CN102386659B - 充电管理电路 - Google Patents

Abstract

本发明揭露了一种充电管理电路，所述充电管理电路不仅包括控制开关和输出LC电路，还包括：平均值比较电路，用于比较电感电流是否达到平均值；峰值比较电路，用于比较所述电感电流是否达到峰值；第一占空比信号产生电路，用于在所述电感电流达到平均值且未达到峰值时输出构成第一占空比信号的第一信号，并在所述电感电流达到峰值时输出构成第一占空比信号的第二信号；控制信号产生电路，用于根据所述第一占空比信号生成控制信号，所述控制信号包括使所述控制开关导通的第三信号和使所述控制开关截止的第四信号，其中第四信号与第一信号成一定比例。

Description

充电管理电路

【技术领域】

本发明涉及电子电路领域，特别涉及一种充电管理电路。

【背景技术】

充电管理电路通常被用于延长锂电池的使用寿命和提高锂电池的安全性。充电管理电路包括有开关模式充电管理电路和线性模式充电管理电路。其中，开关模式充电管理电路因其高效率的特性被广泛应用于涉及大电流的充电管理芯片中。

请参考图1，其示出了现有技术中的一种开关模式直流-直流充电管理电路的电路示意图。开关模式直流-直流充电管理电路100主要包括有脉冲宽度调制（Pulse-width modulation，以下简称脉宽调制或PWM）比较器101，控制开关102及输出LC电路。该输出LC电路包括与控制开关102连接的电感L和与电感L串联的电容C，电感L和电容C的连接节点的节点电压被用于输出电压Vout。

PWM比较器101用于比较其输入端的输入信号以产生不同占空比的方波信号，PWM比较器101产生的方波信号用于驱动控制开关102的导通与截止。控制开关102可以包括第一开关管MP1和第二开关管MN1，当第一开关管MP1导通且第二开关管MN1截止时，此时电流由Vin节点流向电感，流经电感L的电感电流上升（上升速率为(Vin-Vout）/L，即电感L两端电压降除以L，其中Vin节点电压即为输入电压Vin，Vout节点电压即为输出电压Vout，L为电感值)，对电感L进行储能；当第一开关管MP1截止且第二开关管MN1导通时，此时电流从地流向电感L，流经电感L的电感电流下降(下降速率为(0-Vout)/L，其中0为地的电压，输出电压Vout为Vout节点电压，L为电感值，此速率为负数，表示电流下降)，电感L释放能量。

开关模式直流-直流充电管理电路的基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变换或者外部负载变化的情况下，PWM比较器通过被控制的输入信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节控制开关的导通脉冲宽度，使得输出电压或者输出电流保持不变。

具体到图1所示情形，假设充电管理电路100用于恒流充电模式，充电管理电路100可以通过第一比较器103采集串联在电感L与电容C之间的电阻R的压降来达到采集充电电流的目的，然后将该电阻R的压降经过滤波电路104滤波后与参考电压Vref在第二比较器105中比较以产生误差信号EAO，PWM比较器101将该误差信号EAO与振荡器106产生的三角波信号Ramp进行比较获得不同占空比的方波信号，然后由控制电路107根据该不同占空比的方波信号控制所述控制开关102的导通与截止以保持充电电流的稳定。由于该控制过程的被控制的输入信号是充电电流的平均值，所以可以称之为采用电流平均值控制方法的开关模式直流-直流充电管理电路。而且由于上述控制过程是闭环控制过程，所以还需要较大的相位补偿电路108来维持环路稳定性。

在实现本发明的过程中，本发明人发现现有技术中的技术方案至少存在如下缺点：第一，充电电流的采集是通过电阻R来完成的，由于电阻R是有功元件，所以肯定会产生额外的热功率损耗，也即会降低系统效率；第二，为了较少热功耗损耗，该电阻R一般选用较小的电阻值，且需要是散热较好的功率电阻，此类电阻的成本较高；第三，相位补偿电路108通常包括有电容、电阻等器件，该相位补偿电路108不仅会占据较大的芯片面积，还会限制电感L和电容R的选择，使得电感L和电容R只能选用一些固定的电感值和电容值，如果选择不当，就会导致振荡。

因此，有必要提出一种新的技术方案来解决上述问题。

【发明内容】

本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。

本发明的一个目的在于提供一种充电管理电路，无需串联在充电通路上的电阻R，也无需占用芯片较大面积的环路补偿电路。

为了达到本发明的目的，本发明提供一种充电管理电路，其包括串联的第一开关管和第二开关管以及与第一开关管和第二开关管的连接节点连接的输出LC电路，所述第一开关管导通且第二开关管截止时将输入电压接入所述输出LC电路，所述第一开关管截止且第二开关管导通时，切断所述输入电压与所述输出LC电路的连接并释放所述输出LC电路的能量，所述输出LC电路包括与所述第一开关管和第二开关管的连接节点连接的电感和与所述电感串联的电容，所述电感和电容的连接节点的节点电压被用作输出电压，其还包括：

平均值比较电路，用于比较流经所述电感的电感电流是否达到平均值；

峰值比较电路，用于比较所述电感电流是否达到峰值；

第一占空比信号产生电路，用于在所述电感电流达到平均值且未达到峰值时输出构成第一占空比信号的第一信号，并在所述电感电流达到峰值时输出构成第一占空比信号的第二信号；

控制信号产生电路，用于根据所述第一占空比信号生成控制信号，所述控制信号包括使所述第一开关管导通且第二开关管截止的第三信号和使所述第一开关管截止且第二开关管导通的第四信号，其中第四信号的时间长度T2为：

$T2=\frac{2T1(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}{\mathrm{Vout}}$

其中，T1为同周期的第一信号的时间长度，Vin为输入电压，Vout为输出电压。

进一步地，所述控制信号产生电路包括第一电流产生电路、第二电流产生电路、充电电流产生电路、放电电流产生电路、充放电管理电路、一端接地的第一电容和控制信号产生子电路；

所述第一电流产生电路，用于根据所述输入电压产生第一参考电流，所述第一参考电流的电流值为K*Vin，K为固定参数；

所述第二电流产生电路，用于根据所述输出电压产生第二参考电流，所述第二参考电流的电流值为K*Vout，K为固定参数；

所述充电电流产生电路，用于根据所述第一参考电流和第二参考电流产生充电电流，所述充电电流的电流值为2N*（K*Vin-K*Vout），N为固定参数；

所述放电电流产生电路，用于根据所述第二参考电流产生放电电流，所述放电电流的电流值为N*K*Vout；

所述充放电管理电路，用于在接收到第一信号时，采用所述充电电流对所述第一电容充电；在接收到第二信号时，采用所述放电电流对所述第一电容放电；

所述控制信号产生子电路，用于根据所述第一电容的放电时间和峰值比较电路的比较结果产生控制信号、或者根据所述第一电容的放电时间和第一占空比信号产生控制信号。

进一步地，所述峰值比较电路在所述电感电流达到峰值时输出高电平；

所述控制信号产生子电路包括第一比较器和第一D触发器；

所述第一比较器，用于比较所述第一电容的不接地的一端的电压是否大于参考电压，如果大于，则输出高电平，所述参考电压为第一电容未开始充电时的电压；

所述第一D触发器的D输入端与电源电压相连、S输入端与所述第一比较器的输出端相连，其R输入端与所述峰值比较电路的输出端相连，其Q输出端的输出为所述控制信号，所述控制信号中的高电平信号为所述第四信号，所述控制信号中的低电平为所述第三信号。

进一步地，所述第一占空比信号中的第一信号为高电平，第二信号为低电平；

所述控制信号产生子电路包括第一比较器和异或电路；

所述第一比较器，用于比较所述第一电容的不接地的一端的电压是否大于参考电压，如果大于，则输出高电平，所述参考电压为第一电容未开始充电时的电压；

所述异或电路的一个输入端与所述第一比较器的输出端相连，另一个输入端与所述第一占空比信号产生电路相连，其输出信号为所述控制信号，所述控制信号中的高电平信号为所述第四信号，所述控制信号中的低电平为所述第三信号。

进一步地，所述平均值比较电路包括：平均值比较器、第一可控开关、第二可控开关、由串联的第一PMOS管和第一电流源形成的第一支路；

其中，平均值比较器的正输入端通过第一可控开关与第一开关管和第二开关管的连接节点相连，并且平均值比较器的正输入端还通过第二可控开关与电源电压相连，平均值比较器的负输入端与第一PMOS管的漏极相连，第一PMOS管的源极与输入电压相连，第一PMOS管的栅极接地，且第一PMOS管的漏极与第一电流源的一端串联，第一电流源的另一端接地，所述第一可控开关在控制开关导通时导通，所述第二可控开关在控制开关截止时导通。

进一步地，所述峰值比较电流包括：峰值比较器、第一可控开关、第二可控开关、由串联的第二PMOS管和第二电流源形成的第二支路；

其中，峰值比较器的正输入端通过第一可控开关与第一开关管和第二开关管的连接节点相连，并且峰值比较器的正输入端还通过第二可控开关与电源电压相连，峰值比较器的负输入端与第二PMOS的漏极相连，第二PMOS管的源极与输入电压相连，第二PMOS管的栅极接地，且第二PMOS管的源极与第二电流源的一端串联，第二电流源的另一端接地，所述第一可控开关在控制开关导通时导通，所述第二可控开关在控制开关截止时导通。

进一步地，所述第一占空比信号产生电路包括：第二D触发器，

第二D触发器的D输入端与电源电压相连、S输入端与平均值比较器的输出端相连，其R输入端与峰值比较器的输出端相连，其Q输出端的输出为第一占空比信号。

进一步地，所述第一电流产生电路包括：由串联的第一电阻和第二电阻形成的第一支路、由串联的第三PMOS管、第一NMOS管和第三电阻形成的第二支路、和第一电流运算放大器；

其中，第一电阻的一端接输入电压，其另一端与第二电阻串联，第二电阻不与第一电阻相连的一端接地；第三PMOS管的源极与电源电压相连，第三PMOS管的栅极和漏极与第一NMOS管的漏极相连，第一NMOS管的源极与第三电阻串联，且第三电阻不与第一NMOS管相连的另一端接地，第一NMOS管的衬体接地，第一电流运算放大器的正输入端与第一电阻和第二电阻的连接节点相连，第一电流运算放大器的负输入端与第一NMOS管的源极与第三电阻的连接节点相连，第一电流运算放大器的输出端与第一NMOS管的栅极相连，

其中，流经第三电阻的电流为第一电流。

进一步地，所述第二电流产生电路包括：由串联的第四电阻和第五电阻形成的第四支路、由串联的第四PMOS管、第二NMOS管和第六电阻形成的第五支路、由串联的第五PMOS管和第三NMOS管构成的第三支路和第二电流运算放大器；

其中，第四电阻的一端接输出电压，其另一端与第五电阻串联，第五电阻不与第四电阻相连的一端接地。第四PMOS管的源极与电源电压相连，第四PMOS管的栅极和漏极与第二NMOS管的漏极相连，第二NMOS管的源极与第六电阻串联，且第六电阻不与第二NMOS管相连的另一端接地，第二NMOS管的衬体接地，第二电流运算放大器的正输入端与第四电阻和第五电阻的连接节点相连，第二电流运算放大器的负输入端与第二NMOS管的源极与第六电阻的连接节点相连，第二电流运算放大器的输出端与第二NMOS管的栅极相连，

其中，流经第六电阻的电流为第二电流。

进一步地，所述充电电流产生电路包括串联的第一电流镜电路和第二电流镜电路，所述第一电流镜电路按照1：1比例镜像第一电流，所述第二电流镜电路按照1：1比例镜像第二电流，所述第一电流镜电路和第二电流镜电路的连接节点与第一电容的非接地一端相连；

所述放电电流产生电路包括第三电流镜电路，所述第三电流镜电路按照2：1比例镜像第二电流，所述第三电流镜电路的一端接地，所述第三电流镜电路的非接地一端与第一电容的非接地一端相连；

所述充放电管理电路包括设置在所述第一电流镜电路和第二电流镜电路的连接节点与第一电容的非接地一端之间的第一组可控开关，所述第一组可控开关在接收到第一信号时导通；

所述充放电管理电路还包括设置在所述第三电流镜电路的非接地一端与第一电容的非接地一端之间的第二组可控开关，所述第二组可控开关在接收到第二信号时导通。

与现有技术相比，本发明中的充电管理电路具有以下优点:

第一，节省了串联在充电通路上的电阻R，提高了系统效率并且降低了成本；

第二，节省了占用芯片较大面积的环路补偿电路，而是采用了电流镜电路等占用芯片较小面积的其它电路。

【附图说明】

结合参考附图及接下来的详细描述，本发明将更容易理解，其中同样的附图标记对应同样的结构部件，其中：

图1为现有技术中的一种开关模式直流-直流充电管理电路的电路示意图；

图2为本发明中的充电管理电路在一个实施例中的电路示意图;

图3为本发明中的充电管理电路中各个波形信号的波形示意图；

图4为本发明中的控制信号产生电路在一个实施例中的电路示意图；

图5为本发明中的控制信号产生子电路在一个实施例中的电路示意图；

图6为本发明中的控制信号产生子电路在另一个实施例中的电路示意图；

图7为本发明中的充电管理电路在一个实施例中的部分电路示意图；

图8为图7示出的充电管理电路的另外一部分电路示意图。

【具体实施方式】

本发明的详细描述主要通过程序、步骤、逻辑块、过程或其他象征性的描述来直接或间接地模拟本发明技术方案的运作。为透彻的理解本发明，在接下来的描述中陈述了很多特定细节。而在没有这些特定细节时，本发明则可能仍可实现。所属领域内的技术人员使用此处的这些描述和陈述向所属领域内的其他技术人员有效的介绍他们的工作本质。换句话说，为避免混淆本发明的目的，由于熟知的方法、程序、成分和电路已经很容易理解，因此它们并未被详细描述。

此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。此外，表示一个或多个实施例的方法、流程图或功能框图中的模块顺序并非固定的指代任何特定顺序，也不构成对本发明的限制。

请参考图2，其示出了本发明中的充电管理电路在一个实施例200中的电路示意图。该充电管理电路200包括控制开关201、输出LC电路202、平均值比较电路203、峰值比较电路204、第一占空比信号产生电路205和控制信号产生电路206。

控制开关201包括串联的第一开关管MP1和第二开关管MN1。其中，第一开关管MP1通常作为主开关，第二开关管MN1通常作为同步整流开关。第一开关管MP1的源极与节点Vin相连，且其漏极与第二开关管MN1的漏极相连。第二开关管MN1的源极接地，第一开关管MP1和第二开关管MN1的连接节点与输出LC电路202相连。当第一开关管MP1导通且第二开关管MN1截止时，也即控制开关201处于导通状态时，将输入电压Vin接入了输出LC电路202；当第一开关管MP1截止且第二开关管MN1导通时，也即控制开关201处于截止状态时，切断输入电压Vin与输出LC电路的连接并释放输出LC电路的能量。该输入电压Vin可以是电源电压VDD。

输出LC电路202包括串联的电感L和电容C。其中，电感L的一端与第一开关管MP1和第二开关管MN1的连接节点LX相连，另一端与电容C相连。电容C不与电感L相连的一端接地。电感L和电容C的连接节点的节点电压被用作输出电压Vout，用于加载在诸如锂电池之类的负载上进行充电。在控制开关201处于导通状态时，流经电感L的电感电流按照（Vin-Vout）/L的斜率上升，这里L为电感L的电感值；在控制开关201处于截止状态时，流经电感L的电感电流IL按照（0-Vout）/L的斜率下降。图3中示出了流经电感L的电感电流的电流值随时间变换的波形IL，其中Iav为流经电感电流L的电流的平均值，Ip为流经电感电流L的电流的峰值，Iv为流经电感电流L的电流的谷值。

平均值比较电路203用于比较流经电感L的电感电流IL是否达到平均值Iav，并在电感电流IL达到平均值Iav时，可以发出一个诸如高电平之类的信号，如图3中波形信号A所示。当波形信号A处于低电平时，表征平均值比较电路203比较得知流经电感L的电感电流未达到平均值；当波形信号A处于高电平时，表征平均值比较电路203比较得知流经电感L的电感电流达到了平均值。

峰值比较电路204用于比较流经电感L的电感电流IL是否达到峰值Ip，并在电感电流IL达到峰值Ip时，可以发出一个诸如高电平之类的信号，如图3中波形信号B所示。当波形信号B处于低电平时，表征峰值比较电路204比较得知流经电感L的电感电流未达到峰值；当波形信号B处于高电平时，表征峰值比较电路204比较得知流经电感L的电感电流达到了峰值。

第一占空比信号产生电路205用于根据平均值比较电路203和峰值比较电路204的比较结果，在流经电感L的电感电流达到平均值且未达到峰值时输出构成第一占空比信号的第一信号，并在流经电感L的电感电流达到峰值时输出构成第一占空比信号的第二信号。该第一占空比信号可以如图3中波形信号Ton_half所示，波形信号Ton_half中的高电平为流经电感L的电感电流达到平均值且未达到峰值时输出的第一信号；波形Ton_half中的低电平为流经电感L的电感电流达到峰值时输出第二信号。

控制信号产生电路206用于根据第一占空比信号产生电路205产生的第一占空比信号生成控制信号，控制信号包括使控制开关201导通的第三信号和使控制开关201截止的第四信号，其中第四信号的时间长度T2为：

$T2=\frac{2T1(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}{\mathrm{Vout}}$ 式1

其中，T1为同周期的第一信号的时间长度，Vin为输入电压，Vout为输出电压。该控制信号的波形可以参考图3中波形信号Pon所示，在波形信号Pon中的高电平信号为使控制开关201处于导通状态的第三信号，在波形信号Pon中的低电平信号为使控制开关201处于截止状态的第四信号，并且其中第四信号的时间长度与第一信号的时间长度满足式1中的关系。

应当意识到，当第四信号的时间长度与第一信号的时间长度满足式1中的关系时，电感L在控制开关201处于导通时储存的能量与电感L在控制开关201处于截止时释放的能量相等，也就是说，负载获得的充电电流为恒流，满足恒流充电模式的要求。

综上所述，本发明中的充电管理电路不仅节省了现有技术中串联在充电通路上的电阻R，提高了系统效率并且降低了成本；而且节省了占用芯片较大面积的环路补偿电路，得到了更小的芯片面积。

为了进一步地描述本发明，请参考图4，其示出了本发明中的控制信号产生电路在一个实施例400中的电路示意图。该控制信号产生电路400包括第一电流产生电路401、第二电流产生电路402、充电电流产生电路403、放电电流产生电路404、充放电管理电路405、一端接地的第一电容C1和控制信号产生子电路406。

第一电流产生电路401用于根据输入电压Vin产生第一电流I1，所述第一电流I1的电流值为K*Vin，K为固定参数。第一电流产生电路401可以通过采样输入电压Vin结合相关的分压电路和电流镜电路实现。

所述第二电流产生电路402用于根据输出电压Vout产生第二电流I2，所述第二电流I2的电流值为K*Vout，K为固定参数。第一电流产生电路401可以通过采样输出电压Vout结合相关的分压电路和电流镜电路实现。

充电电流产生电路403用于根据第一电流I1和第二电流I2产生充电电流I3，充电电流I3的电流值为2N*（K*Vin-K*Vout），N为固定参数。充电电流产生电路403可以通过电流比较电路及电流镜电路实现。比如充电电流产生电路可以包括串联的第一电流镜电路和第二电流镜电路，第一电流镜电路可以按照1：1比例镜像第一电流，第二电流镜电路可以按照1：1比例镜像第二电流，第一电流镜电路和第二电流镜电路的连接节点可以与第一电容的非接地一端相连，以提供充电电流。

放电电流产生电路404用于根据第二电流I2产生放电电流I4，放电电流I4的电流值为N*K*Vout，N为固定参数。放电电流产生电路404可以通过电流镜电路实现。比如放电电流产生电路可以包括第三电流镜电路，第三电流镜电路按照2：1比例镜像第二电流，第三电流镜电路的一端接地，第三电流镜电路的非接地一端与第一电容的非接地一端相连。

充放电管理电路405可以包括若干个可控开关，用于在接收到第一信号时，采用充电电流I3对第一电容C1充电；在接收到第二信号时，采用放电电流I4对第一电容C1放电。比如，充放电管理电路可以包括设置在第一电流镜电路和第二电流镜电路的连接节点与第一电容的非接地一端之间的第一组可控开关，所述第一组可控开关在接收到第一信号时导通。充放电管理电路也可以包括设置在第三电流镜电路的非接地一端与第一电容的非接地一端之间的第二组可控开关，第二组可控开关在接收到第二信号时导通。

在一个实施例中，控制信号产生子电路406可以根据第一电容C1的放电时间和峰值比较电路204的比较结果产生控制信号，可以参考图5所示，所述控制信号产生子电路406包括第一比较器502和第一D触发器504。

第一比较器502用于比较第一电容C1的不接地的一端的电压VC是否大于参考电压VR，如果大于，则输出高电平，参考电压VR为第一电容C1未开始充电时的电压。第一比较器502的输出端输出的波形信号Toff可以参考图3中所示。

第一D触发器504的D输入端与电源电压VDD相连、S输入端与第一比较器502的输出端相连，其R输入端与峰值比较电路204的输出端相连，也即其R输入端接收图3中所示的波形信号B，其Q输出端的输出为控制信号Pon，同样可以参考图3中所示波形信号Pon。

在一个不同的实施例中，控制信号产生子电路406可以根据第一电容C1的放电时间和第一占空比信号产生电路205产生的第一占空比信号产生控制信号，可以参考图6所示，控制信号产生子电路406包括第一比较器602和异或电路604。

第一比较器602用于比较第一电容C1的不接地的一端的电压是否大于参考电压VR，如果大于，则输出高电平，参考电压VR为第一电容未开始充电时或者放电完毕时的电压。第一比较器502的输出端输出的波形信号Toff可以参考图3中所示。

异或电路604的一个输入端与第一比较器602的输出端相连，另一个输入端与第一占空比信号产生电路205相连，也即其R输入端接收图3中所示的波形信号Ton_half，其输出信号为控制信号Pon，同样可以参考图3中所示波形信号Pon。

为了更为详尽地描述本发明，请结合参考图7，图7示出了本发明中的充电管理电路在一个实施例700中的部分电路示意图。该充电管理电路700包括：

控制开关，该控制开关包括串联的第一开关管MP1和第二开关管MN1。其中，第一开关管MP1通常作为主开关，第二开关管MN1通常作为同步整流开关。第一开关管MP1的栅极和源极与节点Vin相连，且其漏极与第二开关管MN1的漏极相连。第二开关管MN1的栅极和源极都接地，第一开关管MP1和第二开关管MN1的连接节点与输出LC电路相连。当第一开关管MP1导通且第二开关管MN1截止时，也即控制开关处于导通状态时，将输入电压Vin接入了输出LC电路；当第一开关管MP1截止且第二开关管MN1导通时，也即控制开关处于截止状态时，切断输入电压Vin与输出LC电路的连接并释放输出LC电路的能量。该输入电压Vin可以为电源电压VDD。

输出LC电路，该输出LC电路包括串联的电感L和电容C。其中，电感L的一端与第一开关管MP1和第二开关管MN1的连接节点相连，另一端与电容C相连。电容C不与电感L相连的一端接地。电感L和电容C的连接节点的节点电压被用作输出电压Vout，用于加载诸如锂电池之类的负载上进行充电。

平均值比较电路，该平均值比较电路包括平均值比较器722、第一可控开关S1、第二可控开关S2、由串联的第一PMOS管MPS2和第一电流源Irav形成的第一支路。其中平均值比较器722的正输入端通过第一可控开关S1与第一开关管MP1和第二开关管MN1的连接节点LX相连，并且平均值比较器722的正输入端还通过第二可控开关S2与电源电压VDD相连，平均值比较器722的负输入端与第一PMOS管MPS2的漏极相连。第一PMOS管MPS2的源极与输入电压Vin相连，栅极接地，且第一PMOS管MPS2的漏极与第一电流源Irav的一端串联，第一电流源Irav的另一端接地。其中，第一可控开关S1和第二可控开关S2的控制端分别接收控制信号Pon和控制信号Pon的反相信号Non。该平均值比较电路比较流经电感L的电感电流与第一电流源Irav提供的平均值电流的大小，第一电流源Irav提供的平均值电流的电流值为Irav*M，这里Irav为第一电流源Irav的实际电流值，M为第一开关管MP1和第一PMOS管的宽长比之比，即M=(W/L)|_MP1/(W/L)|_MPS2。(W/L)|_MP1为第一开关管MP1的宽长比，(W/L)|_MPS2为第一PMOS管MPS2的宽长比。当控制信号Pon控制第一开关管MP1导通时，也即第一可控开关S1导通且第二可控开关S2截止时，第一开关管MP1和第一PMOS管工作在线性区，表现为电阻特性，其漏源电压等于流经其内部的电流的电流值乘以其导通电阻，而第一PMOS管和第一开关管MP1为器件类型相同的PMOS管，由于此时栅极电压和源极电压也相等，所以其导通电阻反比与其宽长比。还由于第一开关管MP1的源极和第一PMOS管MPS2的源极也连接在一起，所以平均值比较器722可以通过比较第一开关管MP1的漏极电压也即LX节点电压和第一PMOS管MPS2的漏极电压VIrav来反映这两个PMOS管的导通电压降，从而间接比较其两者的电流。当LX节点电压低于第一PMOS管MPS2的漏极电压VIrav时，也即流经电感L的电感电流大于Irav*M时，平均值比较器722输出高电平，反之输出低电平。当第一开关管MP1截止时，也即第一可控开关S1截止且第二可控开关S2导通时，平均值比较器722的正输入端接收到的电压信号为电源电压VDD，由于电源电压VDD肯定大于第一PMOS管MPS2的漏极电压VIrav，所以平均值比较器722此时输出低电平。综上，平均值比较器722的输出信号可以参考图3中波形信号A所示。

峰值比较电路，该峰值比较电路包括峰值比较器742、第一可控开关S1、第二可控开关S2、由串联的第二PMOS管MPS3和第二电流源Irpk形成的第二支路。其中峰值比较器742的正输入端通过第一可控开关S1与第一开关管MP1和第二开关管MN1的连接节点LX相连，并且峰值比较器742的正输入端还通过第二可控开关S2与电源电压VDD相连，峰值比较器742的负输入端与第二PMOS管MPS3的漏极相连。第二PMOS管MPS3的源极与输入电压Vin相连，栅极接地，且第二PMOS管MPS3的源极与第二电流源Irpk的一端串联，第二电流源Irpk的另一端接地。其中，第一可控开关S1和第二可控开关S2的控制端分别接收控制信号Pon和控制信号Pon的反相信号Non。该峰值比较电路比较流经电感L的电感电流与第二电流源Irpk提供的峰值电流的大小。第二电流源Irpk提供的平均值电流的电流值为Irpk*M^·，这里Irpk为第二电流源Irpk的实际电流值，M^·为第一开关管MP1和第二PMOS管MPS3的宽长比之比，即M^·=(W/L)|_MP1/(W/L)|_MPS3。(W/L)|_MP1为第一开关管MP1的宽长比，(W/L)|_MPS3为第二PMOS管MPS3的宽长比。该峰值比较电路的比较方式可以参考平均值比较电路的原理，该峰值比较器742的输出信号可以参考图3中波形信号B所示。

第一占空比信号产生电路，该第一占空比信号产生电路包括第二D触发器762，第二D触发器762的D输入端与电源电压VDD相连、S输入端与平均值比较器722的输出端相连，其R输入端与峰值比较器742的输出端相连，也即其R输入端接收图3中所示的波形信号B，其Q输出端的输出为第一占空比信号Ton_half，可以参考图3中所示波形信号Ton_half。

控制信号产生电路，该控制信号产生电路的部分电路图可以参考图8中所示实施例800。该控制信号产生电路包括：

第一电流产生电路，该第一电流产生电路包括由串联的第一电阻R1和第二电阻R6形成的第一支路、由串联的第三PMOS管MP11、第一NMOS管MN11和第三电阻R7形成的第二支路、和第一电流运算放大器782。其中第一电阻R1的一端接输入电压Vin。第一电阻R1的另一端与第二电阻R6串联，第二电阻R6不与第一电阻R1相连的一端接地。第三PMOS管MP11的源极与电源电压VDD相连，第三PMOS管MP11的栅极和漏极与第一NMOS管MN11的漏极相连，第一NMOS管MN11的源极与第三电阻R7串联，且第三电阻R7不与第一NMOS管MN11相连的另一端接地，第一NMOS管MN11的衬体接地。第一电流运算放大器782的正输入端与第一电阻R1和第二电阻R6的连接节点相连，第一电流运算放大器782的负输入端与第一NMOS管MN11的源极与第三电阻R7的连接节点相连，第一电流运算放大器782的输出端与第一NMOS管MN11的栅极相连。此时，第一电阻R1和第二电阻R6构成分压电路，第一电阻R1和第二电阻R6的连接节点的输出电压VINR等于Vin*R6/(R1+R6)，第一电流运算放大器782调整第一NMOS管MN11的源极与第三电阻R7的连接节点的电压也为VINR，使得流经第三电阻R7的电流也等于Vin*R6/((R1+R6).R7)。此时，R6/((R1+R6).R7)即为前文中所述的K。这里，R6为电阻R6的电阻值，R1为电阻R1的电阻值，R7为电阻R7的电阻值。

第二电流产生电路，该第二电流产生电路包括由串联的第四电阻R3和第五电阻R4形成的第四支路、由串联的第四PMOS管MP2、第二NMOS管MN2和第六电阻R8形成的第五支路、由串联的第五PMOS管MP4和第三NMOS管MN5构成的第三支路和第二电流运算放大器784。其中第四电阻R3的一端接输出电压Vout，其另一端与第五电阻R4串联，第五电阻R4不与第四电阻R3相连的一端接地。第四PMOS管MP2的源极与电源电压VDD相连，第四PMOS管MP2的栅极和漏极与第二NMOS管MN2的漏极相连，第二NMOS管MN2的源极与第六电阻R8，且第六电阻R8不与第二NMOS管MN2相连的另一端接地，第二NMOS管MN2的衬体接地。第二电流运算放大器784的正输入端与第四电阻R3和第五电阻R4的连接节点相连，第二电流运算放大器784的负输入端与第二NMOS管MN2的源极与第六电阻R8的连接节点相连，第二电流运算放大器784的输出端与第二NMOS管MN2的栅极相连。此时，第四电阻R3和第五电阻R4构成分压电路，第四电阻R3和第五电阻R4的连接节点的输出电压VOUTR等于Vout*R4/(R3+R4)，第二电流运算放大器784调整第二NMOS管MN2的源极与第六电阻R8的连接节点的电压也为VOUTR，使得流经第六电阻R8的电流等于Vout*R4/((R3+R4).R8)。此时，R4/((R3+R4).R8)即为前文中所述的K，并且需要与第一电流产生电路中K相等。这里，Vout为节点Vout的电压，R4为电阻R4的电阻值，R3为电阻R3的电阻值，R8为电阻R8的电阻值。第五PMOS管MP4的源极与电源电压VDD相连，第五PMOS管MP4的栅极与第四PMOS管MP2的栅极相连，第五PMOS管MP4的漏极与第三NMOS管MN5的漏极和栅极串联，第三NMOS管MN5的源极接地。其中由串联的第五PMOS管MP4和第三NMOS管MN5构成的第三支路按照1：1的比例镜像流经第六电阻R8的电流。

充电电流产生电路，该充电电流产生电路包括串联的第六PMOS管MP3和第四NMOS管MN6。其中第六PMOS管MP3的源极与电源电压VDD相连，第六PMOS管MP3的栅极与第三PMOS管MP1的栅极相连，在第六PMOS管MP3所在支路导通时，第六PMOS管MP3按照1：1比例镜像流经第三电阻R7中的电流。第四NMOS管MN6的源极接地，第四NMOS管MN6的栅极与第三NMOS管MN5的栅极相连，在第六PMOS管MP3所在支路导通时，第六PMOS管MP3按照1：1比例镜像流经第六电阻R8中的电流。串联的第六PMOS管MP3和第四NMOS管MN6的连接节点与第一电容C1的一端相连，第一电容C1的另一端接地。在充电电流产生电路导通时，串联的第六PMOS管MP3和第四NMOS管MN6的连接节点将为第一电容C1输出充电电流I3=Vin*R6/((R1+R6).R7)-Vout*R4/((R3+R4).R8)。

放电电流产生电路，该充电电流产生电路包括第五NMOS管MN7。其中第五NMOS管MN7的源极接地，第五NMOS管MN7与第三NMOS管MN5的栅极相连，第五NMOS管MN7的漏极与第一电容C1的一端相连，第一电容C1的另一端接地。在第五NMOS管MN7所在支路导通时，第五NMOS管MN7按照2：1比例镜像流经第六电阻R8中的电流。此时，第五NMOS管MN7所在支路将为第一电容C1输出放电电流I4，该放电电流I4的电流值为Vout*R4/((R3+R4).R8)。

充放电管理电路，该充放电管理电路包括依次串联在第六PMOS管MP3和第四NMOS管MN6之间的第三可控开关S5和第四可控开关S6，第三可控开关S5和第四可控开关S6的控制端接收第一占空比信号，并在接收到第一占空比信号中的第一信号时导通，以便在电感电流大于平均值小于峰值时开始采用充电电流I3对第一电容C1充电。充放电管理电路还依次串联在第一电容C1非接地一端与第五NMOS管MN7的漏极之间的第五可控开关S6和第六可控开关S7，第五可控开关S6的控制端通过反相器INV3接收第一占空比信号的反相信号，并在接收到第一占空比信号的反相信号中的高电平信号时导通，第六可控开关S7的控制端接收第一比较器786输出的Toff信号，并在接收到Toff信号中的高电平信号时导通，以便在电感电流大于峰值时采用放电电流I4对第一电容C1放电。

控制信号产生子电路，该控制信号产生子电路包括第一比较器786和第一D触发器788(图7中所示)。

第一比较器786用于比较第一电容C1的不接地的一端的电压是否大于参考电压VR，如果大于，则输出高电平，参考电压VR为第一电容C1未开始充电时的电压。第一比较器786的输出端输出的波形信号Toff可以参考图3中所示。

第一D触发器788的D输入端与电源电压VDD相连、S输入端与第一比较器786的输出端相连，其R输入端与峰值比较电路的输出端相连，也即其R输入端接收图3中所示的波形信号B，其Q输出端的输出为控制信号Pon，同样可以参考图3中所示波形信号Pon。

该充电管理电路还可以包括第一驱动单元NDRV，该第一驱动单元NDRV根据控制信号Pon驱动第二开关管MN1的导通和截止。

该充电管理电路还可以包括反相器INV1和第二驱动单元PDRV，该第二驱动单元PDRV根据控制信号Pon的反相信号Non驱动第一开关管MP1的导通和截止。

综上所述，本发明中的充电管理电路不仅节省了现有技术中串联在充电通路上的电阻R，提高了系统效率并且降低了成本；而且节省了占用芯片较大面积的环路补偿电路，得到了更小的芯片面积。

上述说明已经充分揭露了本发明的具体实施方式。需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本发明的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本发明的权利要求书的范围。相应地，本发明的权利要求的范围也并不仅仅局限于所述具体实施方式。

Claims (10)

1.一种充电管理电路，其包括串联的第一开关管和第二开关管以及与第一开关管和第二开关管的连接节点连接的输出LC电路，所述第一开关管导通且第二开关管截止时将输入电压接入所述输出LC电路，所述第一开关管截止且第二开关管导通时，切断所述输入电压与所述输出LC电路的连接并释放所述输出LC电路的能量，所述输出LC电路包括与所述第一开关管和第二开关管的连接节点连接的电感和与所述电感串联的电容，所述电感和电容的连接节点的节点电压被用作输出电压，其特征在于，其还包括：

平均值比较电路，用于比较流经所述电感的电感电流是否达到平均值；

峰值比较电路，用于比较所述电感电流是否达到峰值；

第一占空比信号产生电路，用于在所述电感电流达到平均值且未达到峰值时输出构成第一占空比信号的第一信号，并在所述电感电流达到峰值时输出构成第一占空比信号的第二信号；

控制信号产生电路，用于根据所述第一占空比信号生成控制信号，所述控制信号包括使所述第一开关管导通且第二开关管截止的第三信号和使所述第一开关管截止且第二开关管导通的第四信号，其中第四信号的时间长度T2为：

$T2=\frac{2T1(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}{\mathrm{Vout}}$

其中，T1为同周期的第一信号的时间长度，Vin为输入电压，Vout为输出电压。

2.根据权利要求1所述的充电管理电路，其特征在于，所述控制信号产生电路包括第一电流产生电路、第二电流产生电路、充电电流产生电路、放电电流产生电路、充放电管理电路、一端接地的第一电容和控制信号产生子电路；

所述第一电流产生电路，用于根据所述输入电压产生第一参考电流，所述第一参考电流的电流值为K*Vin，K为固定参数；

所述第二电流产生电路，用于根据所述输出电压产生第二参考电流，所述第二参考电流的电流值为K*Vout，K为固定参数；

所述充电电流产生电路，用于根据所述第一参考电流和第二参考电流产生充电电流，所述充电电流的电流值为2N*（K*Vin-K*Vout），N为固定参数；

所述放电电流产生电路，用于根据所述第二参考电流产生放电电流，所述放电电流的电流值为N*K*Vout；

所述充放电管理电路，用于在接收到第一信号时，采用所述充电电流对所述第一电容充电；在接收到第二信号时，采用所述放电电流对所述第一电容放电；

所述控制信号产生子电路，用于根据所述第一电容的放电时间和峰值比较电路的比较结果产生控制信号、或者根据所述第一电容的放电时间和第一占空比信号产生控制信号。

3.根据权利要求2所述的充电管理电路，其特征在于，

所述峰值比较电路在所述电感电流达到峰值时输出高电平；

所述控制信号产生子电路包括第一比较器和第一D触发器；

所述第一比较器，用于比较所述第一电容的不接地的一端的电压是否大于参考电压，如果大于，则输出高电平，所述参考电压为第一电容未开始充电时的电压；

所述第一D触发器的D输入端与电源电压相连、S输入端与所述第一比较器的输出端相连，其R输入端与所述峰值比较电路的输出端相连，其Q输出端的输出为所述控制信号，所述控制信号中的高电平信号为所述第四信号，所述控制信号中的低电平为所述第三信号。

4.根据权利要求2所述的充电管理电路，其特征在于，

所述第一占空比信号中的第一信号为高电平，第二信号为低电平；

所述控制信号产生子电路包括第一比较器和异或电路；

所述第一比较器，用于比较所述第一电容的不接地的一端的电压是否大于参考电压，如果大于，则输出高电平，所述参考电压为第一电容未开始充电时的电压；

所述异或电路的一个输入端与所述第一比较器的输出端相连，另一个输入端与所述第一占空比信号产生电路相连，其输出信号为所述控制信号，所述控制信号中的高电平信号为所述第四信号，所述控制信号中的低电平为所述第三信号。

5.根据权利要求1所述的充电管理电路，其特征在于，所述平均值比较电路包括：平均值比较器、第一可控开关、第二可控开关、由串联的第一PMOS管和第一电流源形成的第一支路；

其中，平均值比较器的正输入端通过第一可控开关与第一开关管和第二开关管的连接节点相连，并且平均值比较器的正输入端还通过第二可控开关与电源电压相连，平均值比较器的负输入端与第一PMOS管的漏极相连，第一PMOS管的源极与输入电压相连，第一PMOS管的栅极接地，且第一PMOS管的漏极与第一电流源的一端串联，第一电流源的另一端接地，所述第一可控开关在控制开关导通时导通，所述第二可控开关在控制开关截止时导通。

6.根据权利要求1所述的充电管理电路，其特征在于，所述峰值比较电流包括：峰值比较器、第一可控开关、第二可控开关、由串联的第二PMOS管和第二电流源形成的第二支路；

其中，峰值比较器的正输入端通过第一可控开关与第一开关管和第二开关管的连接节点相连，并且峰值比较器的正输入端还通过第二可控开关与电源电压相连，峰值比较器的负输入端与第二PMOS的漏极相连，第二PMOS管的源极与输入电压相连，第二PMOS管的栅极接地，且第二PMOS管的源极与第二电流源的一端串联，第二电流源的另一端接地，所述第一可控开关在所述控制开关导通时导通，所述第二可控开关在所述控制开关截止时导通。

7.根据权利要求1所述的充电管理电路，其特征在于，所述第一占空比信号产生电路包括：第二D触发器，

第二D触发器的D输入端与电源电压相连、S输入端与平均值比较电路的输出端相连，第二D触发器的R输入端与峰值比较电路的输出端相连，第二D触发器的Q输出端的输出为第一占空比信号。

8.根据权利要求2至4任一所述的充电管理电路，其特征在于，所述第一电流产生电路包括：由串联的第一电阻和第二电阻形成的第一支路、由串联的第三PMOS管、第一NMOS管和第三电阻形成的第二支路、和第一电流运算放大器；

其中，第一电阻的一端接输入电压，其另一端与第二电阻串联，第二电阻不与第一电阻相连的一端接地；第三PMOS管的源极与电源电压相连，第三PMOS管的栅极和漏极与第一NMOS管的漏极相连，第一NMOS管的源极与第三电阻串联，且第三电阻不与第一NMOS管相连的另一端接地，第一NMOS管的衬体接地，第一电流运算放大器的正输入端与第一电阻和第二电阻的连接节点相连，第一电流运算放大器的负输入端与第一NMOS管的源极与第三电阻的连接节点相连，第一电流运算放大器的输出端与第一NMOS管的栅极相连，

其中，流经第三电阻的电流为第一电流。

9.根据权利要求8所述的充电管理电路，其特征在于，所述第二电流产生电路包括：由串联的第四电阻和第五电阻形成的第四支路、由串联的第四PMOS管、第二NMOS管和第六电阻形成的第五支路、由串联的第五PMOS管和第三NMOS管构成的第三支路和第二电流运算放大器；

其中，第四电阻的一端接输出电压，其另一端与第五电阻串联，第五电阻不与第四电阻相连的一端接地，第四PMOS管的源极与电源电压相连，第四PMOS管的栅极和漏极与第二NMOS管的漏极相连，第二NMOS管的源极与第六电阻串联，且第六电阻不与第二NMOS管相连的另一端接地，第二NMOS管的衬体接地，第二电流运算放大器的正输入端与第四电阻和第五电阻的连接节点相连，第二电流运算放大器的负输入端与第二NMOS管的源极与第六电阻的连接节点相连，第二电流运算放大器的输出端与第二NMOS管的栅极相连，

其中，流经第六电阻的电流为第二电流。

10.根据权利要求9所述的充电管理电路，其特征在于：

所述充电电流产生电路包括串联的第一电流镜电路和第二电流镜电路，所述第一电流镜电路按照1：1比例镜像第一电流，所述第二电流镜电路按照1：1比例镜像第二电流，所述第一电流镜电路和第二电流镜电路的连接节点与第一电容的非接地一端相连；

所述放电电流产生电路包括第三电流镜电路，所述第三电流镜电路按照2：1比例镜像第二电流，所述第三电流镜电路的一端接地，所述第三电流镜电路的非接地一端与第一电容的非接地一端相连；

所述充放电管理电路包括设置在所述第一电流镜电路和第二电流镜电路的连接节点与第一电容的非接地一端之间的第一组可控开关，所述第一组可控开关在接收到第一信号时导通；

所述充放电管理电路还包括设置在所述第三电流镜电路的非接地一端与第一电容的非接地一端之间的第二组可控开关，所述第二组可控开关在接收到第二信号时导通。

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