CN115833547A - 一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法 - Google Patents

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CN115833547A CN202310079412.8A CN202310079412A CN115833547A CN 115833547 A CN115833547 A CN 115833547A CN 202310079412 A CN202310079412 A CN 202310079412A CN 115833547 A CN115833547 A CN 115833547A
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Abstract

本申请的实施例公开一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法，属于脉冲负载电源技术领域；该解耦电路在原有单个双向变换器的基础上增加切换单元和全桥变换器，而切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，使得可以通过改变第一开关单元、第二开关单元以及双向变换器内开关管的工作状态，将解耦拓扑切换为在三种不同频段下的高效且稳定的三种拓扑结构，使得该解耦电路在包括三个频段的较宽频段范围内均能高效且稳定的实现脉冲负载的功率解耦。

Description

一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法
技术领域
本申请涉及脉冲负载电源技术领域，尤其涉及发明名称一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法。
背景技术
在脉冲负载接入供电系统后，由于其快速、周期性变化的脉冲功率，将会导致供电系统的母线电压波动，影响供电系统的稳定性，降低供电系统输出的电能质量。通常可通过在脉冲负载两端并联双向变换器来平衡电源输出的平均功率与脉冲负载所需的脉冲功率，抑制供电电源母线电压的波动，提高供电系统在脉冲负载工作时的稳定性。
现有技术中，采用直接在脉冲负载两端并联双向变换器的脉冲功率解耦拓扑或两级式脉冲功率解耦拓扑，但是，针对不同的频段范围，其各有弊端，因此，目前亟需一种能在较宽频段高效且稳定实现解耦的电路结构。
发明内容
本申请的主要目的在于提供一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法，旨在提供一种能在较宽频段高效且稳定实现解耦的电路结构。
为实现上述目的，本申请提供一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路，包括：
输出电容Co，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述输出电容Co用于在所述脉冲负载工作在第一预设频段时为所述脉冲负载解耦；
双向变换器，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联；所述双向变换器用于在所述脉冲负载工作在第二预设频段时为所述脉冲负载解耦；
储能电容Cs，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联；
切换单元，包括第一开关单元和第二开关单元；
全桥变换器，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；所述全桥变换器用于在所述脉冲负载工作在第三预设频段时，与所述双向变换器构成为所述脉冲负载解耦的两级式解耦拓扑；
其中，所述第一预设频段的频率大于所述第三预设频段的频率，所述第三预设频段的频率大于所述第二预设频段的频率。
可选地，所述双向变换器为双向Buck-Boost变换器。
可选地，所述双向变换器为四开关双向Buck-Boost变换器，所述四开关双向Buck-Boost变换器包括第一电感Lb、连接在所述第一电感Lb一端的第一开关管S1和第二开关管S2以及连接在所述第一电感Lb另一端的第三开关管S3和第四开关管S4，所述输出电容Co的两端分别与所述第三开关管S3和所述第四开关管S4连接；
所述储能电容Cs的两端分别与所述第一开关管S1和所述第二开关管S2连接。
可选地，所述第一开关单元包括串联的第五开关管S5和第二电感Lf1，所述第二开关单元包括串联的第十开关管S10和第二电感Lf2。
可选地，所述第一预设频段为700-1000Hz，所述第二预设频段为1-299Hz，所述第三预设频段为300-699Hz。
此外，为实现上述目的，本申请还提供一种脉冲负载解耦电路的控制方法，所述解耦电路包括输出电容Co、双向变换器、储能电容Cs、全桥变换器和切换单元，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联，所述切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；
所述方法包括：
获取所述脉冲负载的工作频段；
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向变换器为所述脉冲负载解耦；
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
可选地，所述双向变换器为双向Buck-Boost变换器；
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向变换器为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
可选地，所述双向变换器为四开关双向Buck-Boost变换器，所述四开关双向Buck-Boost变换器包括第一电感Lb、连接在所述第一电感Lb一端的第一开关管S1和第二开关管S2以及连接在所述第一电感Lb另一端的第三开关管S3和第四开关管S4，所述输出电容Co的两端分别与所述第三开关管S3和所述第四开关管S4连接；所述储能电容Cs的两端分别与所述第一开关管S1和所述第二开关管S2连接；
所述若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4和所述第五开关管S5断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3和所述第四开关管S4工作，以及控制所述第五开关管S5断开和所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4和所述第五开关管S5工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
可选地，所述第一开关单元包括串联的第五开关管S5和第二电感Lf1，所述第二开关单元包括串联的第十开关管S10和第二电感Lf2。
可选地，所述第一预设频段为700-1000Hz，所述第二预设频段为1-299Hz，所述第三预设频段为300-699Hz。
本申请所能实现的有益效果。
本申请实施例提出的一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法，该解耦电路包括：输出电容Co，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述输出电容Co用于在所述脉冲负载工作在第一预设频段时为所述脉冲负载解耦；双向变换器，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联；所述双向变换器用于在所述脉冲负载工作在第二预设频段时为所述脉冲负载解耦；储能电容Cs，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联；切换单元，包括第一开关单元和第二开关单元；全桥变换器，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；所述全桥变换器用于在所述脉冲负载工作在第三预设频段时，与所述双向变换器构成为所述脉冲负载解耦的两级式解耦拓扑；其中，所述第一预设频段的频率大于所述第三预设频段的频率，所述第三预设频段的频率大于所述第二预设频段的频率。也即，该解耦电路在原有单个双向变换器的基础上增加切换单元和全桥变换器，而切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，使得可以通过改变第一开关单元、第二开关单元以及双向变换器内开关管的工作状态，将解耦拓扑切换为在三种不同频段下的高效且稳定的三种拓扑结构，使得该解耦电路在包括三个频段的较宽频段范围内均能高效且稳定的实现脉冲负载的解耦。
附图说明
图1为现有技术中利用在脉冲负载两端并联双向变换器解耦拓扑进行解耦时的功率流展示图；
图2为现有技术中利用两级式脉冲功率解耦拓扑进行解耦时的功率流展示图；
图3为本申请实施例提供的适用于宽频段脉冲负载的解耦电路图；
图4为本申请实施例中脉冲负载工作在低频段时解耦电路状态；
图5为本申请实施例中脉冲负载工作在中频段时解耦电路状态；
图6为本申请实施例中脉冲负载工作在高频段时解耦电路状态；
图7（a）为本申请实施例提供的解耦电路在低频段时的仿真波形；图7（b）为本申请实施例提供的解耦电路在中频段时的仿真波形；图7（c）为本申请实施例提供的解耦电路在高频段时的仿真波形；
图8(a)为本申请实施例提供的低频切中频时的仿真波形；图8(b)为本申请实施例提供的中频段切高频时的仿真波形；
图9为本申请实施例提供的一种脉冲负载解耦电路的控制方法的流程示意图。
本申请目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
本申请实施例的主要解决方案是：提供一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路及控制方法，该解耦电路包括：输出电容Co，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述输出电容Co用于在所述脉冲负载工作在第一预设频段时为所述脉冲负载解耦；双向变换器，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联；所述双向变换器用于在所述脉冲负载工作在第二预设频段时为所述脉冲负载解耦；储能电容Cs，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联；切换单元，包括第一开关单元和第二开关单元；全桥变换器，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；所述全桥变换器用于在所述脉冲负载工作在第三预设频段时，与所述双向变换器构成为所述脉冲负载解耦的两级式解耦拓扑；其中，所述第一预设频段的频率大于所述第三预设频段的频率，所述第三预设频段的频率大于所述第二预设频段的频率。
现有技术中，有多种解耦拓扑可以实现脉冲负载的功率解耦，主要包括：在脉冲负载两端并联双向变换器解耦拓扑，两级式脉冲功率解耦拓扑等。对于在脉冲负载两端并联双向变换器解耦拓扑，当脉冲负载为重载状态时，此时利用储能电容释放存储能量，双向变换器提供电流，与前级供电电源共同为脉冲负载提供所需能量；当脉冲负载为轻载状态时，通过控制双向变换器中电感电流使前级供电电源对储能电容进行充电，确保储能电容电压在下一个周期开始时可以回到设定值，具有足够的能量提供给负载下一次工作，两个阶段内母线电流等于负载电流平均值保持不变，同时母线电压也可基本保持稳定，从而抑制供电电源母线电压的波动，提高供电系统在脉冲负载工作时的稳定性。
经分析，在面对较宽频段范围的脉冲负载的应用场景时，若对不同脉冲负载频率均采用在脉冲负载两端并联双向变换器解耦拓扑进行输入与输出的解耦，电源输出功率经过如图1所示功率流的功率转换（图中Pin为功率，箭头为功率流向），功率流入双向变换器，再流出双向变换器将会导致供电系统的效率一定程度降低。再则，在面对较宽频段范围的脉冲负载的应用场景时，若采用两级式脉冲功率解耦拓扑，其功率流如图2所示（图中Pin为功率，箭头为功率流向），由于两级式脉冲功率解耦拓扑中，第一级变换器可只提供脉冲负载所需的平均功率，第二级变换器则提供脉冲负载工作时所需的瞬时脉冲功率，解耦电容在两级变换器中间进行功率缓冲，因此，两级式的功率转换可一定程度上提高系统整体效率，但若在宽频段范围内全部使用两级式变换器，也会极大地增加中间电容，导致重量重、体积大等问题。
为此，本申请提供一种解耦电路及控制方法，该解耦电路在原有单个双向变换器的基础上增加切换单元和全桥变换器，而切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，使得可以通过改变第一开关单元、第二开关单元以及双向变换器内开关管的工作状态，将解耦拓扑切换为在三种不同频段下的高效且稳定的三种拓扑结构，使得该解耦电路在包括三个频段的较宽频段范围内均能高效且稳定的实现脉冲负载的解耦。即，可根据脉冲负载的频段范围选择较优的功率流路径，抑制电源电压的波动，实现脉冲负载电源在不同脉冲负载频段下的稳定性，提升供电系统的效率。
参见图3，本申请的实施例提供一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路，包括：
输出电容Co，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述输出电容Co用于在所述脉冲负载工作在第一预设频段时为所述脉冲负载解耦；
双向变换器，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联；所述双向变换器用于在所述脉冲负载工作在第二预设频段时为所述脉冲负载解耦；
储能电容Cs，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联；
切换单元，包括第一开关单元和第二开关单元；
全桥变换器，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；所述全桥变换器用于在所述脉冲负载工作在第三预设频段时，与所述双向变换器构成为所述脉冲负载解耦的两级式解耦拓扑；
其中，所述第一预设频段的频率大于所述第三预设频段的频率，所述第三预设频段的频率大于所述第二预设频段的频率。
在具体实施过程中，为了实现不同频段的解耦电路切换，在本实施例中，首先设置双向变换器，并在其上并联输出电容Co，构成基础的解耦拓扑。在此基础上，设置包括第一开关单元和第二开关单元的切换单元以及全桥变换器，并设置储能电容Cs作为功率缓冲的元件，从而构成两级式的解耦拓扑。具体的，通过控制第一开关单元、第二开关单元、全桥变换器和双向变换器中的开关管的工作状态即可变换解耦拓扑结构，从而使得输出电容Co用于在所述脉冲负载工作在第一预设频段时为所述脉冲负载解耦，全桥变换器用于在所述脉冲负载工作在第三预设频段时，与所述双向变换器构成为所述脉冲负载解耦的两级式解耦拓扑；双向变换器用于在所述脉冲负载工作在第二预设频段时为所述脉冲负载解耦。
在本实施例中，双向变换器可选择现有的变换器，只要能实现解耦即可。作为一种可选地实施方式，所述双向变换器为双向Buck-Boost变换器。双向Buck-Boost变换器具有电力电子器件少、驱动简单、能量转换效率高等优点。
作为一种可选地实施方式，参见图3，图中双向变换器为四开关双向Buck-Boost变换器，该四开关双向Buck-Boost变换器包括第一电感Lb、连接在所述第一电感Lb一端的第一开关管S1和第二开关管S2以及连接在所述第一电感Lb另一端的第三开关管S3和第四开关管S4，所述输出电容Co的两端分别与所述第三开关管S3和所述第四开关管S4连接；所述储能电容Cs的两端分别与所述第一开关管S1和所述第二开关管S2连接。可以理解的是，对于四开关双向Buck-Boost变换器，其公知的工作原理这里不再赘述。由于其输入输出电压同极性，可以工作在输入与输出电压相近的场合，可进一步减小电路中电容容量，从而缩小器件的体积；同时由于四开关双向Buck-Boost变换器增加了开关管数量，开关管电压应力较低。
作为一种可选地实施方式，参见图3，第一开关单元包括串联的第五开关管S5和第二电感Lf1，所述第二开关单元包括串联的第十开关管S10和第二电感Lf2。其中，第二电感Lf1和第二电感Lf2都具有滤波作用。
此外，本实施例中的脉冲负载是指具有周期性的负载。本实施例中的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4和第五开关管S5，以及第六开关管S6-第十开关管S10均是指MOS管。
参见图3，图3中全桥变换器为现有的全桥变换器，包括第六开关管S6-第九开关管S9、变压器以及二极管D1和D2，其具体电路原理为公知，这里不再赘述。在本实施例中，全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接，使得对第一开关管S1-第十开关管S10的工作状态进行控制，并利用现有的电流电压双环控制方法对全桥变换器和双向变换器进行控制，则可实现三种解耦拓扑的切换。其中，vb表示供电电源的电压，vo表示脉冲负载两端的电压。
本实施例中，以低频段、中频段、高频段为例，进行该解耦电路在不同频段高效且稳定进行解耦原理的说明。例如，所述第一预设频段为700-1000Hz，所述第二预设频段为1-299Hz，所述第三预设频段为300-699Hz。
参见图4，图4为脉冲负载工作在第二预设频段时解耦电路状态。此时，可以认为脉冲负载工作在低频段。图中，第五开关管S5断开，则相当于第五开关管S5和第二电感Lf1不存在，因此在图4中未示出第五开关管S5和第二电感Lf1，第十开关管S10导通，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4工作。此时，控制全桥变换器提供电源电压和电流，仅依靠四开关双向Buck-Boost变换器、输出电容Co和储能电容Cs进行功率解耦。具体的，为了消除脉冲负载对前级供电电源的影响，针对低频段时双向变换器的控制方法可采用现有的电流电压双环控制，电流作为内环，电容电压作为外环，电流内环保证双向变换器端口电流能够跟踪脉冲电流中的交流量，电容电压环可以保证脉冲负载工作时电容储能足够供给供电系统，更好地提高系统性能。此外，在低频范围时，根据电容能量守恒定理，两级式中较小的电容，将带来较大的电压波动，因此对前级变换器输出范围与后级变换器输入范围提出了更高的要求，且两级式系统具有失稳的隐患，故采用单个双向变换器解耦。因此，仅仅使用双向变换器即可得到脉冲负载电源较好的稳定性，因此，本实施例的电路仅通过对开关管的控制和变换器的控制即可实现对低频范围内在一定程度上脉冲负载电源较好的稳定性。
参见图5，图5为脉冲负载工作在第三预设频段时解耦电路状态。此时，可以认为脉冲负载工作在中频段。图中，第五开关管S5导通，第十开关管S10断开，则相当于第十开关管S10和第二电感Lf2不存在，因此在图5中未示出第十开关管S10和第二电感Lf2，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4工作。此时，依靠四开关双向Buck-Boost变换器、全桥变换器、输出电容Co和储能电容Cs构成的两级式解耦拓扑进行解耦。其中，全桥变换器作为前级变换器提供脉冲负载所需的平均功率，四开关双向Buck-Boost变换器则提供脉冲负载工作时所需的瞬时脉冲功率。两级式解耦拓扑的电路原理与现有技术类似，这里不再赘述，同理，在双向变换器和全桥变换器的控制方法可采用现有的电流电压双环控制，电流作为内环，电容电压作为外环，电流内环保证双向变换器端口电流能够跟踪脉冲电流中的交流量，电容电压环可以保证脉冲负载工作时电容储能足够供给供电系统，更好地提高系统性能。
在中频范围时，由于此时所需电容容量已不小，因此不再采用单个电容解耦的方法，当采用双向变换器处理时，有部分能量经过变换器三级传递，效率较低，故采用两级式解耦拓扑，因此在中频范围内，两级式解耦拓扑可一定程度上提高系统整体效率，且能保证电源稳定性。
参见图6，图6为脉冲负载工作在第一预设频段时解耦电路状态。此时，可以认为脉冲负载工作在高频段。图中，第五开关管S5断开，第十开关管S10导通，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4断开。则相当于第五开关管S5和第二电感Lf1不存在，且双向变换器都被旁路。因此，图6中未示出第五开关管S5、第二电感Lf1和双向变换器。此时，控制全桥变换器提供电源电压和电流，依靠输出电容Co进行解耦。在高频范围时，根据电容处理能量与频率关系可知所需电容容量很小，因此，采用单个电容进行解耦即可，且此时效率最高。依靠输出电容Co进行解耦不需经过变换器进行功率转换，从而避免造成功率损耗，可进一步提高系统的效率。
总的来说，两级式在低频时所需的电容容量大，电容直接解耦则更大，使用双向变换器在低频时不仅可以达到很好的解耦效果，同时可以很大程度上减小电容容量；但是当脉冲负载频率升高时，此时使用两级式变换器进行解耦也不会需要较大的电容容量，且效率可以提高。
由此可见，本实施例提供的解耦电路可以对开关管和变换器的控制进行控制，实现在不同频段，采用较优的解耦构架分别进行解耦，提高功率解耦效率，而且保证稳定性。
需要说明的是，本实施例中的解耦电路中的各元器件的参数可以根据需要进行设置，只要满足解耦的有效性即可。为了验证本实施例的解耦电路在宽频段脉冲功率电源拓扑工作的有效性，在simulink仿真平台对如图3所示的电路拓扑搭建了相应的仿真模型。
实验参数如表1所示：
表1 脉冲负载电源实验平台参数
输入电压vb 400V
输出电流io 4.5A
输出功率Po 1800W
第二电感Lf1和Lf2 80μH
输出电容Co 6mF
脉冲负载的频率f 1-1000Hz
脉冲负载占空比D 15%
开关管频率fs 100K
储能电容的电压VCs 400V
第一电感Lb 60μH
储能电容Cs 600μF
仿真的结果见图7和8，图7为在不同频段下系统的仿真波形，其中，图7（a）、7（b）、7（c）分别为低频段、中频段、高频段的仿真波形。具体包括：电容电压、双向变换器的端口电流、母线电流和母线电压的波形。从图7中的仿真波形可以清晰的看出，本实施例的解耦电路可以实现在宽频段范围内对脉冲负载功率的解耦，在不同频段范围内使用不同的功率流进行解耦，保证系统母线电压和母线电流的稳定性。
图8为在不同频段之间切换时的仿真波形，其中，图8(a)为低频切中频时的仿真波形，图8(b)为中频段切高频时的仿真波形。从图8中的仿真波形可以看出，在脉冲负载频率变换时，可以实现不同频段解耦策略的切换，切换功率流以实现效率提高。
应当理解的是，以上仅为举例说明，对本申请的技术方案并不构成任何限制，本领域的技术人员在实际应用中可以基于需要进行设置，此处不做限制。
通过上述描述不难发现，本实施例解耦电路在原有单个双向变换器的基础上增加切换单元和全桥变换器，而切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，使得可以通过改变第一开关单元、第二开关单元以及双向变换器内开关管的工作状态，将解耦拓扑切换为在三种不同频段下的高效且稳定的三种拓扑结构，使得该解耦电路在包括三个频段的较宽频段范围内均能高效且稳定的实现脉冲负载的功率解耦。
参见图9，在前述实施例的基础上，本申请的实施例还提供了一种脉冲负载解耦电路的控制方法，所述解耦电路包括输出电容Co、双向变换器、储能电容Cs、全桥变换器和切换单元，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联，所述切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；
所述方法包括：
S20、获取所述脉冲负载的工作频段；
S40、若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
S60、若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向变换器为所述脉冲负载解耦；
S80、若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
需要说明的是，本实施例的控制方法是基于前述实施例的解耦电路，因此，其实施方式、效果及相关的解释描述可参考前述实施例，这里不再赘述，以下仅将可能的实施方式进行列举。
作为一种可选的实施方式，所述双向变换器为双向Buck-Boost变换器；
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向变换器为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
作为一种可选的实施方式，所述双向变换器为四开关双向Buck-Boost变换器，所述四开关双向Buck-Boost变换器包括第一电感Lb、连接在所述第一电感Lb一端的第一开关管S1和第二开关管S2以及连接在所述第一电感Lb另一端的第三开关管S3和第四开关管S4，所述输出电容Co的两端分别与所述第三开关管S3和所述第四开关管S4连接；所述储能电容Cs的两端分别与所述第一开关管S1和所述第二开关管S2连接；
所述若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4和所述第五开关管S5断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3和所述第四开关管S4工作，以及控制所述第五开关管S5断开和所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4和所述第五开关管S5工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
作为一种可选的实施方式，所述第一开关单元包括串联的第五开关管S5和第二电感Lf1，所述第二开关单元包括串联的第十开关管S10和第二电感Lf2。
作为一种可选的实施方式，所述第一预设频段为700-1000Hz，所述第二预设频段为1-299Hz，所述第三预设频段为300-699Hz。
应当理解的是，以上仅为举例说明，对本申请的技术方案并不构成任何限制，本领域的技术人员在实际应用中可以基于需要进行设置，此处不做限制。
通过上述描述不难发现，本实施例提供的控制方法，基于前述实施例的解耦电路，通过开关管和变换器的控制，将解耦拓扑切换为在三种不同频段下的高效且稳定的三种拓扑结构，使得该解耦电路在包括三个频段的较宽频段范围内均能高效且稳定的实现脉冲负载的解耦。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者系统中还存在另外的相同要素。
上述本申请实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
以上仅为本申请的优选实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种适用于宽频段脉冲负载的解耦电路，其特征在于，包括：
输出电容Co，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述输出电容Co用于在所述脉冲负载工作在第一预设频段时为所述脉冲负载解耦；
双向变换器，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联；所述双向变换器用于在所述脉冲负载工作在第二预设频段时为所述脉冲负载解耦；
储能电容Cs，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联；
切换单元，包括第一开关单元和第二开关单元；
全桥变换器，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；所述全桥变换器用于在所述脉冲负载工作在第三预设频段时，与所述双向变换器构成为所述脉冲负载解耦的两级式解耦拓扑；
其中，所述第一预设频段的频率大于所述第三预设频段的频率，所述第三预设频段的频率大于所述第二预设频段的频率。
2.如权利要求1所述的解耦电路，其特征在于，所述双向变换器为双向Buck-Boost变换器。
3.如权利要求2所述的解耦电路，其特征在于，所述双向变换器为四开关双向Buck-Boost变换器，所述四开关双向Buck-Boost变换器包括第一电感Lb、连接在所述第一电感Lb一端的第一开关管S1和第二开关管S2以及连接在所述第一电感Lb另一端的第三开关管S3和第四开关管S4，所述输出电容Co的两端分别与所述第三开关管S3和所述第四开关管S4连接；
所述储能电容Cs的两端分别与所述第一开关管S1和所述第二开关管S2连接。
4.如权利要求1所述的解耦电路，其特征在于，所述第一开关单元包括串联的第五开关管S5和第二电感Lf1，所述第二开关单元包括串联的第十开关管S10和第二电感Lf2。
5.如权利要求1-4中任一项所述的解耦电路，其特征在于，所述第一预设频段为700-1000Hz，所述第二预设频段为1-299Hz，所述第三预设频段为300-699Hz。
6.一种脉冲负载解耦电路的控制方法，其特征在于，所述解耦电路包括输出电容Co、双向变换器、储能电容Cs、全桥变换器和切换单元，所述输出电容Co与脉冲负载并联，所述双向变换器的一端与所述输出电容Co并联，所述储能电容Cs与所述双向变换器的另一端并联，所述切换单元包括第一开关单元和第二开关单元，所述全桥变换器的输入端与供电电源连接，所述全桥变换器输出端的正极分别通过第一开关单元与所述脉冲负载的正极连接以及通过第二开关单元与所述储能电容Cs一端连接；所述全桥变换器输出端的负极与储能电容Cs另一端连接；
所述方法包括：
获取所述脉冲负载的工作频段；
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向变换器为所述脉冲负载解耦；
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述双向变换器为双向Buck-Boost变换器；
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向变换器为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述双向变换器为四开关双向Buck-Boost变换器，所述四开关双向Buck-Boost变换器包括第一电感Lb、连接在所述第一电感Lb一端的第一开关管S1和第二开关管S2以及连接在所述第一电感Lb另一端的第三开关管S3和第四开关管S4，所述输出电容Co的两端分别与所述第三开关管S3和所述第四开关管S4连接；所述储能电容Cs的两端分别与所述第一开关管S1和所述第二开关管S2连接；
所述若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第一预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4和所述第五开关管S5断开，以及控制所述第十开关管S10导通，以使输出电容Co为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第五开关管S5断开以及所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第二预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3和所述第四开关管S4工作，以及控制所述第五开关管S5断开和所述第十开关管S10导通，以使所述双向Buck-Boost变换器为所述脉冲负载解耦；
所述若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第五开关管S5和所述双向Buck-Boost变换器中的所有开关管工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦的步骤，包括：
若所述脉冲负载工作在第三预设频段，则控制所述第一开关管S1、所述第二开关管S2、所述第三开关管S3、所述第四开关管S4和所述第五开关管S5工作，以及控制所述第十开关管S10断开，以使所述全桥变换器与所述双向Buck-Boost变换器所构成的两级式解耦拓扑为所述脉冲负载解耦。
9.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述第一开关单元包括串联的第五开关管S5和第二电感Lf1，所述第二开关单元包括串联的第十开关管S10和第二电感Lf2。
10.如权利要求6-9中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述第一预设频段为700-1000Hz，所述第二预设频段为1-299Hz，所述第三预设频段为300-699Hz。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117277810A (zh) * 2023-11-22 2023-12-22 宁德时代新能源科技股份有限公司 电压变换器及其控制方法、装置及存储介质

Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2503953A1 (fr) * 1981-04-13 1982-10-15 Reynaud Jacques Dispositif d'aide a la commutation dans les onduleurs
US5859810A (en) * 1996-03-29 1999-01-12 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. Pulse generation circuit and method for synchronized data loading in an output pre-buffer
CN101018017A (zh) * 2007-01-15 2007-08-15 南京航空航天大学 混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法
CN101729014A (zh) * 2008-10-24 2010-06-09 上海输配电股份有限公司 双馈风力发电机组中的变换器
JP2013004683A (ja) * 2011-06-15 2013-01-07 Hiroshi Miyoshi 印刷基板の電力変換装置
CN106059376A (zh) * 2016-06-03 2016-10-26 山东航天电子技术研究所 一种适用于高重复频率脉冲负载的供电系统
CN108377102A (zh) * 2018-03-30 2018-08-07 南京航空航天大学 一种减小单相脉冲负载ac-dc电源中电容的方法
CN208209833U (zh) * 2018-05-31 2018-12-07 西南交通大学 具有快速动态响应的大功率脉冲负载电源装置
CN109546874A (zh) * 2018-11-21 2019-03-29 中国人民解放军陆军工程大学 带脉冲负载的独立电力系统的源载解耦合模型建模方法
CN109842298A (zh) * 2019-02-19 2019-06-04 南京航空航天大学 一种脉冲负载电源系统及其控制方法
CN110445363A (zh) * 2019-08-21 2019-11-12 西南交通大学 一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源
CN114282477A (zh) * 2022-03-02 2022-04-05 河北交通职业技术学院 带脉冲负载的电池储能系统源载耦合准精确模型建模方法
CN114362524A (zh) * 2021-12-27 2022-04-15 西南交通大学 一种低频任意态脉冲负载电源功率匹配方法
CN114552974A (zh) * 2021-12-29 2022-05-27 南京理工大学 应用于脉冲负载的两级式dc-dc变换器及其控制方法

Patent Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2503953A1 (fr) * 1981-04-13 1982-10-15 Reynaud Jacques Dispositif d'aide a la commutation dans les onduleurs
US5859810A (en) * 1996-03-29 1999-01-12 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. Pulse generation circuit and method for synchronized data loading in an output pre-buffer
CN101018017A (zh) * 2007-01-15 2007-08-15 南京航空航天大学 混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法
CN101729014A (zh) * 2008-10-24 2010-06-09 上海输配电股份有限公司 双馈风力发电机组中的变换器
JP2013004683A (ja) * 2011-06-15 2013-01-07 Hiroshi Miyoshi 印刷基板の電力変換装置
CN106059376A (zh) * 2016-06-03 2016-10-26 山东航天电子技术研究所 一种适用于高重复频率脉冲负载的供电系统
CN108377102A (zh) * 2018-03-30 2018-08-07 南京航空航天大学 一种减小单相脉冲负载ac-dc电源中电容的方法
CN208209833U (zh) * 2018-05-31 2018-12-07 西南交通大学 具有快速动态响应的大功率脉冲负载电源装置
CN109546874A (zh) * 2018-11-21 2019-03-29 中国人民解放军陆军工程大学 带脉冲负载的独立电力系统的源载解耦合模型建模方法
CN109842298A (zh) * 2019-02-19 2019-06-04 南京航空航天大学 一种脉冲负载电源系统及其控制方法
CN110445363A (zh) * 2019-08-21 2019-11-12 西南交通大学 一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源
CN114362524A (zh) * 2021-12-27 2022-04-15 西南交通大学 一种低频任意态脉冲负载电源功率匹配方法
CN114552974A (zh) * 2021-12-29 2022-05-27 南京理工大学 应用于脉冲负载的两级式dc-dc变换器及其控制方法
CN114282477A (zh) * 2022-03-02 2022-04-05 河北交通职业技术学院 带脉冲负载的电池储能系统源载耦合准精确模型建模方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117277810A (zh) * 2023-11-22 2023-12-22 宁德时代新能源科技股份有限公司 电压变换器及其控制方法、装置及存储介质

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