KR101432179B1 - 펄스 부하를 위한 제어형 전력 공급기 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

전압 저장소를 통해 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법이 개시되어 있다. 상기 방법은 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 상기 스위치형 부하에 의해 발생하게 될 소정 전류에 기반하여, 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 스위치형 부하로 공급하기에 충분한 에너지가 전압 저장소에 저장되게 하기 위해 스위칭 사이클의 비활성 구간 동안 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하는 단계를 포함한다. 또한 상기 방법은 상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 전압 저장소에 연속 에너지를 공급하는 단계를 포함한다.

Description

펄스 부하를 위한 제어형 전력 공급기 및 그 방법 {Controlled power supply and method for pulse load}
본 발명은 펄스 부하 스위칭 전력 공급기들에 관한 것이다.
펄스형 부하 (pulsed load)나 스위치형 부하 (switched load)는 간헐적으로 대량의 전력 공급을 요하는 부하이다. 그러한 부하에 대한 스위칭 모드 전력 공급기 (파워 서플라이)는 높은 진폭의 전류가 그 부하에 간헐적으로 공급될 수 있게 하도록 낮은 주파수에서 동작하는 스위치를 포함한다. 그 스위치는 저전압 입력 DC 소스를 "초핑 (chopping)" 함으로써 이를 하이 리플 (high-ripple) 펄스의 AC 전압으로 변환시키는데, 상기 AC 전압은 차후에 직접 사용될 수도 있고 용도에 따라 DC 전압을 생성하도록 정류 및 평활될 수 있는 인터페이스 전압으로 변환된다. 리플 전류는 DC 신호의 변동을 말한다. 스위치가 온이나 오프될 때 전류 요건의 급격한 변화로 인해, 메인 전력 공급기에 의해 공급되는 전류의 리플 전류는 억압되지 않으면 메인 전력 공급기로 반영되는 높은 RF 간섭 (RFI, radio frequency interference)을 일으킬 수 있다.
소스 입력 전압 DC를 펄스형 AC로 전환하는 회로는 스위칭 컨버터, 또는 간단히 '컨버터'라고 알려져 있으며, 컨버터에는 여러 하이브리드 타입들 및 그 변형 버전들이 존재하지만 그 중 두 가지 주요 타입들로서 '벅 (Buck)' 컨버터와 '부스트 (Boost)' 컨버터가 있다. 벅 컨버터는 컨버터의 출력 전압이 컨버터의 입력 전압보다, 스위치의 듀티 사이클에 해당하는 팩터인 δ배 만큼 적게 되도록 전압을 보통 하향 변환시킨다. 듀티 사이클은 스위치가 온되는 각각의 사이클의 기간과 연속 펄스들 사이의 총 시간, 즉 주기의 비율이다, 즉 아래와 같이 표현된다.
Figure 112009061666053-pct00001
Figure 112009061666053-pct00002
여기서,
VIN = 입력 전압;
VOUT = 출력 전압;
δ = 듀티 사이클;
TON = 스위치가 온일 때의 시간;
TOFF = 스위치가 오프일 때의 시간;
T = 펄스 주기 = (TON + TOFF ).
부스트 컨버터는 컨버터의 출력 전압이 컨버터의 입력 전압에 비해,
Figure 112013019380021-pct00015
(δ는 스위치의 듀티 사이클에 해당함) 배 높게 되도록 전압을 상향 변환시킨다. δ가 1 보다 적기 때문에,
Figure 112013019380021-pct00016
는 1 보다 크게 된다.
따라서, 앞서의 논의대로라면 사용된 컨버터의 타입과 무관하게, 컨버터의 출력 전압은 스위치의 듀티 사이클의 함수이다. 이것은 간단히 스위치 전압의 듀티 사이클을 제어함으로써 정밀한 전압 조정을 가능하게 만들고, 이러한 것은 펄스 폭 제어 변조 PWM를 이용해 스위칭 전압 펄스가 온이 되는 동안 펄스 폭을 제어함으로써 쉽게 이뤄질 수 있다. 스위칭 전압 펄스의 주기는 일정하게 유지되므로, 온 시간의 펄스 폭을 조정하는 것이 스위칭 전압의 듀티 사이클을 변화시킨다.
관련 기술에서, 전력 공급기의 입력단에 RFI 필터가 사용되어 RFI를 필터링함으로써 RFI가 메인 전력 공급기로 반영되지 않게 된다. 리플 전류를 최대한 낮게 유지하는 것 역시 높은 평균 제곱근 (RMS, root mean square) 전류 값들과 관련하여 공급 소스의 전류 전달 능력을 감소시키는 도전 손실을 줄어들게 한다. 그러나, 통상의 회로들에서 전력을 간헐 전압 버스트들로서 공급하기 위해 스위치 전력 공급기가 사용될 때에는 돌발 전압 버스트가 라인 상에 반영되는데, 이는 그 라인 상에 돌발적이고 간헐적인 전압 감소를 일으킨다. 매우 높은 전력 버스트들이 공급될 때, RFI 필터는 부피가 커지고 단가가 높아지게 된다.
따라서, 특히 고전력이 스위칭될 때, RFI 필터의 크기를 줄일 수 있게 하거나 심지어는 RFI를 함께 제거할 수 있게 하는 스위치형 부하용 전력 공급기를 제공하는 것이 요망될 수 있다.
본 발명의 목적은 필터의 크기를 줄일 수 있게 하는 스위치형 부하용 전력 공급기를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 고펄스 전력 요건에서 스위치형 부하를 공급하기 위한 그러한 전력 공급기를 제공하는 것이다.
본 발명의 제1양태에 따르면, 전압 저장소 (voltage reservoir)를 거쳐 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법이 제공되며, 이 방법은,
한 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 부하에 의해 발생하게 될 소정 전류에 기반하여, 상기 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 부하에 공급하기에 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장될 수 있게 하기 위해, 상기 스위칭 사이클의 비활성 구간 동안 상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하는 단계; 및
상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 상기 전압 저장소에 연속 에너지를 공급하는 단계;를 포함한다.
본 발명의 제2양태에 따르면, 부하 스위치를 통해 전압 저장소로부터 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하기 위한 제어형 전력 공급기가 제공되며, 상기 전력 공급기는,
스위칭 사이클의 활성 구간 동안 상기 부하에 의해 발생하게 될 소정 전류에 응답하여, 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 부하에 공급하기에 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장될 수 있게 하기 위해 상기 스위칭 사이클의 비활성 구간 동안 상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하는 평균 전류 프로세싱 유닛; 및
상기 평균 전류 프로세싱 유닛과 동작가능하게 연결된 콘트롤러로서, 상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 상기 전압 저장소로 연속 에너지를 공급하고, 상기 스위칭 사이클의 활성 구간 및 비활성 구간의 개별 기간들에 비례하는 듀티 사이클 및 레이트로 상기 부하 스위치를 닫고 열기 위한 스위칭 신호들을 생성하는 콘트롤러;를 포함한다.
본 발명을 이해하고 실제로 어떻게 실행될 수 있는지를 알기 위해, 지금부터 첨부도면을 참조하여 비한정적인 예로 일 실시예를 설명할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 제어형 전력 공급기의 기능을 보인 블록도이다.
도 2는 도 1에 기능적으로 도시된 제어형 전력 공급기의 세부사항을 보이는 세부 회로도이다.
도 3a 내지 도 3d는 도 1에 도시된 제어형 전력 공급기와 관련된 전류 및 전압 파형들을 모두 일반 시간 척도로 나타낸 그래프들이다.
도 4는 도 3b에 도시된 입력 전류 파형의 타이밍도이다.
도 5는 도 3a에 도시된 DC-DC 컨버터의 출력단에서의 전압 파형의 타이밍도이다.
도 6은 도 3c에 도시된 펄스형 부하로 공급되는 전류 파형의 타이밍도이다.
도 7은 도 3d에 도시된 레귤레이터의 입력 전류 파형의 타이밍도이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 전압 소스(11)로부터 제어형 부하 스위치(13)를 통해 스위치형 부하(12)로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 제어형 전력 공급기(10)를 도시한 것이다. 전압 소스(11)는 예를 들어 정류된 라인 전압 (rectified line voltage)을 가지는 정류된 위상의 3상 전력 라인일 수 있다. 그것은 또한 필요한 라인 전압을 제공하도록 구성된 배터리 뱅크일 수 있다. (스위칭 컨버터를 구성하는) DC/DC 컨버터(14)의 입력단은 옵션인 입력 필터(15)를 거쳐 전압 소스(11)와 연결된다. DC/DC 컨버터(14)의 출력단은 전압 레귤레이터(16)에 연결되며, 전압 레귤레이터(16)의 출력은 스위치형 부하(12) 양단에 연결된 출력 커패시터(17)에 연결된다. DC/DC 컨버터(14)는 출력의 일부로서 전압을 저장하기 위한 전압 저장소를 포함하며, 이는 설명을 위해 DC/DC 컨버터(14) 외부에 있는 저장 커패시터(18)로서 도시되어 있다. DC/DC 컨버터(14)는 위에서 설명한 바와 같이 벅 (Buck) 또는 부스트 (Boost) 컨버터일 수 있고, PWM 콘트롤러(20)에 의해 제어되는 PWM 스위치(19)로 구성되는 스위칭 소자를 포함한다. PWM 콘트롤러(20)는 PWM 스위치가 온 (ON)일 때인 듀티 사이클의 구간 동안 에너지를 저장하는 저장 커패시터(18)로 공급되는 평균 출력 전압을 변화시키기 위한 제1기준 전압 VREF1에 응답한다. 저장 커패시터(18)는 전압 레귤레이터(16)로 전압을 공급하고, 전압 레귤레이터(16)는 출력 커패시터(17) 양단 간의 전압이 실질적 정전압으로 유지되게 하고 그에 따라 부하 스위치(13)가 닫힐 때마다 부하(12)로 전압을 제공할 수 있게 한다.
전압 레귤레이터(16)는 DC/DC 가변입력 정출력 (VICO, variable input constant output) 디바이스이며, 출력 커패시터(17) 양단 간의 전압이 실질적 정전압으로 유지되게 한다. 그러한 상황하에서, 부하 스위치(13)가 닫힐 때 부하(12)로 공급되는 에너지는 저장 커패시터(18)에 의해 유효하게 공급되는데, 그 이유는 부하 스위치(13)가 닫힐 때라도 출력 커패시터(17) 양단 간의 전압이 거의 일정하게 유지되기 때문이다. 따라서 부하(12)로 공급되는 대부분의 에너지는 PWM 스위치(19)가 온일 때인 듀티 사이클의 해당 구간 동안 저장 커패시터(18)에 저장된 전압으로부터 비롯된 것이다. 따라서 저장 커패시터(18)는 부하(12)로 실질적 정전압을 공급하는 전압 저장소를 구성한다.
전력 공급기(10)는 부하 스위치(13)가 열릴 때 부하 스위치(13)의 스위칭 사이클의 비활성 구간 동안 연속적으로 저장 커패시터(18)를 충전하도록 동작하기 때문에, 부하 스위치(13)가 닫힐 때인 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 부하(12)에 공급하기에 충분한 전압이 저장 커패시터(18)에 저장되게 한다. 전력 공급기(10)는 짧고 간헐적인 전압 버스트들을 부하(12)로 공급하도록 의도된 것이므로, 스위칭 사이클의 비활성 구간이 활성 구간보다 훨씬 더 길다. 즉, 부하 스위치(13)는 낮은 듀티 사이클을 가진다. 이는, 상응하는 라인 전압 강하를 일으킬 수 있게 하는 돌발 전압 서지들을 회피하면서 부하(12)에 공급하기에 충분한 전압이 저장 커패시터(18)에 저장되게 하는 레이트 (rate)로 스위칭 사이클의 비활성 구간 동안 에너지가 계속해서 그리고 점진적으로 저장될 수 있게 한다. 이러한 요건은 두 가지 동작을 행하는 평균 전류 프로세싱 유닛(23)에 의해 충족된다. 먼저, 부하 스위치(13)의 스위칭 사이클 중 활성 구간 동안 부하(12)에 의해 발생하게 될 소정 전류에 기반하여, 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 저장 커패시터(18)를 완전히 비우지 않고 부하에 공급하기에 충분한 에너지가 저장 커패시터(18)에 저장될 수 있게 하도록 스위칭 사이클 중 더 긴 비활성 구간 동안 저장 커패시터(18)로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출한다. 가령 이전의 부하 특성에 기반하여 소정 전류가 산출 또는 추정될 수 있다. 두 번째로, 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 저장 커패시터(18)로 그 산출된 전류를 공급하기 위해 DC/DC 컨버터(14) 내 PWM 스위치(19)의 듀티 사이클을 제어한다. 본 발명의 실제예에 있어서, 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 부하 스위치(13) 뿐 아니라 PWM 스위치(19)를 제어하고, 또한 부하(12)로 공급하게 될 전압 뿐 아니라 이러한 전압을 획득하는데 필요한 부하 스위치(13)의 듀티 사이클을 결정하는 컴퓨터일 수 있다.
DC/DC 컨버터(14)의 필요한 제어가 수행되는 방식은 다음과 같다. 전류 센서(24)가 DC/DC 컨버터(14)의 출력단에서 DC 전류를 감지하고, 전류 센서(24)와 연결된 전류-전압 (current-to-voltage) 컨버터(25)가 그 감지된 전류에 비례하는 해당 전압을 생성한다. 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 오차 비교기(26)의 네거티브 입력으로 상기 해당 전압을 공급하도록 동작하며, 오차 비교기(26)의 포지티브 입력은 제2기준전압인 VREF2와 연결된다. 그에 따라 오차 비교기(26)는 그 출력단에서 DC-DC 컨버터(14)에 의해 생성된 전류와 원하는 기준 전류 간의 차의 함수인 신호로서, DC-DC 컨버터(14)가 원하는 정전류로 동작하게 하는 피드백 신호로서 제공하는 신호를 생성한다.
오차 비교기(26)의 출력은 가산기로 이뤄지는 가중 유닛(27)의 제1입력으로 공급되고, 가중 유닛(27)의 제2입력은, 입력단이 저장 커패시터(18)와 연결된 피드백 회로(28)의 출력단에 연결된다. 그에 따라 가중 유닛(27)은 2개의 전압 신호들, 즉 2개의 전압 신호들 중 하나가 출력 커패시터(18) 양단 간의 전압의 함수이고, 2개의 전압 신호들 중 다른 하나가 DC-DC 컨버터(24)에 의해 생성된 전류 및 원하는 기준 전류 간의 차(difference)의 함수인 2개의 전압 신호들을 수신한다. 가중 유닛(27)은 이 2개의 전압 신호들을 합산하고 그 결과로 가중된 전압 신호를 PWM 콘트롤러(20) 내 오차 비교기(29)의 네거티브 입력단으로 공급하는데, 오차 비교기(29)의 포지티브 입력단은 제1기준 전압 VREF1과 연결된다. 따라서 오차 비교기(29)의 출력은 제1기준 전압 VREF1과 가중 유닛(27)에 의해 도출된 가중 오차 신호 간의 차의 함수이다. PWM 콘트롤러(20)는 오차 비교기(29)의 출력에 응답하여, PWM 스위치(19)의 듀티 사이클을 조정한다. PWM 스위치(19)의 듀티 사이클은 부하 스위치(13)가 열릴 때인 사이클의 비활성 구간 동안 저장 커패시터(18)가 충전되는 한도를 결정한다. 위에서 주지한 바와 같이, 저장 커패시터(18)는 부하 스위치(13)가 닫힐 때인 사이클의 활성 구간 동안 일부 잔여 전압을 유지할 정도로 충분히 충전되어야 한다. 이러한 요건을 충족시키기 위해, 가중된 오차 신호는 저장 커패시터(18) 양단 간의 전압을 나타내는 피드백 신호와 비교 평가되고, 그에 따라 DC/DC 컨버터(14)의 출력이 사이클의 활성 및 비활성 구간들 모두 동안 저장 커패시터(18)를 알맞게 충전할 수 있게 하도록 PWM 스위치(19)의 듀티 사이클이 조정된다. 이는, 부하 스위치(13)가 닫힐 때인 사이클의 활성 구간 동안에도 부하(12)가 저장 커패시터(18)에 저장된 에너지를 모두 사용하지 않고 일부 잔여 전압이 항상 저장 커패시터(18)에 남아 있게 한다. 이렇게 수행되지 않으면, 약간의 일부 전압 부족분들이 시간의 경과에 따라 누적됨으로써 사이클의 활성 구간 동안에 저장 커패시터(18)가 부하(12)에 충분한 전압을 결국 공급하지 못하게 된다. 게다가, 상술한 가중 유닛(27)의 동작으로 인해, 부하(12)로 공급되는 전압은 근본적으로 완전히 저장 커패시터(18)에 의해 공급되며, 출력 커패시터(17) 양단 간의 전압은 전체 스위칭 사이클에 걸쳐 실질적으로 일정하다. 이러한 상황 하에서 선형 레귤레이터(16)는 옵션 사항이다.
제어형 전력 공급기(10)는 스위칭 사이클의 후속 활성 구간 동안 부하(12)로 공급될 전력에 기반하여 평균 전류 프로세싱 유닛(23)에 의해 크기가 조정되는 정전류로 스위칭 사이클의 비활성 구간 동안 저장 커패시터(18)를 점진적으로 충전시킴으로써 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 부하(12)로 공급되는 에너지가 저장되게 하도록 동작한다. 이는 입력 전압 소스 상에서의 돌발 전류 서지들을 회피하고 전력 공급기의 입력단에서의 부피가 큰 RFI 필터에 대한 필요성을 회피한다.
지금까지 동작 원리를 기술하였으므로, 이제는 도 1을 참조하여 기능적으로 기술한 제어형 전력 공급기(10)의 세부사항을 보이는 세부 회로도에 대해 도 2를 참조하여 설명할 것이다. 도 2의 의도는 도 1에서 기능적으로 도시된 구성요소들이 실제로 어떻게 구현될 수 있는지를 보여주고자 한 것이다. 따라서, 이 회로도는 이 분야의 업자가 본 발명을 구현하기에 충분할 만큼 완전히 실현가능한 개시내용을 제공하고 있으므로 단지 가장 두드러진 구성들만이 기술될 것이다.
그에 따르면, 제어형 전력 공급기(10)의 핵심은 SG1825 콘트롤러(30)이며 이는 DC-DC 컨버터(14)와 PWM 콘트롤러(20)의 기능들을 결합한 것이다. 제1기준전압 VREF1이 SG1825 콘트롤러(30)의 전압 기준 단자 (핀 16)로 공급되고, 포지티브 및 네거티브 DC 전력 공급 레일들이 각각 Vcc 및 GND 단자들 (핀 13 및 12)과 연결된다. 부하 전류는 전류 트랜스포머(24)를 통해 감지되고, 전류 트랜스포머(24) 양단에는 한 쌍의 MOSFET 스위치들(31a 및 31b)의 개별 소스 단자들이 연결되어 있고, 상기 MOSFET 스위치들의 드레인 단자들은 공통으로 DC/DC 컨버터(14)의 일부이며 저장 커패시터(18)를 통해 GND와 연결되는 코일(32)에 연결된다. MOSFET 스위치들(31a, 31b)의 개별 게이트 단자들은 개별 드라이버들(35a 및 35b)에 의해 제어되며, 상기 드라이버들은 SG1825 콘트롤러(30)의 PWM 출력 핀들(11 및 14)을 거쳐 드라이브 신호들을 수신한다. 따라서 MOSFET 스위치들(31a, 31b)은 도 1에 도시된 PWM 스위치(19)로서 동작한다.
명료성을 위해, 전류 트랜스포머(24)가 도면에서 두 번 도시되었다, 즉, SG1825 콘트롤러(30)에 대한 전류 트랜스포머(24)의 연결과 관련한 것 외에도 전류 트랜스포머(24)의 시그날링과 관련하여 도시되었다. 그에 따라, 입력 전압 VIN을 나타내는 전류 트랜스포머(24)의 출력단이 한 쌍의 정류 다이오드들 D1 및 D2를 거쳐 연결되고, 정류 다이오드들 각자의 캐소드들은 공동으로 저항기 R6에 연결되어, 그 저항 양단에 걸쳐 전류 트랜스포머(24)에 의해 감지된 전류와 비례하는 전압이 생성된다. 그에 따라 저항기 R6는 도 1에 도시된 전류-전압 컨버터(25)로서 기능한다. 저항기 R6의 포지티브 단자는 OP AMP(36)의 포지티브 입력단과 연결되는데 OP AMP(36)의 네거티브 입력단에는 저항기 R10을 거친 기준 전압 VREF2가 공급된다. 기준 전압 VREF2는 입력단이 가변 DC 소스로 공급되는 반전 증폭기로서 연결되는 OP AMP(37)의 출력단에서 도출된다. 커패시터 C12와 저항기 R3가 OP AMP(36)의 네거티브 입력단 및 출력단 사이에 연결된다. 따라서 OP AMP(36)는 적분기로서 동작하며 도 1에 도시된 평균 전류 프로세싱 유닛(23)으로서 기능한다. 일 실시예에 따르면, 커패시터 C12 및 저항기 R10의 값들은 적분 평균 구간을 최대 예상 펄스 부하 구간보다 10배 (one order of magnitude) 크게 설정하도록 선택된다.
OP AMP(36)의 출력은 정류 다이오드 D5의 애노드에 연결된 가변 저항 R2로 공급되며, 정류 다이오드 D5의 캐소드는 SG1825 콘트롤러(30)의 반전 입력단 (핀 1)에 연결된다. 선형 레귤레이터(16)의 출력단에 걸리고 도 1에서 참조번호 28로 도시된 피드백 전압은, 출력단이 저항기 R1을 거쳐 정류 다이오드 D5의 캐소드, 결과적으로는 SG1825 콘트롤러(30)의 반전 입력단 (핀 1)에 연결되는 전압 버퍼로서 연결된 OP AMP(38)의 포지티브 입력단과 연결된다. 저항기들 R1 및 R2를 정류 다이오드 D5와 함께 결합한 것은, 출력이 피드백 전압(28) 및 도 1에 도시된 평균 전류 프로세싱 유닛(23)에 해당하는 OP AMP(36) 출력의 합인 도 1에 도시된 가중 유닛(27)으로서의 기능을 수행하게 한 것이다.
콘트롤러(30)의 핀들 5와 6은 내부 오실레이터의 주파수를 조정하기 위한 저항기 R20 및 커패시터 C11로 이뤄지는 외부 타이밍 구성요소들 RT 및 CT의 연결을 허용한다. SG1825 콘트롤러(30)의 핀(8)은 콘트롤러가 마이크로-파워 모드에 있거나 +1.4 볼트보다 큰 전압이 핀 9에 존재할 때 낮게 유지되는 소프트-스타트 (soft-start) 입력단이다. 따라서, 다이오드 D4 양단에 충분한 크기의 전압 신호를 인가함으로써, 광 커플러 U3가 다이오드 D3를 거쳐 콘트롤러의 핀 9로 셧다운 신호를 공급한다.
도 3a 내지 도 3d는 도 1에 도시된 제어형 전력 공급기와 관련된 전류 및 전압 파형들을 모두 일반 시간 척도로 나타낸 그래프들이다.
도 4는 도 1에 도시된 전류 센서(24)에 의해 계측된 바와 같은 도 3b에 도시된 입력 전류 파형의 타이밍도이다.
도 5는 DC-DC 컨버터의 출력단에서의 전압 파형의 타이밍도이다. 이는 도 3a에 정성적(qualitative)으로 도시된 바와 같은 저장 커패시터(18) 양단 간의 파형에 해당한다. 그러나, 도 3a의 시간축은 전압이 101V로부터 82V로 강하하는 시간이 도 5에서 약 0.1 ms인 것으로 보이고 있다는 점에서 훨씬 넓게 펼쳐져 있으며, 이는 도 3a가 대략 0.25 ms의 주기에 걸쳐 있는 전압만을 보이고 있고 상기 0.25 ms의 주기 중 0.12ms는 도 3a에서 일부만으로 보이고 있는 후속 전압 증가와 관련되어 있음을 나타낸다. 저장 커패시터(18)가 101V의 최대 전압으로 완전 충전되는 시간은 도 5에서 바로 1 ms 이하인 것으로 보인다. 이는 대략 충전 사이클의 1/10 만이 도 3a에서 보이고 있다는 것을 의미한다.
도 6은 도 3c에서 정성적으로 도시된 바와 같은 펄스형 부하(12)로 공급되는 전류 파형의 타이밍도이고, 도 7은 도 3d에서 정성적으로 도시된 바와 같은 레귤레이터(16)의 입력 전류 파형의 타이밍도이다. 도 6과 도 7의 시간축들을 도 3a의 시간축과 비교할 때, 펄스 폭들은 대략 0.1 ms (즉, 저장 커패시터(18) 양단 간의 전압이 101V로부터 82V로 강하하는 시간)의 기간을 가지며, 이는 듀티 사이클의 대략 1/10인 것임을 알 수 있다.
따라서, 상기 논의로부터 저장 커패시터(18)는 그 듀티 사이클의 9/10에 걸쳐 점진적으로 충전되고 듀티 사이클의 단지 1/10에 대하여만 부하(12) 양단에서 급격히 방전되므로 저장 전압이 대략 101V로부터 82V로만 강하하여 대부분의 충전 전하를 유지한다는 것을 알 수 있다. 그로써 도 4에 도시된 바와 같이 입력단 상의 부하가 실질적으로 일정하게 유지된다.
본 발명은 부하로 전력을 공급하기 위한 DC 전력 공급기의 사용과 특별히 관련하여 설명되었지만, 정류 AC 전력 공급기 역시 사용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
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Claims (20)

  1. 전압 저장소를 통해 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법에 있어서,
    상기 방법은,
    스위칭 사이클의 활성 구간 동안 상기 스위치형 부하에 의해 발생하게 될 전류에 기반하여, 상기 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 스위치형 부하로 공급하기에 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장되게 하기 위해 상기 스위칭 사이클 동안 상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하는 단계; 및
    상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 스위칭 컨버터를 통해 상기 전압 저장소에 연속 에너지를 공급하는 단계;
    를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 방법은,
    상기 스위칭 컨버터의 적분 평균 구간 (integration averaging interval)을 최대 예상 펄스 부하 구간 (largest expected pulse load interval)보다 10배 (an order of magnitude) 크게 설정하는 단계;
    를 더 포함함을 특징으로 하는 방법.
  3. 부하 스위치를 통해 전압 저장소로부터 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하도록 구성된 제어형 전력 공급기에 있어서,
    상기 제어형 전력 공급기는,
    스위칭 사이클의 활성 구간 동안 상기 스위치형 부하에 의해 발생하게 될 전류에 응답하여, 상기 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 스위치형 부하로 공급하기에 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장되게 하기 위해 상기 스위칭 사이클 동안 상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하도록 동작가능한 평균 전류 프로세싱 유닛; 및
    상기 평균 전류 프로세싱 유닛과 동작가능하게 연결된 콘트롤러로서, 상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 상기 전압 저장소에 연속 에너지를 공급하는 것을 제어하는 콘트롤러;
    를 포함함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    PWM(pulse width modulation; 펄스폭 변조) 스위치에 의해 제어되는 스위칭 컨버터로서, 전압 소스에 연결되어 출력 전압을 생성하는 스위칭 컨버터; 및
    에너지를 저장하고 부하 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 저장 에너지를 상기 스위치형 부하로 공급하는 저장 커패시터;
    더 포함하고,
    상기 콘트롤러는 상기 스위칭 컨버터와 연결되어 상기 PWM 스위치를 펄스 폭 변조함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 평균 전류 프로세싱 유닛은 커패시터 및 저항기를 구비한 적분기를 포함하고, 상기 커패시터와 저항기는 상기 적분기의 적분 평균 구간을 스위칭 컨버터의 최대 예상 펄스 부하 구간보다 10배 크게 설정하도록 선택됨을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  6. 전압 저장소를 통해 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하는 단계로서, 상기 산출하는 것은 상기 스위치형 부하의 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 상기 스위치형 부하에 의해 발생하게 될 전류의 추정에 응답하는, 단계;
    실질적 정전류로 상기 전압 저장소에 에너지를 연속 공급하는 단계; 및
    상기 산출된 평균 전류에 상응하도록 상기 연속 공급 동안 상기 실질적 정전류의 크기를 제어하는 단계;
    를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 연속 에너지의 공급은 스위칭 컨버터를 통해 상기 전압 저장소로 상기 에너지를 공급하는 것을 포함하고, 상기 방법은,
    원하는 평균 전류를 생성하도록 상기 스위칭 컨버터의 듀티 사이클을 변화시키는 단계;
    를 더 포함함을 특징으로 하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 변화시키는 것은 상기 스위칭 컨버터에 의해 공급되는 전류를 상기 스위치형 부하가 요구하는 평균 전류보다 약간 높은 레벨로 유지하도록 상기 스위칭 컨버터의 듀티 사이클을 변화시키는 것을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  9. 부하 스위치를 통해 전압 저장소로부터 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하도록 구성된 제어형 전력 공급기에 있어서,
    상기 제어형 전력 공급기는,
    상기 스위치형 부하의 스위칭 사이클의 활성 구간 동안 상기 스위치형 부하에 의해 발생하게 될 전류의 추정에 응답하여, 상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하도록 동작가능한 평균 전류 프로세싱 유닛; 및
    상기 평균 전류 프로세싱 유닛에 동작가능하게 연결된 콘트롤러로서, 상기 산출된 평균 전류에 상응하도록 상기 전압 저장소로 에너지를 연속 공급하는 실질적 정전류의 크기를 제어하도록 동작가능한, 콘트롤러;
    를 포함함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 콘트롤러는 상기 스위칭 사이클의 활성 구간 및 비활성 구간의 개별 기간들에 비례하는 듀티 사이클 및 레이트로 상기 부하 스위치를 닫고 열기 위한 스위칭 신호들을 생성하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 기간들은, 원하는 평균 전류를 생성하거나 상기 전류를 상기 스위치형 부하가 요구하는 평균 전류보다 약간 높은 레벨로 유지하도록 변화됨을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  12. 제9항에 있어서, 상기 콘트롤러는, 상기 스위칭 사이클의 활성 구간 및 비활성 구간의 개별 기간들이 원하는 평균 전류를 생성하거나 상기 전류를 상기 스위치형 부하가 요구하는 평균 전류보다 약간 높은 레벨로 유지하도록 변화되게 하기 위해 스위칭 신호들을 생성하도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  13. 제9항에 있어서, 상기 콘트롤러는 정류된 라인 전압(rectified line voltage)을 가지는 정류된 위상의 3상 전력 라인인 전압 소스로부터 상기 전압 저장소로의 에너지 공급을 제어하도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  14. 제9항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    상기 콘트롤러에 의해 제어가능한 벅(buck) 컨버터로서, 상기 전압 저장소로 연속 에너지를 공급하는 벅 컨버터;
    를 더 포함하며, 상기 벅 컨버터는 상기 벅 컨버터가 연결되어 있는 입력 전압을 상기 전압 저장소에 제공되고 상기 벅 컨버터의 입력 전압보다 낮은 출력 전압으로 변환시키도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  15. 제9항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    상기 콘트롤러에 의해 제어가능한 부스트(boost) 컨버터로서, 상기 전압 저장소로 연속 에너지를 공급하는 부스트 컨버터;
    를 더 포함하고,
    상기 부스트 컨버터는 상기 부스트 컨버터가 연결되어 있는 입력 전압을 상기 전압 저장소에 제공되고 상기 부스트 컨버터의 입력 전압보다 높은 출력 전압으로 변환시키도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  16. 제9항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    변환기에 입력되는 입력 전압을 상기 전압 저장소로 공급되는 다른 전압의 출력으로 변환시키도록 동작가능한 변환기; 및
    상기 변환기의 출력단에서 직류 전류를 감지하도록 동작가능한 전류 센서;
    를 더 포함하며,
    상기 콘트롤러는 원하는 기준 전류 및 상기 전류 센서에 의해 감지된 전류 간의 차에 응답하여 상기 전압 저장소로 연속 에너지를 공급하는 전류를 제어하도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    상기 전류 센서에 연결된 전류-전압 변환기로서, 감지된 전류에 비례하는 상응하는 전압을 생성하도록 동작가능한 전류-전압 변환기; 및
    상기 전류 센서에 의해 감지된 직류 전류에 상응하는 전압을 기준 전압과 비교하도록 동작가능한 제1 비교기;
    를 더 포함하며,
    상기 콘트롤러는 상기 제1 비교기에 의한 비교 결과에 응답하여 상기 전압 저장소로 연속 에너지의 공급을 제어하도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  18. 제17항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    상기 제1 비교기의 출력단에 연결된 제1 입력단 및 상기 전압 저장소의 전압에 응답하는 출력을 제공하도록 동작가능한 피드백 회로의 출력단에 연결된 제2 입력단을 포함하는 가중 유닛 가산기;
    를 더 포함하며,
    상기 콘트롤러는 상기 가중 유닛 가산기의 2개의 입력을 상기 가중 유닛 가산기로 가산한 결과에 응답하여 상기 전압 저장소로의 연속 에너지 공급을 제어하도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  19. 제9항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    변환기에 입력되는 입력 전압을 상기 전압 저장소로 공급되는 다른 전압의 출력으로 변환시키도록 동작가능한 변환기; 및
    상기 전압 저장소 양단 간의 전압에 응답하는 제1 전압 신호 및 원하는 기준 전류 및 상기 변환기에 의해 생성된 전류 간의 차에 응답하는 제2 전압 신호의 합과 기준 전압을 비교하도록 동작가능한 제2 비교기;
    를 더 포함하며,
    상기 콘트롤러는 상기 제2 비교기에 의한 비교 결과에 응답하여 상기 전압 저장소로의 연속 에너지 공급을 제어하도록 동작가능함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
  20. 제9항에 있어서, 상기 제어형 전력 공급기는,
    변환기에 입력되는 입력 전압을 상기 전압 저장소로 공급되는 다른 전압의 출력으로 변환시키도록 동작가능한 변환기;
    를 포함하며,
    상기 변환기의 출력은 82 볼트의 전압을 초과함을 특징으로 하는 제어형 전력 공급기.
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