JP2006516875A - 電力を変換するための電気コンバータ - Google Patents

Abstract

電気コンバータ（１）であって、電力を入力するためのコンバータ入力（ＩＮ１、ＩＮ２）と、電力を放出するためのコンバータ出力（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）と、コンバータ入力（ＩＮ１、ＩＮ２）に接続された貯蔵入力を持ち、且つ、コンバータ出力（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）に接続された貯蔵出力を持つ、電気エネルギー貯蔵デバイス（２）とを有する。一次ストローク期間（ｔ_ｐｒｉｍ）の間、前記入力された電力から電気エネルギーが貯蔵され、二次ストローク期間（ｔ_ｓｅｃ）の間、前記コンバータ出力（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）に電気エネルギーが放出される。電気コンバータ（１）は、制御デバイス（４）を有し、当該制御デバイスは、前記電気エネルギー貯蔵デバイス（２）へ流れる電流の量を検出するための電流検出デバイス（５）と、前記１次及び２次のストローク期間中に前記電気エネルギー貯蔵デバイス（２）へ流れる前記電流が、所定の最大電流に実質的に等しいかそれより小さくなるように、前記ストローク期間のうちの少なくとも１つの持続時間を制御するための、前記電流検出デバイスに通信可能に接続された第１の時間制御デバイス（４４）と、前記電気エネルギー貯蔵デバイス（２）へ流れる前記電流の時間平均が所定の値に等しくなるように、前記電気エネルギー貯蔵デバイス（２）が電気エネルギーを実質的に放出しないオフタイム期間（ｔ_ｏｆｆ）の持続時間を制御するための第２の時間制御デバイス（４１〜４３）であって、前記時間平均は、前記一次ストローク期間（ｔ_ｐｒｉｍ）、前記二次ストローク期間（ｔ_ｓｅｃ）及び前記オフタイム期間（ｔ_ｏｆｆ）を有するスイッチング期間に亘る平均である、第２の時間制御デバイス（４１〜４３）とを有する。

Description

本発明は、電力を変換するための電気コンバータに関する。

電源の分野において、供給された電力から電気エネルギーを貯蔵して放出する電気コンバータが一般に知られている。このようなコンバータは、通常、電子スイッチを用いて電流をインダクタに通じさせ、電流を周期的に中断して、ダイオードを通じて容量性負荷へ転送するための「フライバック」電圧を生じさせることにより、動作する。これらのコンバータは、例えば、バッテリ駆動機器（携帯型通信受信器等）において用いられる。このような装置において、バッテリは、１１０Ｖ又は２２０ＶのＡＣ電源に接続されなければならない一方で、バッテリは、１．５ＶのＤＣ電流によって充電されなければならない。

米国特許公報第５，８６４，２２５号は、ＤＣ−ＤＣデュアル可変電圧レギュレータを開示する。可変電圧レギュレータは、ダイオードと直列に接続されたスイッチとして動作する電界効果トランジスタを有する。インダクタの接点は、電界効果トランジスタとダイオードとの間のノードに接続される。インダクタの別の接点が、レジスタを介して供給電圧出力と直列に接続される。電界効果トランジスタのゲートは、スイッチングレギュレータ回路に接続され、該回路は、ゲートの電圧を制御し、従って、電界効果トランジスタのスイッチングを制御する。従って、スイッチングレギュレータ回路は、可変電圧レギュレータにおけるエネルギーの貯蔵及び放出も制御する。スイッチングレギュレータ回路は、固定オンタイム・可変オフタイム回路を持ち、この回路は、バッファ回路を介して電界効果トランジスタのスイッチングを制御する。固定オンタイム・可変オフタイム回路のオフタイムは、フィードバック制御回路を介して制御され、該制御回路は、固定オンタイム・可変オフタイム回路の発振回路を、出力負荷電流と可変電圧レギュレータ回路の出力における電圧との両方に基づいて制御する。従って、可変電圧レギュレータ回路のオンタイムは固定される一方で、オフタイムは、出力負荷電流及び出力電圧に依存して変化する。従って、可変電圧レギュレータ回路の動作は、出力負荷電流及び出力電圧に依存する。

上記の米国特許公報から知られる回路の欠点は、出力負荷電流及び出力電圧が可変オフタイムを決定するのにフィードバックにおいて用いられるため、可変電圧レギュレータ回路の動作が、出力に接続された負荷に依存するということである。他の欠点は、出力負荷電流及び出力電圧の両方がフィードバックされるので、この既知の回路が複雑なフィードバック回路を必要とするということである。

本発明の一般的な目的は、改良された電気コンバータを提供することであり、より詳細には、コンバータの出力電圧に依存しない電流を出力する電気コンバータを提供することである。本発明は、この目的のため、請求項１に記載の電気コンバータを提供する。

一次ストローク期間及び二次ストローク期間の間の平均電流が決定される。なぜなら、第１の時間制御デバイスが、一次ストローク期間及び二次ストローク期間の間の電流を、所定の最大電流以下に制限するからである。第２の時間制御デバイスはオフタイム期間の持続時間を制御し、このようにして、スイッチング期間中の平均電流が決定される。従って、時間制御デバイスによって、期間の制御は、電気エネルギー貯蔵デバイスを通じて流れる電流にのみ基づく。従って、平均コンバータ電流は、コンバータの出力電圧には依存しない。

本発明は、更に、請求項１１に記載の電気器具を提供する。このような器具においては、平均コンバータ電流は、コンバータ装置の出力電圧に依存しない。

本発明の特定の実施例は、従属請求項において示される。本発明の他の細部、側面及び実施例は、添付の図面中の図を参照して例示によってのみ説明される。

図１に示される本発明による電気コンバータ１の例は、不連続電流モード（ＤＣＭ）コンバータである。ＤＣＭコンバータは、当技術分野において一般に知られている。コンバータ１は、電力（例えばＤＣ電圧）を入力するためのコンバータ入力ＩＮ１、ＩＮ２と、変換された電力（例えばＤＣ電流又はＤＣ電圧）を出力するためのコンバータ出力ＯＵＴ１、ＯＵＴ２とを備えたダウンコンバータである。この例では、コンバータ出力ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、電流出力である。コンバータ出力ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、コンバータ入力ＩＮ１、ＩＮ２に印加される電圧とは異なった電圧で動作するバッテリ７に接続される。しかし、バッテリ７の代わりに他の種類のデバイスも同様に、コンバータ出力に接続されてよい。

コンバータ１は、入力された電力からの電気エネルギーの貯蔵及び放出を交互に行うための電気エネルギー貯蔵デバイス２を持つ。この例では、電気エネルギー貯蔵デバイスはインダクタ２であり、これは、電磁場に電気エネルギーを貯蔵することと、その電磁場のエネルギーを低減することによって電気エネルギーを放出することとができる。

図１において、インダクタ２は、レジスタ５及びスイッチ３と直列に入力ＩＮ１に接続される。一方向伝導デバイス（例えばダイオード６）が、スイッチ３とインダクタ２との間のノード３２において、第２の入力ＩＮ２をインダクタ２に接続する。ダイオード６は、入力ＩＮ２からインダクタ２への方向が順方向であり、インダクタ２から入力ＩＮ２への方向が逆方向である。従って、入力ノードＩＮ２からインダクタ２を通じて出力ノードＯＵＴ１に向かう順方向では電流はダイオード６を通じて流れることができ、入力ノードＩＮ２又は出力ノードＯＵＴ２に向かう逆方向には電流は実質的に全く流れることができない。他の種類の単一方向伝導デバイスもダイオードの代わりに同様に用いられることができる。例えば、電流の方向に応じて開閉する同期整流器電界効果トランジスタ、又は他のデバイスが用いられてよい。

スイッチ３は、コンバータ入力ＩＮ１に（この例ではレジスタ５を介して）電気的に接続された第１のスイッチ接点を持つ。スイッチ３は、更に、電気エネルギー貯蔵デバイス、例えばインダクタ２に電気的に接続された第２のスイッチ接点を持つ。第１のスイッチ接点は、スイッチ３の伝導状態では、第２のスイッチ接点に電気的に接続されている。この伝導状態においては、スイッチは閉じていると呼ばれる。従って、スイッチ３は、伝導状態において、貯蔵入力（貯蔵デバイスの入力）とコンバータ入力ＩＮ１、ＩＮ２との間の電気接触を可能にする。この伝導状態において、電流は、入力ノードＩＮ１から出力ノードＯＵＴ１にレジスタ５、スイッチ３及びインダクタ２を介して流れることができ、電気エネルギーはこの状態でインダクタ２に貯蔵される。スイッチ３の非伝導状態では、第１のスイッチ接点は第２のスイッチ接点から電気的に分離される。この非伝導状態においては、スイッチは開いていると呼ばれる。従って、非伝導状態では、インダクタ２とコンバータ入力ＩＮ１との間の電気接触は中断される。

非伝導状態においては、入力ノードＩＮ１からは電流が実質的に全く流れない。しかし、非伝導状態において、電流は入力ノードＩＮ２から出力ノードＯＵＴ１へダイオード６及びインダクタ２を介して流れることができ、インダクタ２によって電気エネルギーは出力ＯＵＴ１に向かって放出されることができる。使用中、スイッチ３は、伝導状態から非伝導状態へ、また、非伝導状態から伝導体へ、スイッチ制御デバイス４によって切り替えられ、従って、エネルギーは、インダクタに交互に貯蔵及び放出される。これによってコンバータ出力における電力の平均電流及び／又は電圧が制御されることができ、これにより、電力が変換されることができる。

図２−Ａにおいて、エネルギーの貯蔵及び放出のプロセスの連続した段階は、インダクタ２から出力ＯＵＴ１へ流れる電流の量を時間ｔの関数として表す実線Ｉ２によって図示される。図２−Ａに示されるように、スイッチ３が伝導状態にある場合、電流は入力ＩＮ１から出力ＯＵＴ１へインダクタ２を通じて流れ、エネルギーは、一次ストローク期間ｔ_ｐｒｉｍと呼ばれる時間の間、インダクタに貯蔵される。インダクタの電磁場にエネルギーが多く貯蔵されるほど、電流から取られる電力は少なくなり、従って、より多くの電流がインダクタを通じて流れることになる。一次ストロークにおいて、エネルギーは、インダクタ２によって、また、コンバータ出力ＯＵＴ１への電流を介して、放出される。しかし、最終的な結果としては、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍの間にはインダクタ２に貯蔵されるエネルギーは増加する。

或る瞬間に、スイッチ３は、非伝導状態に切り替えられる。この結果、電力は最早インダクタ２に供給されず、二次ストロークｔ_ｓｅｃと呼ばれる期間中、エネルギーがインダクタ２から電流として放出される。一次ストロークｔ_ｐｒｉｍ及び二次ストロークｔ_ｓｅｃは、合わせて、コンバータ１のオンタイムｔ_ｏｎとも呼ばれる。図１の例において、制御デバイス４は、インダクタ２を通じる電流が所定の最大値に到達したら、スイッチ３を非伝導状態に切り替える。所定の最大値は、特定の実施態様にとって適切ないかなる最大値であってもよく、一定値であっても変数値であってもよく、例えば何らかのアルゴリズムによって予め決定されてもよい。同様に、所定の最大値は、固定されていても調整可能であってもよい。電気コンバータにおける遅延に対して補償するために、制御デバイス４は、電流が所定の最大値に実際に到達する前に、スイッチ３を切り替えることを開始してもよい。これは、例えば、インダクタを通じる電流が所定の最大値に到達する予想される瞬間を計算して、この予想される瞬間にスイッチ３が非伝導になるようにスイッチ３を切り替えることにより、行う。

インダクタ２が貯蔵されたエネルギーのほぼ全てを放出した後は、インダクタ２から出力ＯＵＴ１に電流は実質的に全く流れない。二次ストロークに続く、実質的に電流が流れないこの期間は、オフタイムｔ_ｏｆｆと呼ばれる。オフタイムｔ_ｏｆｆにおいては、スイッチ３は依然として非伝導状態にある。一次ストロークｔ_ｐｒｉｍ、二次ストロークｔ_ｓｅｃ及びオフタイムｔ_ｏｆｆは、合わせて、変換期間Ｔと呼ばれ、スイッチ期間Ｔとも呼ばれる。図２−Ａは、３つの変換期間を示す。オフタイムｔ_ｏｆｆの後、スイッチ３は、伝導状態に戻され、エネルギーの貯蔵及び放出のサイクルは再び実行されることができる。図１の例において、オフタイムｔ_ｏｆｆは、インダクタを通じて流れる平均電流が所定の値に到達したら終了する。１つの変換期間Ｔに対して平均が取られる。

一次及び二次ストロークの最中にインダクタ２を通じる平均電流は、最大電流によって決定される。一般的に、電流は、レジスタ５及びインダクタ２のため、一次ストローク中には指数関数的に増加し、二次ストローク中には指数関数的に減少する。この例では、レジスタ５は、小さい抵抗を持ち、電流は、時間の関数としてほぼ線形の挙動を持つ。従って、オンタイムｔ_ｏｎ中の平均電流は、所定の最大電流の平均にほぼ等しい。従って、オフタイムｔ_ｏｆｆを変化させることによって変換期間の平均電流は制御されることができる。数学的には：
Ｉ_{ａｖｅｒａｇｅ}＝Ｉ_ｍａｘ＊（ｔ_ｐｒｉｍ＋ｔ_ｓｅｃ）／（２＊Ｔ） （１）
この式（１）においては、Ｉ_{ａｖｅｒａｇｅ}は平均電流を表し、Ｉ_ｍａｘは所定の最大電流を表す。従って、オフタイムｔ_ｏｆｆの持続時間の制御を通じて変換期間Ｔを変化させることにより、変換期間中の平均電流は制御されることができる。従って、所定の値が最大電流Ｉ_ｍａｘの係数α倍のときは、オフタイムｔ_ｏｆｆは、以下のように制御される。
ｔ_ｏｆｆ＝（１−α）（ｔ_ｐｒｉｍ＋ｔ_ｓｅｃ）／α （２）

この例においては、一次ストローク及び二次ストロークの最中のインダクタ２を通じる電流は、オンタイムの関数として実質的に線形であることに注意されたい。しかし、本発明によるコンバータにおいて、電流は異なった挙動をしうる、例えば、時間の二次関数又は他の関数でありうる。

図１の例において、レジスタ５は、入力ノードＩＮ１からインダクタ２を通じて出力ＯＵＴ１へ流れる電流を検出する電流検出デバイスである。なぜなら、レジスタ５にかかる電圧Ｖ５はこの電流にレジスタ５の抵抗を乗じたものに等しいからである。一般に、この電流は、１〜１０アンペアの範囲の最大値を持ち、レジスタ５は、特定の実施態様に適したいかなる抵抗を持ってもよい。コンバータにおける電力損失を低減するために、抵抗は、可能な限り低いべきであり、例えば、１０〜１００ｍΩの範囲であるべきである。このような抵抗は、０．０１〜１Ｖの範囲のレジスタ５における電圧降下を結果として生じ、これは、容易に測定可能である。しかし、インダクタ２を通じて流れる電流、レジスタ５の抵抗及びレジスタ５における電圧降下も、同様に、特定の実施態様に適したいかなる他の値を持ってもよい。

図１の例において、電流検出デバイス及びスイッチ３は、別個のデバイスとして、即ちレジスタ５及びスイッチ３として、実現される。しかし、電流検出デバイス及びスイッチ３は、代わりに、単一のデバイスであってもよく、例えば、当技術分野においてｓｅｎｓｅｆｅｔとしても知られるセンシング電界効果トランジスタであってもよい。一般に、ｓｅｎｓｅｆｅｔは、ソース及びドレインを通じて流れる電流を検出することができ、伝導状態及び非伝導状態に切り替えられることができる。従って、入力ノードＩＮ１とインダクタ２との間に接続されたｓｅｎｓｅｆｅｔは、スイッチ機能に加えて電流検出機能を実行することができる。

図１の例において、電流検出デバイス、例えばレジスタ５は、更に、インダクタ２へ流れる電流を最大値に制限する。従って、レジスタ５は、スイッチ３の伝導状態においてリミッタとして動作する。しかし、スイッチ３が非伝導状態にあるとき、例えば二次ストロークの最中及びオフタイムにあるとき、レジスタ５は、電流を制限しない。なぜならレジスタ５を通じて電流は流れないからである。従って、二次ストローク及びオフタイムにおいて、レジスタ５は、インダクタ２からコンバータ出力ＯＵＴ１に放出されるエネルギーを放散させない。レジスタ５を通じる最大電流は、例えば、所定の最大電流Ｉ_ｍａｘに等しくてもよく、これは、スイッチ３のスイッチングをトリガし、従って、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍの終了及び二次ストロークｔ_ｓｅｃの開始をトリガする。

図２−Ａに示されるように、インダクタ２を通じて流れる電流は、電磁場におけるエネルギーの貯蔵の最中に、例えば一次ストロークｔ_ｐｒｉｍの最中に、更なるエネルギーがインダクタ２において貯蔵されるので、増加する。飽和電流は、インダクタ２にこれ以上エネルギーが貯蔵されることができないときに流れる電流である。レジスタ５又は制御デバイス４によって許可される最大電流は、所定の最大電流Ｉ_ｍａｘを飽和電流よりも低くセットし、これにより、インダクタ２が飽和される前にスイッチ３を自動的にスイッチすることにより、例えば、インダクタ２の飽和電流以下にセットされることができる。このことにより、インダクタ２は飽和に対して自動的に保護される。図３及び４において更に詳細に示されるように、所望の平均電流は、図１の例の制御装置４を介して自動的に得られる。この例では、制御デバイス４は、コンバータ１の適切なオンタイム及びオフタイムｔ_ｏｆｆを与えられたら、平均電流が所定の値に等しくなるようにスイッチ３をスイッチする、スイッチ制御デバイスである。一般的に、スイッチ制御デバイス４は、本発明による電気コンバータデバイスの状態を制御するための特定の実施態様に適したいかなる態様で実現されてもよい。図３は、図１の電気コンバータ１の例において用いられることができる自動スイッチングのためのスイッチ制御デバイス４の例を示す。スイッチ３が異なった態様で同様に切り替えられることができることに注意されたい。制御デバイス４は、例えば、一次ストローク及び二次ストロークの間に最大電流を測定し、所定の平均電流を達成するのに適切なオフタイム期間を計算し、それに応じて又は他の態様でスイッチ３を切替える、適切にプログラムされたマイクロプロセッサを有してもよい。

図３のスイッチ制御デバイス４は、第１の信号Ｖ５と基準信号Ｖ_ｒｅｆとの比較が、開放の基準を満足させる結果を与えた後、スイッチ３を開く。この例では、スイッチ制御デバイス４は、コンパレータ４４を有する第１の時間制御デバイスを持ち、これは、レジスタ５を通じる電流を測定し、測定された電流を基準値と比較することができる。
これは、この例では、レジスタ５にかかる電圧Ｖ５を測定して電圧Ｖ５を基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較することによって行う。電圧Ｖ５が基準電圧Ｖ_ｒｅｆを上回ると、制御デバイス４はスイッチ３を開き、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍは終了される。従って、インダクタ２を通じるピーク電流Ｉ_ｐｅａｋ及び所望の平均電流量は、例えば基準電圧Ｖ_ｒｅｆを適応させることにより第１の時間制御デバイスにスイッチ３を開けさせる基準を変更することによって、容易に調整されることができる。

スイッチ制御デバイス４は、第２の信号を基準信号Ｖ_ｔｒと比較して、比較の結果が閉鎖基準を満足させるならば、スイッチ３を閉じる。この目的のため、スイッチ制御デバイス４は、ノード４３１における電圧Ｖ４３１をトリガ電圧Ｖ_ｔｒと比較する第２のコンパレータデバイス４３を備える第２の時間制御デバイス４０を持つ。電圧Ｖ４３１がトリガ電圧Ｖ_ｔｒを上回ると、スイッチ制御デバイス４はスイッチ３を閉じ、従って、一次ストロークは開始される。このように、インダクタ２を通じる平均電流Ｉ_{ａｖｅｒａｇｅ}は、容易に調整されることができる。以下でより詳細に説明されるように、平均電流Ｉ_{ａｖｅｒａｇｅ}は、例えば、第２の信号が発生させられる態様で、例えば、第１のオンオフ周期制御デバイス４１における係数αを変化させることによって、又は何らかの他の態様で、変更されることができる。

図３の例において、スイッチ制御デバイス４は、第１のオン／オフ周期制御デバイス４１を有する。第１のオン／オフ周期制御デバイス４１は、第１のコンデンサ（積分コンデンサ４１３と示される）、第１の電流源４１２及びスイッチ４１４を有し、これらは互いに接続され、中断可能な電流ループを形成する。スイッチ４１４は、断続器として動作し、この中断可能な電流ループを開閉することができる。この中断可能な電流ループは、積分コンデンサ４１３の１つのノードで、第２の電流源４１１に接続されている。従って、スイッチ４１４がループを開いたままに維持すると、電流がループを通じて流れることはなく、電流は、第２の電流源４１１から、第２の電流源４１１に接続された積分コンデンサ４１３のノードにのみ流れることができる。開ループ状態では、積分コンデンサ４１３は充電され、従って、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は増加される。ループがスイッチ４１４によって閉じられると、電流はループを通じて流れることができる。従って、積分コンデンサ４１３は放電することになり、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は減少する。

図３の例においては、第１のオン／オフ周期制御デバイス４１のループは、一次及び二次ストロークの最中に閉じており、ループは、オフタイムｔ_ｏｆｆの最中には開いている。従って、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍ及び二次ストロークｔ_ｓｅｃの間、スイッチ４１４は閉じている、即ち伝導状態にあり、オフタイムｔ_ｏｆｆではスイッチ４１４は開いている、即ち非伝導状態にある。従って、電圧Ｖ_４１３は、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍ及び二次ストロークｔ_ｓｅｃの間、減少し、オフタイムｔ_ｏｆｆの間、増加する。積分コンデンサ４１３への電流は、図２−Ａにおいて破線Ｉ_４１３で表される。積分コンデンサ４１３にかかる電圧は、図２−Ｂにおいて時間の関数として破線Ｖ_４１３で表される。図２−Ｂに示すように、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は、ＤＣオフセットレベルＶＤＣ周辺で、交互に増減する。

示される例では、第１の電流源４１２は示される方向に電流Ｉ_ｒｅｆを送出し、第２の電流源４１１は、矢印で示される方向に電流Ｉ_ｒｅｆ＊αを供給するようにセットされ、ここでαは１より小さい係数である。従って、閉ループ状態では、積分コンデンサ４１３にかかる電圧Ｖ_４１３は、以下のように記述することができる。
Ｖ_４１３＝Ｖ_０−（（１−α）＊Ｉ_ｒｅｆ＊ｔ_{ｃｌｏｓｅｄ}）／Ｃ_４１３
ここで、Ｃ_４１３は、積分コンデンサ４１３の容量を、Ｖ_０は、ループが閉じた瞬間の積分コンデンサ４１３にかかっている電圧を、そして、ｔ_{ｃｌｏｓｅｄ}は、ループが閉じた後に経過した時間を表す。

ループが開けられると、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は、以下のように記述することができる。
Ｖ_４１３＝Ｖ_０＋（α＊Ｉ_ｒｅｆ＊ｔ_ｏｐｅｎ）／Ｃ_４１３
ここで、ｔ_ｏｐｅｎは、ループをスイッチ４１４で開けた後に経過した時間を、そして、Ｖ０は、ループが開いた瞬間の積分コンデンサ４１３にかかっている電圧を表す。開き時間ｔ_ｏｐｅｎは、コンバータ１のオフタイムに等しく、閉じ時間ｔ_{ｃｌｏｓｅｄ}はコンバータ１のオンタイムｔ_ｏｎに等しい。従って、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は第２の信号Ｖ_４３１として用いられ、トリガ電圧Ｖ_ｔｒがＶ_０にセットされたら、スイッチ３は閉じられる。即ち、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍは、オフタイムが（１−α）（ｔ_ｐｒｉｍ＋ｔ_ｓｅｃ）／αに等しくなり、平均電流が所定の値になったら、開始する。

図３に示される第１のオン／オフ周期制御デバイス４１を有する制御デバイスを備えた本発明によるコンバータの平均電流は、電流源４１１、４１２の電流の比αを変化させることによって容易に調整されることができる。例えば、第２の電流源４１１から積分コンデンサ４１３への平均電流は（従って定数αも）第２の電流源４１１からの電流を交互にイネーブル及びディスエーブルすることによって制御されることができる。第２の電流源４１１から積分コンデンサ４１３への平均電流は、このとき、αかけるＩ_ｒｅｆかけるイネーブル及びディスエーブルのデューティサイクルに等しい。このとき、第２の電流源４１１からの電流は、イネーブル及びディスエーブルの周波数を持つ。しかし、この周波数成分は、積分コンデンサ４１３の積分特性によって解消される。第２の電流源４１１から積分コンデンサ４１３への電流の交互のイネーブル及びディスエーブルのため、平均コンバータ電流はデューティサイクルに線形に従属し、従って、平均電流の線形的な制御がデューティサイクルの制御を通じて得られる。イネーブル及びディスエーブルは、例えば、第２の電流源４１１とスイッチの積分キャパシタ４１３との間にスイッチを設け、適切なスイッチ制御手段によって該スイッチを交互に開閉することによって実現することができる。

コンバータの電流は、積分コンデンサ４１３にかかる電圧を介しても、同様に制御されることができる。例えば、電界効果トランジスタはそのソース及びドレインによって積分コンデンサ４１３のそれぞれの電極に接続されてよい。電界効果トランジスタのゲートに適切な電圧を印加することにより、積分コンデンサ４１３の電極間の電界効果トランジスタを介して電流が流れるようにされることができ、これにより、積分コンデンサ４１３は放電され、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は変化される。

第１のオン／オフ周期制御デバイス４１と、随意の第２のオンオフ周期制御デバイス４２とは、単純であり、部品を少数しか使用しない。更に、第１のオンタイム制御デバイス４１は、ファーストオーダー（first order）集積制御ループを形成し、これは、オンタイムｔ_ｏｎをその入力として、オフタイムｔ_ｏｆｆをその出力として、有する。従って、スイッチ制御デバイス４は、フィードバックループを使用せず、従って、フィードバックによって生じる安定性の問題を有さない。

図３の例において、積分コンデンサ４１３は、第２のオン／オフ周期制御デバイス４２の電圧／電流コンバータ４２１の電圧入力４１５に接続される。電圧／電流コンバータ４２１は、その入力において例えば数式Ｉ＝ｆ（Ｖ）で表される電圧Ｖの関数である電流Ｉを出力する。図４〜６は、前記電圧／電流コンバータ４２１の例を示す。図３の例において、電圧／電流コンバータ４２１は、図４において表されるように実現されるはずである。

電圧／電流コンバータ４２１の電流出力は、第２のコンデンサ４２２の接点に接続されている。第２のキャパシタ４２２は、これにより、積分コンデンサ４１３にかかる電圧Ｖ_４１３に応答して、電流出力からの電流によって充電される。よって、第２のコンデンサに供給される電流の量は、従って、第２のコンデンサ４２２の接点にかかる電圧Ｖ_４２２も、積分コンデンサ４１３にかかる電圧Ｖ_４１３に、従って係数αにも、依存する。従って、オフタイムは、係数αにも依存する。更に、コンバータは、電圧／電流コンバータ４２１及び積分コンデンサ４１３を介してソフトスタートされることができる。最初は、積分コンデンサ４１３には低い電圧しか存在せず、この電圧は、幾つかのスイッチング動作の後、増加する。幾つかの周期の後、積分コンデンサ４１３にかかる電圧は、図２−Ｂに示すようにＤＣ−オフセットＶ_ＤＣを有する。積分コンデンサ４１３にかかる電圧が低いと、電圧／電流コンバータ４２１によって小さい電流しか出力されず、従って、第２のキャパシタ４２２は、比較的ゆっくりと充電され、第２のキャパシタ４２２にかかる電圧がトリガ電圧Ｖ_ｔｒに到達するまで、比較的長い時間がかかる。従って、積分コンデンサ４１３にとって適切な容量を使用することで、第２のキャパシタ４２２をＶ_ｒｅｆに充電するための時間は比較的長くなり、コンバータ出力ＯＵＴ１で供給される電力の量は、最初は低くセットされ、時間とともに増加されることができる。充電及び放電のための時間は、第２の電流源４１１の定数αを介しても調整されることができる。

第２のオン／オフ周期制御デバイス４２は、第２のコンパレータ４３の入力に接続されている。図２−Ｂにおいて、線Ｖ_４２２は、正の入力４３１における電圧を時間の関数として表す。トリガ電圧Ｖ_ｔｒは、点線Ｖ_ｔｒによって示される。第２のキャパシタ４２２は、スイッチ４２３に接続され、このスイッチ４２３によって電流ループを形成する。スイッチ４２３は、ループを開閉することができる。第２のキャパシタ４２３の１つのノードで、ループは第２のコンパレータ４３の正の入力４３１に接続されている。従って、第２のキャパシタ４２２にかかる電圧Ｖ４２２は、第２のコンパレータ４３に伝達される。スイッチ４２３は、図１のコンバータのインダクタ２を通じて流れる電流に依存してスイッチされ、インダクタ２を通じる電流が、図２−Ａの破線によって示されるその最大値に到達した瞬間に、開かれる。

図３の例において、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍが開始されると、スイッチ４２３は閉じられる、即ち、スイッチ４２３は伝導状態にスイッチされる。従って、図２−Ｂにおいて実線Ｖ_４２２によって示されるように、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍの開始時に、第２のコンデンサ４２２は短絡され放電される。これにより、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍの短すぎる期間は防止され、これは、コンバータ出力ＯＵＴ１、ＯＵＴ２における出力電流の量が高い精度で制御されなければならない場合、特に有用である。

図３の例において、スイッチ４２３は、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍ全体の間、閉じたままである。しかし、一次ストロークｔ_ｐｒｉｍの開始時に、短い期間だけ、例えばパルス状に、スイッチ４２３を閉じることも可能である、。スイッチ４２３を第２のコンデンサ４２２にかかる電圧に応じて、例えば、第２のコンデンサ４２２にかかる電圧が実質的にゼロになるまで、閉じたままにすることも可能である。

電圧／電流コンバータ４２１は、例えば、図４に示されるように実現されてもよいが、代わりに異なった態様で実現されてもよい。例えば図５及び６に示されるように、又は他の態様で、実現されてよい。一般に、電圧／電流コンバータ４２１は、特定のアプリケーションに適したあらゆる態様において実現されてよい。

図４の電圧／電流コンバータ４２１において、増幅器４２１１の出力は、バイポーラトランジスタ４２２４のベースに接続されている。増幅器４２１１の反転入力は、バイポーラトランジスタ４２２４のエミッタに接続されている。エミッタは、レジスタ４２２２を介してアースに接続される。バイポーラトランジスタ４２２４のコレクタは、電流ミラー４２２３の入力に接続され、これは、出力において、バイポーラトランジスタ４２２４によって電流ミラー４２２３から引き出される電流に比例する電流を出力し、これらの電流は、Ａ：１の比を有する。従って、電流ミラー４２２３の出力の電流は、増幅器４２１１の非反転入力に印加される電圧に線形に依存する。

図５の例において、バイポーラトランジスタ４２２５はそのベースで第１の時間制御デバイスに接続される。バイポーラトランジスタのコレクタは、電流ミラーに接続され、エミッタはグラウンドに接続される。従って、電流ミラー４２２３の出力の電流は、トランジスタのベースに印加される電圧に指数関数的に依存する。

図６において、電界効果トランジスタ４２２６のゲートは、第１の時間制御デバイス４１に接続されている。ソースは、グラウンドに接続され、ドレインは電流ミラーに接続されている。従って、電流ミラー４２２３の出力の電流は、電界効果トランジスタ４２２６のゲートに印加される制御電圧に、事実上二次関数的に依存する。

本発明によるコンバータのスイッチングは、電気エネルギー貯蔵デバイスを通じて流れる電流のみに依存する。従って、スイッチングは、コンバータの入力電圧又は出力電圧からは実質的に独立しており、インダクタ２のインダクタンスからも独立している。従って、本発明によるコンバータの出力電流も、コンバータの入力電圧又は出力電圧から独立しており、インダクタ２のインダクタンスからも独立している。

図３及び４のスイッチ制御デバイス４の例は、生来的な安定性を持つ。なぜなら、フィードバックは存在せず、オフタイムはフィードフォワードに制御されるからである。従って、本発明による電気コンバータを安定させるために追加の処置は必要とされない。更に、第２のオン／オフ動作の周期制御デバイス４２が用いられるならば、第１のオン／オフ周期制御デバイス４１のコンデンサ４１３は、本発明による電気コンバータが機能することに必須ではない。積分コンデンサ４１３にかかる電圧がクリップされない限り、所望の平均電流が、オン／オフ周期制御デバイス４１、４２における電流バランスを介して得られる。更に、例えばｔ_ｏｆｆの不規則な変化によって生じる低調波変化は、電流バランスのため、平均電流を大幅に乱すことはない。しかし、本発明による電気コンバータにおいて、スイッチ制御デバイス４は、同様に、第１のオンオフ周期制御デバイスのみを有し、第２のオンオフ周期制御デバイスを有さなくてもよい。

図７は、本発明による電気変換回路の他の例を示す。図７の例において、一次ストロークの間、バッテリを通じて実質的に電流は流れない。なぜなら、インダクタがダイオード及びバッテリにループで接続され、インダクタとダイオードと間のノードがスイッチを介して入力に接続され、ダイオードとバッテリとの間のノードは、他の入力に接続されているからである。図７の例において、スイッチは図３の例に類似した制御回路によって制御されてもよい。しかし、１つの変換期間の最中にインダクタ２を通じてバッテリに流れる平均電流は、１／２＊Ｉ_ｍａｘ＊（ｔ_ｐｒｉｍ＋ｔ_ｓｅｃ）／Ｔではなく（１／２＊Ｉ_ｐｅａｋ＊ｔ_ｓｅｃ）／Ｔに等しく、例えば、スイッチ４１３を、ｔ_ｏｎではなくｔ_ｓｅｃでスイッチすることによって、平均電流は、オフタイムｔ_ｏｆｆを介しても制御されることができる。

図１及び６の本発明による電気コンバータの例のコンバータ出力ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、電流出力である。しかし、本発明による電気コンバータは、同様に、電圧出力であるコンバータ出力を有してもよい。例えば、図１の電気コンバータ１の例のコンバータ出力ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、出力電圧制御回路に接続されていてもよく、この回路は、コンバータ出力における出力電圧を検出し、コンバータ出力において出力される電流を、特定の出力電圧を維持するように調整する出力電圧制御回路は、例えば、図１のスイッチ制御デバイス４における第２の電流源４１１の定数αを、適切な手段を介して、例えば上記でより詳細に説明されたようにスイッチのデューティサイクルを介して、調整することができる。

本発明による電気コンバータは、本線の電圧から充電される充電式バッテリを備えた種々の装置、特に充電式の電動シェーバ及び電動歯ブラシに、適切である。図８は、例示により、シェービングヘッドＳＨを駆動するモータＭを備えたシェーバＳＶＲを示す。モータＭは、スイッチＳＷに係合され、これは、モータＭを充電式バッテリＢに接続し、これらは合わせて、他の電子部品と共に（例えば図１及び３に示される回路の電子部品と共に）、シェーバＳＶＲのプリント回路基板に収容される。図８は更に電源ユニットＰＳＵを示し、これは電気コンバータデバイスの一部を含んでもよい。電源ユニットＰＳＵは、本線の電圧及び接続コードＣＲＤへの接続のための統合された本線プラグＰＬＧを持ち、これは、出口ＯＴＬによってシェーバＳＶＲの入口ソケット（図示せず）に結合されることができる。

本発明による電気コンバータの例の回路図を図式的に示す。 時間の関数としての、図１の本発明によるコンバータの異なった部分における電流のグラフを図式的に示す。 時間の関数としての、図１の本発明によるコンバータの異なった部分における電圧のグラフを図式的に示す。 図１の本発明による電気コンバータの例に適したスイッチ制御デバイスの例の回路図を示す。 図３のスイッチ制御デバイスの例に適した電圧／電流コンバータの例の回路図を図式的に示す。 図３のスイッチ制御デバイスの例に適した電圧／電流コンバータの例の回路図を図式的に示す。 図３のスイッチ制御デバイスの例に適した電圧／電流コンバータの例の回路図を図式的に示す。 本発明による電気コンバータの他の例の回路図を図式的に示す。 本発明による電気コンバータを有する電気器具の例を示す。

Claims (11)

1. −電力を入力するための少なくとも１つのコンバータ入力と、
   −電力を放出するための少なくとも１つのコンバータ出力と、
   −前記コンバータ入力のうちの少なくとも１つに接続された貯蔵入力を持ち、且つ、前記コンバータ出力のうちの少なくとも１つに接続された貯蔵出力を持つ、一次ストローク期間の間、前記入力された電力から電気エネルギーを貯蔵し、二次ストローク期間の間、前記コンバータ出力に電気エネルギーを放出するための、電気エネルギー貯蔵デバイスと、
   を有する電気コンバータにおいて、当該電気コンバータは、更に、制御デバイスを有し、当該制御デバイスは、
   −前記電気エネルギー貯蔵デバイスへ流れる電流の量を検出するための電流センサと、
   −前記ストローク期間のうちの少なくとも１つの持続時間を、当該ストローク期間中に前記電気エネルギー貯蔵デバイスへ流れる前記電流が、所定の最大電流に実質的に等しいかそれより小さくなるように制御するための、前記電流検出デバイスに通信可能に接続された第１の時間制御デバイスと、
   −前記電気エネルギー貯蔵デバイスへ流れる前記電流の時間平均が所定の値に等しくなるように、前記電気エネルギー貯蔵デバイスが電気エネルギーを実質的に放出しないオフタイム期間の持続時間を制御するための第２の時間制御デバイスであって、前記時間平均は、前記一次ストローク期間、前記二次ストローク期間及び前記オフタイム期間を有するスイッチング期間に亘る平均である、第２の時間制御デバイスと、
   を有する、電気コンバータ。
2. 請求項１に記載の電気コンバータにおいて、前記第１の時間制御デバイスは、前記電気エネルギー貯蔵デバイスへ流れる前記電流が、前記所定の最大電流に等しいときに、前記一次ストローク期間を終了させるための手段を有する、電気コンバータ。
3. 請求項１又は２に記載の電気コンバータにおいて、前記第２の時間制御デバイスは、スイッチング期間中に前記電気エネルギー貯蔵デバイスへ流れる前記平均電流が、前記所定の値に等しいときに、前記オフタイム期間を終了させるための手段を有する、電気コンバータ。
4. 請求項３に記載の電気コンバータにおいて、前記第２の時間制御デバイスは、前記電気エネルギー貯蔵デバイスの前記一次及び二次ストロークの所望の時間に対応するオンタイム期間及び前記電気エネルギー貯蔵デバイスの所望のオフタイム期間に対応するオフ期間を決定するための第１のオン／オフ期間制御デバイスを有し、当該第１のオン／オフ期間制御デバイスは、オフタイム終了信号を出力するための出力を有し、前記出力は、前記電気エネルギー貯蔵デバイスの制御部に通信可能に接続される、電気コンバータ。
5. 請求項４に記載の電気コンバータにおいて、前記第１のオン／オフ期間制御デバイスは、
   中断可能なループの第１の電流源に接続された第１のコンデンサであって、前記中断可能なループは更に第２の電流源に接続される、コンデンサと、
   前記検出された電流が前記所定の最大電流に等しいときに前記中断可能なループを中断し、前記電流検出デバイスによって検出される前記電流が実質的にゼロであるときに前記中断可能なループを閉じるための、断続器と、
   を有する、電気コンバータ。
6. 請求項４又は５に記載の電気コンバータにおいて、前記第２の時間制御デバイスは、更に、前記二次ストローク期間及び前記オフタイム期間の所望の組み合わせられた時間に対応する第２のオフ期間を決定するための、前記第１のオン／オフ期間制御デバイスの前記出力に通信可能に接続された第２のオン／オフ期間制御デバイスを有し、当該第２のオン／オフ期間制御デバイスは、前記第２のオフ期間の終了時に前記一次ストローク期間を開始させるための開始信号を発生させるように構成される、電気コンバータ。
7. 請求項６に記載の電気コンバータにおいて、前記第２のオン／オフ期間制御デバイスは、
   前記第１のコンデンサにかかる前記電圧に対応する電流を出力するための電流出力を持つ、前記第１のコンデンサに接続される電圧／電流変換器と、
   前記電流出力への接点に接続される第２のコンデンサであって、前記接点はコンパレータデバイスにも接続され、当該コンパレータデバイスは、前記第２のコンデンサにかかるコンデンサ電圧をトリガ電圧と比較し、前記トリガ電圧が前記コンデンサ電圧より低ければ前記開始信号を出力する、第２のコンデンサと、
   前記開始信号に応答して前記第２のコンデンサを放電するための放電デバイスと、
   を有する、電気コンバータ。
8. 請求項１乃至７の何れか１項に記載の電気コンバータにおいて、更に、少なくとも１つのスイッチを有し、当該スイッチは、伝導状態では、前記貯蔵入力と前記少なくとも１つのコンバータ入力との間に電気接触を設立して前記電気エネルギー貯蔵デバイスに電気エネルギーを貯蔵し、非伝導状態では、前記電気エネルギー貯蔵デバイスの前記コンバータ入力との電気接触を中断して前記電気エネルギー貯蔵デバイスから前記コンバータ出力へ電気エネルギーを放出し、前記スイッチは前記制御デバイスによって制御される、電気コンバータ。
9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載の電気コンバータにおいて、前記電流検出デバイス、前記スイッチ及び前記電気エネルギー貯蔵デバイスは、第１のコンバータ入力と第１のコンバータ出力との間に直列に接続され、前記スイッチと前記電気エネルギー貯蔵デバイスとの間のノードは、一方向伝導デバイスで第２のコンバータ入力に接続される、電気コンバータ。
10. 請求項１乃至９の何れか１項に記載の電気コンバータにおいて、前記所定の最大電流は、前記電気エネルギー貯蔵デバイスの前記飽和電流と等しいかそれより小さい、電気コンバータ。
11. 充電式バッテリと、電動モータと、前記モータを前記バッテリに接続するためのスイッチと、前記バッテリを充電して及び／又は前記モータに電力を供給するための請求項１乃至１０の何れか１項に記載の電気コンバータデバイスとを有する電気器具。

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