CN103095127A - 一种电荷泵电路及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电荷泵电路及电子设备；所述电荷泵电路，包括输入节点、输出节点、至少一个电容器件、过流检测电路、控制电路、过压检测电路以及驱动电路；过流检测电路，用于输出过流检测信号；控制电路，用于输出限流控制信号；过压检测电路，用于输出过压检测信号；驱动电路，用于在所述限流控制信号为限流信号时，基于所述限流信号对流过所述电容器件的电流进行限流；以及用于在所述过压检测信号为过压信号时，控制所述电容器件的状态为充电相状态。本发明技术方案能够提高电荷泵电路的电源转换效率、增强电路的驱动能力。

Description

一种电荷泵电路及电子设备

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种电荷泵电路及电子设备。

背景技术

电荷泵，也称为无电感式DC/DC转换器，是利用电容作为储能元件的特殊类型开关DC/DC转换器；与采用电感作为储能元件的电感式开关DC/DC转换器相比，电荷泵式转换器所具有的独特特点使其适用于各类应用终端。如，在由电池供电的便携式电子设备中，经常使用作为电源转换器的升压式电荷泵电路。电荷泵一般可分为稳压输出型和非稳压输出型，稳压输出型电荷泵电路一般采用闭环结构，目前闭环稳压式电荷泵电路的控制方法有很多，具体包括：

（1）电压型控制模式：这种控制模式中开关频率固定，通过检测电荷泵输出电压，反馈到控制电路中控制电荷泵功率开关管的栅极电压，从而调节功率管导通电阻来稳定输出电压；（2）电流型控制模式：这种控制模式中开关频率固定，将功率管看作是一个受控的电流源，通过检测电荷泵输出电压，反馈到控制电路中控制电荷泵功率管的充放电电流，从而达到稳定输出电压的目的；（3）脉冲频率调制（PFM）控制模式：这种控制模式中，功率管的导通电阻是不变的，开关频率是可变的，通过检测电荷泵输出电压，反馈到控制电路中产生控制信号控制内部振荡器的开启和关断，从而达到稳定输出电压的目的。

上述电荷泵电路的一般控制模式都是在芯片内部通过分压电阻对电荷泵电路的输出电压进行采样得到采样电压值，将该采样电压值与预设的标准电压值进行比较，通过误差放大器的输出控制电路中控制电荷泵功率之开关管，从而稳定输出电压到设定值。上述控制方法具有如下缺点：由于电荷泵是闭环稳压结构，输出电压基本不变，在输入电压较高或负载较轻时，电源转换效率较低；另外，由于便携式设备的应用环境大多对电荷泵电路的电源转换效率及驱动能力有更高的要求：一方面，对于方法（1）中的电压型控制模式和方法（2）中的电流型模式控制，控制功率管的栅极电压不能使功率管的导通阻抗最小，进一步影响了电荷泵的驱动能力；另一方面，由于上述电荷泵电路中存在反馈环路，设计时需要考虑电荷泵环路的稳定性问题，再加上误差放大器的使用，上述电荷泵电路的功耗及集成芯片的面积都较大。

一种典型的闭环稳压式电荷泵电路，如图1所示，包括：升压电路101、误差放大器电路102、控制电路103、基准电路104以及时钟电路105，所述的升压电路101进一步包括两个电容级，电容级的组成包括电容器件（图中可见电容CF1以及电容CF2）及控制上述电容器件充电及放电的开关管。上述电荷泵电路的反馈过程如下：

升压电路101输出电压Vout，通过输出端的两个分压电阻R1、R2对输出电压Vout进行检测，得到反馈电压Vfb，将反馈电压Vfb反馈到误差放大器的一输入端，另外，将基准电路104产生的基准电压Vref1输入到误差放大器的另一输入端，误差放大器通过比较两端电压输出信号Error_SIG，将该信号输入到控制电路103中，产生控制信号，该控制信号和时钟电路105产生的时钟信号根据输出电压Vout和负载Rout的情况，控制升压电路101中开关管的开闭以达到稳定输出电压Vout的目的。

然而，上述电荷泵并不能完全适应于消费电子应用领域，其原因在于：闭环稳压式电荷泵由于输出电压固定，其电源转换效率和驱动能力较低；而消费电子应用领域的终端对于电荷泵的电源转换效率和驱动能力的要求却越来越高，闭环稳压式电荷泵不能满足该要求。

发明内容

本发明所解决的技术问题是：现有技术中电荷泵电路电源转换效率不高、驱动能力较弱。

为解决上述技术问题，本发明技术方案提供了一种电荷泵电路，包括输入节点、输出节点及连接在所述输入节点和输出节点间的至少一个电容器件，还包括过流检测电路、控制电路、过压检测电路以及驱动电路；

所述过流检测电路，用于输出过流检测信号；其中，在流经所述电容器件的电流过流时，所述过流检测信号为过流信号；

所述控制电路，用于输出限流控制信号；其中，在所述过流检测信号为过流信号时，所述限流控制信号为限流信号；

所述过压检测电路，用于输出过压检测信号；其中，在所述输出节点的电压过压时，所述过压检测信号为过压信号；

所述驱动电路，用于在所述限流控制信号为限流信号时，基于所述限流信号对流过所述电容器件的电流进行限流；以及用于在所述过压检测信号为过压信号时，控制所述电容器件的状态为充电相状态。

可选的，所述电容器件至少有两个；当所述电容器件处于充电相状态时，所述过流检测电路用于对流过任一个电容器件的电流进行检测；当所述电容器件处于放电相状态时，所述过流检测电路用于对流过各电容器件的电流之和进行检测。

可选的，所述驱动电路包括：第一功率管以及与各电容器件分别对应的功率管组，所述功率管组包括第二功率管、第三功率管和第四功率管；

所述第三功率管连接在对应的电容器件的第二端和所述输入节点之间；所述第四功率管连接在对应的电容器件的第一端和所述输出节点之间；

所述电容器件通过所述第一功率管和第二功率管串接在所述输入节点和地之间；当所述电容器件处于充电相状态，所述第一功率管和第二功率管导通，所述第三功率管和第四功率管截止；当所述电容器件处于放电相状态，所述第一功率管和第二功率管截止，所述第三功率管和第四功率管导通。

可选的，所述过流检测电路包括：

监控单元，用于检测流经所述第一功率管或任一第二功率管的电流以获得第一电流采样值，分别检测流经各电容器件对应的第三功率管或第四功率管的电流以获得分别对应于各电容器件的第二电流采样值；

加法单元，用于将所述第一电流采样值和各第二电流采样值相加，以获得电流采样值之和；

转换单元，用于将所述电流采样值之和转换为第一检测电压值；

第一比较单元，用于比较所述第一检测电压值和第一电压阈值，输出过流检测信号，其中，在所述第一检测电压值大于第一电压阈值时，所述过流检测信号为过流信号。

可选的，所述监控单元包括与要检测的功率管对应的采样管和输出电流采样值的钳位电路；所述采样管与对应检测的功率管共源共栅，所述钳位电路用于使对应的采样管和功率管的漏极电压保持相等。

可选的，所述采样管的尺寸小于对应检测的功率管的尺寸。

可选的，所述控制电路包括充电限流控制单元和放电限流控制单元；

所述充电限流控制单元用于在所述电容器件处于充电相状态时，限制流经所述第一功率管或对应功率管组中的第二功率管的电流；

所述放电限流控制单元用于在所述电容器件处于放电相状态时，限制流经对应的功率管组中的第三功率管或第四功率管的电流。

可选的，各限流控制单元分别包括：驱动管、传输门、控制支路和限流支路；

所述传输门由所述过流检测信号控制且连接在所述驱动管的栅极和漏极之间，所述驱动管的漏极与对应限流的功率管的栅极连接，所述驱动管的源极与所述输入节点连接；

在所述控制支路的控制输入端的信号为有效信号且所述过流检测信号为过流信号时，通过所述限流支路、控制支路和驱动管向对应限流的功率管提供限流信号，以限制流经该功率管的电流；

所述电容器件处于充电状态时，所述充电限流控制单元的控制支路的控制输入端的信号为有效信号；所述电容器件处于放电状态时，所述放电限流控制单元的控制模块的控制输入端的信号为有效信号。

可选的，所述控制支路包括：栅极均连接至控制输入端的第一PMOS管和第一NMOS管，所述第一PMOS管的源极连接所述输入节点，所述第一PMOS管和第一NMOS管的漏极相连并输出限流控制信号；

所述充电限流控制单元的控制支路的控制输入端输入时钟信号；所述放电限流控制单元的控制支路的控制输入端输入所述时钟信号的反相信号。

可选的，所述限流支路包括：第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管和第五NMOS管；

所述第二NMOS管与第三NMOS管构成电流镜，所述第三NMOS管的漏极输入基准电流；

所述第四NMOS管和第五NMOS管的栅极均输入所述过流检测信号的反相信号，源极均接地；

所述第四NMOS管的漏极与所述第二NMOS管的栅极连接；

所述第二NMOS管和第五NMOS管的漏极与所述第一NMOS管的漏极连接。

可选的，所述限流支路还包括：基准电路和与所述第三NMOS管连接的开关管；所述开关管用于在所述过流检测信号为过流信号时，将所述基准电路输出的基准电流输入至所述第三NMOS管的漏极。

可选的，所述过压检测电路包括：

分压单元，用于对所述输出节点的电压进行分压，以获得第二检测电压值；

第二比较单元，用于比较所述第二检测电压值和第二电压阈值，输出过压检测信号，其中，在所述第二检测电压值大于第二电压阈值时，所述过压检测信号为过压信号。

可选的，所述分压电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻。

可选的，所述分压电路还包括调整管和第三分压电阻；

所述第三分压电阻的第一端与所述第一分压电阻连接，第二端与所述第二分压电阻连接；

所述调整管的栅极输入所述过压检测信号，漏极与所述第三分压电阻的第一端连接，源极与所述第三分压电阻的第二端、所述第二比较单元连接。

为解决上述技术问题，本发明技术方案还提供了一种电子设备，包括电源转换电路，该电源转换电路为上述电荷泵电路。

上述技术方案的有益效果至少包括：

具有较高电源转换效率及高驱动能力，是一种开环非稳压电荷泵电路；该电荷泵电路不需要环路控制，通过升压电路（即至少一个电容级）开环电荷泵输出电压是输入电压的倍数(1.5X或2X)，具有很高的效率和驱动能力；

具有重负载限流功能和过压保护功能，保证开环非稳压电荷泵的有效可靠的工作；

有效地解决了现有技术中闭环稳压式电荷泵电路效率和驱动能力不高的问题。

附图说明

图1为现有技术中的一种电荷泵电路的结构示意图；

图2为本发明实施例的一种电荷泵电路的结构示意图；

图3为本发明实施例电荷泵电路中电容器件与驱动电路的连接结构示意图；

图4为本发明实施例电荷泵电路中过流检测电路的结构示意图；

图5为本发明实施例电荷泵电路中控制电路的结构示意图；

图6为本发明实施例电荷泵电路中过压检测电路的结构示意图；

图7为本发明实施例电荷泵电路中流经PMOS管MP0的电流与控制电路中各限流参数的对比示意图。

具体实施方式

下面结合附图详细介绍本发明的具体实施方式。

如图2所示的一种电荷泵电路，包括输入节点201、输出节点202及连接在输入节点201和输出节点202间的电容器件，在本实施例中，电容器件有两个，分别为电容器件CF1及电容器件CF2；除此以外，本实施例的电荷泵电路还包括过流检测电路204、控制电路205、过压检测电路207及驱动电路203。

输入电压VBAT从输入节点201接入电荷泵电路内部，输出电压Vout从输出节点202输出。输出节点202设有输出回路，该输出回路由并联的输出电容Cout和输出电阻Rout构成，输出电容Cout和输出电阻Rout的并联端与输出节点202连接、另一端接地。而在本实施例的其他结构中：

过流检测电路204用于输出过流检测信号OCP，其中，在其检测到流经电容器件CF1或电容器件CF2的电流过流时，过流检测信号OCP为过流信号。由于电容器件CF1和电容器件CF2在充电相状态时，二者之间为串联通路，因此流经电容器件CF1和电容器件CF2的电流大小相同，因此过流检测电路204对流过任一个电容器件的电流进行检测即可，当该电流被检测为过流值时，则过流检测信号OCP为过流信号；而当电容器件CF1和电容器件CF2在放电相状态时，二者之间为并联通路，因此，以流经电容器件CF1和电容器件CF2的电流之和为检测目标，即过流检测电路204此时对流过电容器件CF1和电容器件CF2的电流之和进行检测，当上述电流之和被检测为过流值时，则过流检测信号OCP为过流信号。

控制电路205，用于输出限流控制信号CONTROL；其中，在过流检测信号OCP为过流信号时，限流控制信号CONTROL为限流信号。

过压检测电路207，用于输出过压检测信号OVP；其中，在输出节点202的电压被检测为过压时，过压检测信号OVP为过压信号；

驱动电路203，用于在限流控制信号OCP为限流信号时，基于限流信号对流过电容器件CF1和电容器件CF2的电流进行限流；以及用于在过压检测信号OVP为过压信号时，控制电容器件CF1和电容器件CF2的状态为充电相状态。

在本实施例中，对应于电容器件CF1和电容器件CF2，驱动电路203包括：第一功率管以及对应电容器件CF1的第一功率管组、对应电容器件CF2的第二功率管组，第一功率管组和第二功率管组分别包括第二功率管、第三功率管和第四功率管。在其他实施例中，由于电容器件可以有多个，相应功率管组也有多组，且分别对应于各电容器件；各功率管组都包括第二功率管、第三功率管和第四功率管。参见图3，第一功率管组由第二功率管MN5、第三功率管MP1、第四功率管MP2构成；第二功率管组由第二功率管MN6、第三功率管MP3、第四功率管MP4构成；第一功率管是MP0。其中，第一功率管、各第三功率管及各第四功率管为PMOS管，各第二功率管为NMOS管。在其他实施例中，上述功率管的类型可根据实际需要改变相应的类型，比如，第一功率管也可为NMOS管，但控制的形式可以作相应变更，但因属于本领域常规技术，本实施例则省略其具体方案，仅以上述功率管的类型作后续阐述。

结合图3，第一功率管MP0的源极与输入节点201相连、漏极与电容器件CF1的第一端相连、栅极接入信号VGP0。

在第一功率管组中：

第二功率管MN5的源极与电容器件CF2的第一端相连、漏极与电容器件CF1的第二端相连、栅极接入信号VGN5；

第三功率管MP1的源极与输入节点201相连、漏极与电容器件CF1的第二端相连、栅极接入信号VGP1；

第四功率管MP2的源极与电容器件CF1的第一端相连、漏极与输出节点202相连、栅极接入信号VGP2。

在第二功率管组中：

第二功率管MN6的源极接地、漏极与电容器件CF2的第二端相连、栅极接入信号VGN6；

第三功率管MP3的源极与输入节点201相连、漏极与电容器件CF2的第二端相连、栅极接入信号VGP3；

第四功率管MP4的源极与电容器件CF2的第一端相连、漏极与输出节点202相连、栅极接入信号VGP4。

在上述结构中，电容器件CF1及电容器件CF2通过第一功率管MP0、第二功率管MN5及第二功率管MN6串接在输入节点201和地之间；当电容器件CF1及电容器件CF2处于充电相状态，第一功率管MP0、第二功率管MN5及第二功率管MN6栅极接入的信号VGP0、信号VGN5及信号VGN6为有效信号，第一功率管MP0、第二功率管MN5及第二功率管MN6此时为导通状态，而第三功率管MP1、第三功率管MP3、第四功率管MP2、第四功率管MP4栅极接入的信号VGP1、信号VGP2、信号VGP3及信号VGP4为非有效信号，各第三功率管和各第四功率管截止；当所述电容器件处于放电相状态，则相反，即信号VGP0、信号VGN5及信号VGN6为非有效信号，信号VGP1、信号VGP2、信号VGP3及信号VGP4为有效信号，此时，第一功率管和各第二功率管截止，各第三功率管和各第四功率管导通。

接入驱动电路203各功率管栅极的信号，即信号VGP0、信号VGN5、信号VGN6、信号VGP1、信号VGP2、信号VGP3及信号VGP4是由时钟电路206输出的时钟信号OSC及过压检测电路207输出的过压检测信号OVP经逻辑运算得到的信号，时钟信号OSC包括指示各电容器件处于充电相状态的第一时钟信号及指示各电容器件处于放电相状态的第二时钟信号，控制原理如下：

当过压检测信号OVP为非过压信号时，接入驱动电路203各功率管栅极的信号为时钟电路206输出的时钟信号OSC。交替的第一时钟信号及第二时钟信号使信号VGP0、信号VGN5和信号VGN6以及信号VGP1、信号VGP2、信号VGP3和信号VGP4交替地形成有效信号，第一功率管和各第二功率管以及各第三功率管和各第四功率管交替地导通或关断。

由于过压检测信号OVP为过压信号时各电容器件的充放电状态为充电相状态，因此，当过压检测信号OVP为过压信号时，接入驱动电路203各功率管栅极的信号为经过逻辑运算的控制信号，使信号VGP0、信号VGN5和信号VGN6为有效信号，信号VGP1、信号VGP2、信号VGP3和信号VGP4为非有效信号，第一功率管和各第二功率管导通、各第三功率管和各第四功率管关断。

本实施例的过流检测电路204的结构参加图4，包括：

监控单元，用于检测流经所述第一功率管或任一第二功率管的电流以获得第一电流采样值，分别检测流经各电容器件对应的第三功率管或第四功率管的电流以获得分别对应于各电容器件的第二电流采样值；

在本实施例中，监控单元包括与要检测的功率管对应的采样管（比如图4中对流经第三功率管MP1电流进行采样的采样管为MP_s1，图5中对流经第一功率管MP0电流进行采样的采样管为MP_s0）和输出电流采样值的钳位电路244；各采样管与对应检测的功率管共源共栅，钳位电路244用于使对应的采样管和功率管的漏极电压（比如图4中第三功率管MP1的漏极电压Vd1、采样管MP_s1的漏极电压Vd2）保持相等。各采样管的尺寸还可以设置小于对应检测的功率管的尺寸，这样可实现采样电流值小于流经各功率管的电流值，达到保护电路、提高采样精确度的效果。各采样管的尺寸可为相应功率管的1/K，K为自然数。当然在其他实施例中，对流经各功率管的电流进行采样的监控单元还可以用其他现有的电流采样电路实现，本实施例则采用了一个相对简单的电流镜连接电路的方式（采样管与对应的功率管呈电流镜关系）。

加法单元241，用于将第一电流采样值（I_{p0_PHA}）和各第二电流采样值（I_{p1_PHB}、I_{p3_PHB}）相加，以获得电流采样值之和Isense（设置加法单元实现Isense=I_{p0_PHA}+I_{p1_PHB}+I_{p3_PHB}）；加法单元的设计原理如下：由于本实施例的电荷泵电路为一种开环电荷泵，其电容器件交替处于充电相状态和放电相状态；在此交替的工作过程中，由于驱动电路203的各功率管的栅极可以达0电位，因此流过功率管的最大电流值不受限制。若只单独采样充电相功率管（即第一功率管或第二功率管）的电流，则可以限制充电相的电流，但此时由于放电相功率管（即第三功率管或第四功率管）是不受控的，不能起到电路整体的限流的功能，反之亦然。因此，在电路处于充电相或放电相工作模式时，都需要同时对流经充电相功率管及放电相功率管的电流进行采样。在本实施例的开环电荷泵中，第一功率管MP0、第二功率管MN5及第二功率管MN6处于充电相回路中，流过电流值相等；第三功率管MP1、MP3和第四功率管MP2、MP4并联处于放电相回路中，流过的电流值相等，因此，将采样功率管MP0的电流做为充电相的采样电流，将采样功率管MP1，MP3的电流做为放电相的采样电流，然后将采样的三个电流相加得到Isense，即将Isense作为电荷泵整体功率管电流值的一个比较指标，有利于保护电路的整体结构。

转换单元242，用于将加法单元241输出的电流采样值之和Isense转换为第一检测电压值Vsense。

第一比较单元243，可采用迟滞比较器作为具体器件，用于比较第一检测电压值Vsense和第一电压阈值Vref2，输出过流检测信号OCP，其中，在第一检测电压值Vsense大于第一电压阈值Vref2时，过流检测信号OCP为过流信号，反之过流检测信号为非过流信号。迟滞比较器的正输入端输入第一检测电压值Vsense、负输入端输入第一电压阈值Vref2、输出端输出过流检测信号OCP。

本实施例的控制电路205的结构参加图5，包括：

用于在所述电容器件处于充电相状态时限制流经所述第一功率管或对应功率管组中的第二功率管电流的充电限流控制单元；以及，用于在所述电容器件处于放电相状态时限制流经对应的功率管组中的第三功率管或第四功率管电流的放电限流控制单元。在本实施例中控制电路205具体是由各电容器件处于充电相状态时限制流经第一功率管MP0电流的充电限流控制单元、各电容器件处于放电相状态时限制流经第三功率管MP1电流的充电限流控制单元、各电容器件处于放电相状态时限制流经第三功率管MP3电流的充电限流控制单元组成。由于充电限流控制单元与放电限流控制单元的结构类似，图5仅给出了各电容器件处于充电相状态时限制流经第一功率管MP0电流的充电限流控制单元。

下面以图5所示的充电限流控制单元为例介绍各限流控制单元的结构，如图所示，限流控制单元包括：驱动管MPref、传输门TG、控制支路257和正常工作支路a、限流支路b；

传输门TG由过流检测信号OCP控制且连接在驱动管MPref的栅极和漏极之间，驱动管MPref的漏极与对应限流的功率管的栅极连接，驱动管MPref的源极与输入节点201连接；如图5，驱动管MPref的栅极与第一功率管MP0的栅极通过传输门TG相连、源极与输入节点201连接、漏极与第一功率管MP0的栅极相连，当过流检测信号OCP为过流信号时，传输门TG为导通，当过流检测信号OCP为非过流信号时，传输门TG关断。

在控制支路257的控制输入端253的信号为有效信号（第一时钟信号）且过流检测信号OCP为过流信号时，图5的充电限流控制单元通过限流支路b、控制支路257和驱动管MPref向对应限流的功率管提供限流信号，以限制流经该功率管的电流；在控制支路257的控制输入端253的信号为有效信号（第一时钟信号）且过流检测信号OCP为非过流信号时，充电限流控制单元通过支路a、控制支路257使第一功率管MP0的栅极接地，维持该功率管的工作状态。

对于各限流控制单元不同的是，当各电容器件处于充电相状态时，充电限流控制单元的控制支路257的控制输入端253的信号为有效信号，即当充电限流控制单元的控制支路的控制输入端接入第一时钟信号时，控制支路导通，充电限流控制单元处于工作状态而第一时钟信号使放电限流控制单元处于非工作状态；当各电容器件处于放电状态时，放电限流控制单元的控制模块的控制输入端的信号为有效信号，即放电限流控制单元的控制支路的控制输入端接入第二时钟信号，控制支路导通，放电限流控制单元处于工作状态而第二时钟信号使充电限流控制单元处于非工作状态。

基于上述，充电限流控制单元的控制支路（图5）包括：栅极均连接至控制输入端的第一PMOS管MP5和第一NMOS管MN4，第一PMOS管MP5的源极连接输入节点201，第一PMOS管MP5和第一NMOS管MN4的漏极与驱动管MPref的漏极相连并输出限流控制信号CONTROL，控制支路通过第一NMOS管MN4的源极与限流支路连接。放电限流控制单元的控制支路除了上述结构以外，还包括控制输入端上设置的反相器，时钟电路206发出的时钟信号OSC直接输入充电限流控制单元的控制支路的控制输入端253、但通过上述反相器输入放电限流控制单元的控制支路的控制输入端。

各限流控制单元的限流支路包括：第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管和第五NMOS管，参加图5。

第二NMOS管MN1与第三NMOS管MN2构成电流镜，第三NMOS管MN2的漏极输入基准电流Iref；

第四NMOS管MN3和第五NMOS管MN7的栅极均输入过流检测信号OCP的反相信号OCP_N，源极均接地；

第四NMOS管MN3的漏极与第二NMOS管MN1和第三NMOS管MN2的栅极连接；第二NMOS管MN1和第五NMOS管MN7的漏极与第一NMOS管MN4的漏极连接。

限流支路b还包括：基准电路208和与第三NMOS管MN2连接的开关管SW1；开关管SW1用于在过流检测信号OCP为过流信号时，将基准电路输出的基准电流Iref输入至所述第三NMOS管的漏极。

本实施例的过压检测电路207的结构参加图6，包括：

分压单元，用于对所述输出节点的电压进行分压，以获得第二检测电压值Vovp；

第二比较单元，用于比较第二检测电压值Vovp和第二电压阈值Vref，输出过压检测信号OVP，其中，在第二检测电压值Vovp大于第二电压阈值Vref时，过压检测信号OVP为过压信号，反之过压检测信号OVP为非过压信号。

分压电路进一步包括串联的第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第三分压电阻Rhys，以及调整管MN0。其中，分压电阻R1的一端与输出节点202相接、另一端与分压电阻Rhys相接，分压电阻R2的一端与分压电阻Rhys相接、另一端接地。第三分压电阻Rhys的第一端与第一分压电阻R1连接，第二端与第二分压电阻R2连接；调整管MN0的栅极输入过压检测信号OVP，漏极与第三分压电阻的第一端连接，源极与所述第三分压电阻的第二端、第二比较单元连接（源极接入第二检测电压值Vovp）。调整管MN0为NMOS开关管，其并联于第三分压电阻Rhys的两端，调整管MN0与第三分压电阻Rhys共同为过压检测电路（第二比较单元）提供迟滞电压。当第二比较单元的输出过压检测信号OVP为过压信号（即输出节点202处的输出电压Vout过大），开关管（调整管MN0）导通，分压电路的分压值变大，产生的过压信号使电容器件进入充电相状态，输出节点202的输出电压Vout下降，此时，只有当第二分压电阻R2采样输出的第二检测电压值Vovp小于第二电压阈值Vref时，第二比较单元输出的过压检测信号OVP才为非过压信号，由此完成保护电路的作用。

本实施例的第一电压阈值Vref2、第二电压阈值Vref及基准电流Iref可设置由基准电路208产生并提供。

由于本发明的电荷泵是开环非稳压式电荷泵结构，需要通过限流和过压检测控制技术以保障电荷泵稳定可靠的工作，保护芯片免受损坏。

过流检测电路204的工作过程为：当电荷泵电路的负载过大、Vout变化或者某种情况使驱动电路203的功率管上流过的电流值增大时，过流检测电路204检测流经各功率管的电流，然后将采样的电流相加，并通过转换单元242（具体用电阻实现）产生第一检测电压值Vsense，并将Vsense与第一电压阈值Vref2比较，如果此时流经功率管的电流超过限流检测阈值Isample（第一电压阈值Vref2是与限流检测阈值Isample相关的信号参数，当流经功率管的电流超过限流检测阈值Isample时，则在本电路中为Vsense大于Vref2），输入至控制电路205的过流检测信号为过流信号，过流信号通过启动控制电路205的限流支路b将流过功率管的电流配置为基准电流的K*Ilim_ref（图5，各采样管的尺寸为相应功率管的1/K，因此经限流后的流过功率管的电流配置为基准电流的K倍），使电荷泵处于限流模式。

控制电路205接收来自过流检测电路的过流检测信号OCP、时钟电路206提供的时钟信号OSC，并根据基准电路提供的基准电流Iref，在过流检测信号OCP为过流信号时根据时钟信号OSC启动充电限流单元或放电限流单元对相应功率管进行限流：

当控制电路205接收的过流检测信号OCP为非过流信号时，控制电路205根据时钟信号OSC，启动相应充电限流单元或放电限流单元的控制支路，并通过正常工作支路a、控制支路和驱动管使对应功率管处于正常工作状态（非限流）；此时传输门TG为关断状态（传输门TG在过流检测信号OCP为非过流信号时为关断、过流检测信号OCP为过流信号时为导通），驱动管MPref的栅极连接至高电平（输入节点201）。而在限流支路b中：第四NMOS管MN3管导通（与过流检测信号OCP相关），使第二NMOS管MN1和第三NMOS管MN2的栅极为低电平，而开关管SW1关断（开关管SW1在过流检测信号OCP为非过流信号时为关断、过流检测信号OCP为过流信号时为导通），限流支路b此时被关断。

当控制电路205接收的过流检测信号OCP为过流信号时，控制电路205根据时钟信号OSC，启动相应充电限流单元或放电限流单元的控制支路，并通过限流支路b、控制支路和驱动管使对应功率管处于限流工作状态；此时传输门TG为导通状态，驱动管MPref的栅极通过传输门TG连接至第一功率管MP0的栅极。而在限流支路b中：第四NMOS管MN3管关断，使第二NMOS管MN1和第三NMOS管MN2构成电流镜连接方式，而开关管SW1打开，限流支路b此时被启动。如图7所示，当第一功率管MP0流过的电流超过限流检测阈值Isample时，过流检测电路204输出过流检测信号OCP为过流信号，此时MN7管关断，正常工作路径a被关断，在限流支路b中，基准电路208提供的基准电流Iref流入MN2管中，MN1管镜像MN2管中的电流，作为图7中的限流基准电流Ilim_ref，OCP信号为高电平，OCP_N信号为低电平，TG传输门打开，使得MPref管的栅极与功率管MP0栅极相连，Ilim_ref流过MPref管，此时功率管MP0以一定比例镜像MPref管中的电流，从而限制了流经功率管MP0的最大电流值（图5中的MAX:Ilimit=K*Ilim_ref，其中，Ilimit是流经功率管MP0的电流值），电荷泵电路此时便处于限流模式。当负载变化使得流过功率管MP0的电流小于退出限流检测的阈值Iexit时，过流检测电路输出OCP信号则恢复低电平，控制电路205关断限流路径b，打开正常工作路径a，电荷泵电路进入正常工作模式。退出限流检测的阈值Iexit是能够使电路退出限流模式的电流阈值，起到电流迟滞的作用，即在基准电流Ilim_ref与阈值Iexit之间，使过流检测信号保持为高电平的过流信号。

开环非稳压电荷泵的输出电压Vout并不是一个稳定值，一般为输入电压VBAT的倍数(这个倍数可以为1.5或2等，由电荷泵电路所具有电容器件的个数决定)，当输入电压VBAT很高时，输出电压Vout会超过芯片的最大的耐压值而损坏芯片，而过压检测电路207通过输出过压检测信号OVP将配置电荷泵电路中各电容器件的工作状态（充电相状态、放电相状态）。过压检测电路207的工作过程为：当输出电压Vout升高，使得第二检测电压值Vovp电压大于第二电压阈值Vref时，第二比较单元的输出为高电平（过压信号），根据此时的时钟信号OSC，当时钟信号OSC为第二时钟信号时（即各电容器件处于放电相状态），使第二时钟信号与过压信号经逻辑处理后，使驱动电路203的第一功率管MP0、第二功率管MN5及第二功率管MN6栅极接入的信号VGP0、信号VGN5及信号VGN6为有效信号，而第三功率管MP1、第三功率管MP2、第四功率管MP3、第四功率管MP4栅极接入的信号VGP1、信号VGP2、信号VGP3及信号VGP4为非有效信号，各电容器件充电相状态。

下面论证本实施例电荷泵电路的效果：一般电荷泵的效率是输出功率和输入功率的比值，即

$\mathrm{\η}=\frac{P_{\mathrm{OUT}}}{P_{\mathrm{IN}}}*100\%$

比如在一个理想的M倍压电荷泵中，输入电流是输出电流的M倍，效率公式可以写为

$\mathrm{\η}=\frac{P_{\mathrm{OUT}}}{P_{\mathrm{IN}}}*100\%=\frac{V_{\mathrm{OUT}}*I_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}*M*I_{\mathrm{OUT}}}*100\%=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{M*V_{\mathrm{IN}}}*100\%$

上式中，M是电荷泵的工作模式变量。对于传统的闭环稳压电荷泵结构来说，稳定输出电压Vout为5V，当输入电压VIN=4.2V时，M=1.5时，1.5倍升压电荷泵的理论效率为79.4%，M=2时2倍升压电荷泵的理论效率为59.5%，由于内部开关损耗和IC静态电流损耗，当输入电压接近Vout时实际的效率更低。但是对于开环非稳压电荷泵结构来说，输出电压是输入电压的1.5倍或者2倍，电荷泵的理论效率为100%。因此，开环电荷泵可以极大的提高电源效率。

在消费电子应用领域，对于电荷泵的效率和驱动能力的要求越来越高。电荷泵的驱动能力主要由等效输出阻抗表征。以本实施例的1.5倍电荷泵为例，在充电相状态，第一功率管MP0、第二功率管MN5以及第二功率管MN6导通，其他功率管截止，在放电相状态，第三功率管MP1、第三功率管MP3、第四功率管MP2以及第四功率管MP4导通，其他功率管截止，从电流流向可推导得出输出节点202的等效阻抗为，

$R_{\mathrm{OUT}}=\frac{3}{4}(R_{\mathrm{on}0}+R_{\mathrm{on}5}+R_{\mathrm{on}6})+\frac{3}{8}(R_{\mathrm{on}1}+R_{\mathrm{on}2}+R_{\mathrm{on}3}+R_{\mathrm{on}4})+\frac{9}{4f*C}$

其中R_oni(i=0~6)是功率管MP0~MP4、功率管MN5~MN6的导通阻抗，f是本实施例电荷泵的工作频率，C是电容器件CF1和电容器件CF2的容值。

对于电压型模式控制和电流型模式控制的闭环电荷泵来说（参考图1），由于通过采样输出电压Vout得到反馈电压Vfb与基准电压Vref1比较，得到的误差信号Error_SIG控制功率开关管的栅极或者控制流过功率管的电流来稳压，也就是说PMOS功率管的栅极电压不会到最低电位，而开环电荷泵（本实施例的电荷泵电路）正常工作模式时，PMOS功率管的栅极电压最低电位为0，极大地减小了功率管的导通阻抗，从而可以获得比较小的电荷泵等效导通电阻Rout，因此，在工作频率，泵电容容值，功率管面积相同的情况下，本实施例的电荷泵电路相对于闭环稳压式电荷泵具有较小的等效导通电阻，具有较高的驱动能力，其不需要误差放大器和反馈环路，具有高效率、高驱动能力以及保护控制技术:限流控制和过压保护控制，在过流以及过压情况下，可以保护芯片可靠稳定工作。

基于本实施例的电荷泵电路，本实施例还提供一种电子设备，包括电源转换电路，该电源转换电路为本实施例的电荷泵电路。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (15)

1.一种电荷泵电路，包括输入节点、输出节点及连接在所述输入节点和输出节点间的至少一个电容器件，其特征在于，还包括过流检测电路、控制电路、过压检测电路以及驱动电路；

所述过流检测电路，用于输出过流检测信号；其中，在流经所述电容器件的电流过流时，所述过流检测信号为过流信号；

所述控制电路，用于输出限流控制信号；其中，在所述过流检测信号为过流信号时，所述限流控制信号为限流信号；

所述过压检测电路，用于输出过压检测信号；其中，在所述输出节点的电压过压时，所述过压检测信号为过压信号；

所述驱动电路，用于在所述限流控制信号为限流信号时，基于所述限流信号对流过所述电容器件的电流进行限流；以及用于在所述过压检测信号为过压信号时，控制所述电容器件的状态为充电相状态。

2.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述电容器件至少有两个；当所述电容器件处于充电相状态时，所述过流检测电路用于对流过任一个电容器件的电流进行检测；当所述电容器件处于放电相状态时，所述过流检测电路用于对流过各电容器件的电流之和进行检测。

3.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述驱动电路包括：第一功率管以及与各电容器件分别对应的功率管组，所述功率管组包括第二功率管、第三功率管和第四功率管；

所述第三功率管连接在对应的电容器件的第二端和所述输入节点之间；所述第四功率管连接在对应的电容器件的第一端和所述输出节点之间；

所述电容器件通过所述第一功率管和第二功率管串接在所述输入节点和地之间；当所述电容器件处于充电相状态，所述第一功率管和第二功率管导通，所述第三功率管和第四功率管截止；当所述电容器件处于放电相状态，所述第一功率管和第二功率管截止，所述第三功率管和第四功率管导通。

4.如权利要求3所述的电荷泵电路，其特征在于，所述过流检测电路包括：

监控单元，用于检测流经所述第一功率管或任一第二功率管的电流以获得第一电流采样值，分别检测流经各电容器件对应的第三功率管或第四功率管的电流以获得分别对应于各电容器件的第二电流采样值；

加法单元，用于将所述第一电流采样值和各第二电流采样值相加，以获得电流采样值之和；

转换单元，用于将所述电流采样值之和转换为第一检测电压值；

第一比较单元，用于比较所述第一检测电压值和第一电压阈值，输出过流检测信号，其中，在所述第一检测电压值大于第一电压阈值时，所述过流检测信号为过流信号。

5.如权利要求4所述的电荷泵电路，其特征在于，所述监控单元包括与要检测的功率管对应的采样管和输出电流采样值的钳位电路；所述采样管与对应检测的功率管共源共栅，所述钳位电路用于使对应的采样管和功率管的漏极电压保持相等。

6.如权利要求5所述的电荷泵电路，其特征在于，所述采样管的尺寸小于对应检测的功率管的尺寸。

7.如权利要求3所述的电荷泵电路，其特征在于，所述控制电路包括充电限流控制单元和放电限流控制单元；

所述充电限流控制单元用于在所述电容器件处于充电相状态时，限制流经所述第一功率管或对应功率管组中的第二功率管的电流；

所述放电限流控制单元用于在所述电容器件处于放电相状态时，限制流经对应的功率管组中的第三功率管或第四功率管的电流。

8.如权利要求7所述的电荷泵电路，其特征在于，各限流控制单元分别包括：驱动管、传输门、控制支路和限流支路；

所述传输门由所述过流检测信号控制且连接在所述驱动管的栅极和漏极之间，所述驱动管的漏极与对应限流的功率管的栅极连接，所述驱动管的源极与所述输入节点连接；

在所述控制支路的控制输入端的信号为有效信号且所述过流检测信号为过流信号时，通过所述限流支路、控制支路和驱动管向对应限流的功率管提供限流信号，以限制流经该功率管的电流；

所述电容器件处于充电状态时，所述充电限流控制单元的控制支路的控制输入端的信号为有效信号；所述电容器件处于放电状态时，所述放电限流控制单元的控制模块的控制输入端的信号为有效信号。

9.如权利要求8所述的电荷泵电路，其特征在于，所述控制支路包括：栅极均连接至控制输入端的第一PMOS管和第一NMOS管，所述第一PMOS管的源极连接所述输入节点，所述第一PMOS管和第一NMOS管的漏极相连并输出限流控制信号；

所述充电限流控制单元的控制支路的控制输入端输入时钟信号；所述放电限流控制单元的控制支路的控制输入端输入所述时钟信号的反相信号。

10.如权利要求9所述的电荷泵电路，其特征在于，所述限流支路包括：第二NMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管和第五NMOS管；

所述第二NMOS管与第三NMOS管构成电流镜，所述第三NMOS管的漏极输入基准电流；

所述第四NMOS管和第五NMOS管的栅极均输入所述过流检测信号的反相信号，源极均接地；

所述第四NMOS管的漏极与所述第二NMOS管的栅极连接；

所述第二NMOS管和第五NMOS管的漏极与所述第一NMOS管的漏极连接。

11.如权利要求10所述的电荷泵电路，其特征在于，所述限流支路还包括：基准电路和与所述第三NMOS管连接的开关管；所述开关管用于在所述过流检测信号为过流信号时，将所述基准电路输出的基准电流输入至所述第三NMOS管的漏极。

12.如权利要求1所述的电荷泵电路，其特征在于，所述过压检测电路包括：

分压单元，用于对所述输出节点的电压进行分压，以获得第二检测电压值；

第二比较单元，用于比较所述第二检测电压值和第二电压阈值，输出过压检测信号，其中，在所述第二检测电压值大于第二电压阈值时，所述过压检测信号为过压信号。

13.如权利要求12所述的电荷泵电路，其特征在于，所述分压电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻。

14.如权利要求13所述的电荷泵电路，其特征在于，所述分压电路还包括调整管和第三分压电阻；

所述第三分压电阻的第一端与所述第一分压电阻连接，第二端与所述第二分压电阻连接；

所述调整管的栅极输入所述过压检测信号，漏极与所述第三分压电阻的第一端连接，源极与所述第三分压电阻的第二端、所述第二比较单元连接。

15.一种电子设备，包括电源转换电路，其特征在于，所述的电源转换电路为如权利要求1~14任一项所述的电荷泵电路。

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