升速度减慢。但是，输入电压Vin低时，由于自适应导通计时器22的恒流源CS1的电流Ic少，因此计时器电路内部的节点N2的电位达到Vout的时间增长，触发器24的输出下降到低电平的定时后移。其结果为，驱动用开关元件SW1导通的时间长。

另外，输入电压Vin高的情况下，从输入端子IN向线圈L1流动较多的电流，输出电压的上升速度增快。但是，由于自适应导通计时器22的恒流源CS1的电流Ic增多，因此计时器电路内部的节点N2的电位达到Vout的时间缩短，触发器24的输出下降到低电平的定时前移。亦即，驱动用开关元件SW1导通的时间短。

因此，自适应导通计时器22中控制成电流与时间的乘积基本固定，而与输入电压Vin的大小无关。另一方面，如果负载不发生变化，则比较器23的输出发生变化的定时、亦即驱动用开关元件SW1被导通的定时不发生变化。其结果为，在负载固定而输入电压Vin变化时，驱动用开关元件SW1的驱动脉冲的占空比发生变化，开关频率维持固定。

以上基于实施方式具体说明了本发明人做出的发明，但是本发明不限定为所述实施方式。例如，构成第二实施例(图3)的伪纹波生成电路21的波形生成电路21C构成为具备与电阻R3串联连接的电容C3和与该电容C3并联连接的开关S3并且生成斜升波形电压(广义的三角波)，但是也可以构成为：与图3的电阻R3串联地设置第二开关，并且与电阻R3串联地设置第二电阻或者恒流源，使两个开关互补地导通、断开，生成狭义的三角波。

另外，在所述实施方式中，使用MOS晶体管等构成的整流用开关元件SW2作为连接在线圈L1的起始端与接地点之间的低侧的整流用元件，但是，也能够是使用二极管取代整流用开关元件SW2的DC-DC变换器，该情况下，也能够适用本发明。

Claims (3)

1.一种开关电源装置，其具备：

电感器，其连接在输入直流电压的电压输入端子与连接负载的输出端子之间；

驱动用开关元件，其使所述电感器中间歇地流过电流；以及

控制电路，其生成对应于来自输出侧的反馈电压的控制脉冲，对所述驱动用开关元件进行导通、断开控制，

所述开关电源装置输出电位与输入电压不同的电压，

所述开关电源装置的特征在于，

所述控制电路具备：

电压比较电路，其对所述反馈电压与预定电压进行比较；以及

伪纹波生成电路，其生成具有预定振幅的伪纹波电压，

所述伪纹波生成电路具备：

脉冲生成电路，其生成固定脉冲，该固定脉冲具有与所述控制脉冲相同的周期，即使该控制脉冲的占空比发生变化，该固定脉冲也具有固定的脉冲宽度；以及

波形生成电路，其对应于由所述脉冲生成电路生成的所述固定脉冲生成三角波的波形电压，

所述开关电源装置构成为基于通过所述伪纹波生成电路生成的伪纹波电压在所述反馈电压的传输路径上注入纹波成分，

所述电压比较电路是具有两个差动输入级的四输入比较器，

所述开关电源装置构成为所述两个差动输入级中的一个差动输入级上输入所述反馈电压和预定电压，而另一个差动输入级上输入所述波形电压和作为基准的电位。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述波形生成电路构成为具备：

开关元件，其通过由所述脉冲生成电路生成的所述固定脉冲进行导通、断开控制；以及

电容，其根据该开关元件的导通、断开动作以来自恒流源的电流反复进行充电和放电。

3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述波形生成电路由积分电路构成，该积分电路对通过所述脉冲生成电路生成的所述固定脉冲进行积分。