JPH09121536A - デュアルモードｄｃ−ｄｃ変換器及び変換方法 - Google Patents

デュアルモードｄｃ−ｄｃ変換器及び変換方法

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JPH09121536A
JPH09121536A JP8211414A JP21141496A JPH09121536A JP H09121536 A JPH09121536 A JP H09121536A JP 8211414 A JP8211414 A JP 8211414A JP 21141496 A JP21141496 A JP 21141496A JP H09121536 A JPH09121536 A JP H09121536A
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capacitor
voltage
load
mode
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＣ−ＤＣ制御器及び制御モード間のスイッ
チングが自動的かつスムースに可能で、より低い閾値は
使用者が調整可能であり、固定周波数、電流モード制御
は高い電流負荷に対して用いられ、ヒステリシス制御は
低い負荷に対して用いられる装置及び方法を提供する。 【解決手段】 バッテリー給電動作用の単一ＤＣ−ＤＣ
変換器及び方法は調整可能なより低い電流制限とモード
間の自動遷移を有し、軽い負荷に対してヒステリシスモ
ード電圧調整を用い、重い負荷に対して電流モード電圧
調整を用いる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はバッテリーにより給
電される動作のＤＣ−ＤＣ変換器に関し、より詳細には
バッテリから電子デバイスに印加される電力を管理する
変換器及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】特殊な電力管理方法がそれらの動作の機
能としてラップトップコンピュータのような携帯型電子
機器に供給される電力を調整するのに用いられてきた。
一般にＤＣ−ＤＣ変換器は負荷に対して平均化フィルタ
を介して直流電流源に接続する。負荷電圧は変換器がフ
ィルタに電流を供給する時間の長さを制御することによ
り予め設定された値に調整される。
【０００３】ＤＣ−ＤＣ変換器の動作を制御する「バン
ーバン（ｂａｎｇ−ｂａｎｇ）」技術は良く知られてい
る。図１の従来の技術では電源Ｖから負荷Ｌへの平均化
フィルタＬ，Ｃへの電流の供給はスイッチＳの位置の機
能として完全にオフ又は完全にオンのいずれかである。
この制御技術で負荷Ｌを横切る電圧を表す電圧ＶFBは抵
抗Ｒ１，Ｒ２からなる電圧分割器により検知され、比較
器１０内の基準電圧Ｖ R と比較され、それからの２進出
力信号はスイッチＳの動作を制御する。比較器１０での
ヒステリシスの故にこの技術はオーバーシュート又は
「ハンチング」を生ずる。バンーバン制御は高負荷で非
常に効率的であるが高感度の負荷に対して受容不可能な
高い電圧リップルを生ずる。
【０００４】高速、高性能ループ応答はその中で電流供
給源がパルス幅変調（”ＰＷＭ”）又はパルス周波数変
調（”ＰＦＭ”）により調整され、制御される電流モー
ド制御で達成される。これらの電流モード技術ではスイ
ッチの動作は負荷へのエネルギーの通路を制御する。ス
イッチが閉じている時間の長さは平均化フィルタ及び負
荷に渡されたエネルギーパルスの幅（パルス振幅及び周
波数が一定で）又はエネルギーパルスの周波数（パルス
振幅及び幅が一定で）のいずれかの変調により決定され
る。その様な電流モード技術は重く、高い負荷に対して
は効率的であるが、効率は負荷により減少する。
【０００５】図の対比を容易にするために類似の素子は
同様の符号で表された図２に示される知られている電流
モード制御回路では負荷ＶFBを横切る電圧は電圧分割器
Ｒ１，Ｒ２により検知され、演算増幅器１２内で基準電
圧ＶR と比較される。増幅器１２からの出力信号はそれ
に対して誘導子を介して電流を表す電圧ＶC がまた印加
される比較器１４に誤差信号ＶE として印加される。電
圧ＶC はセンサ１６として概略が示される適切な従来技
術の電流電圧変換器により発生される。比較器１４から
の出力信号はフリップフロップ又はスイッチＳの動作を
制御する二安定回路Ｆ／Ｆをリセットするために用いら
れ、フリップフロップはパルスが固定された周波数によ
り設定されるが、その後で可変的な時間で終了されるよ
うなパルス幅変調用の固定周波数クロック１７により設
定される。
【０００６】両方の制御モードの高効率及びダイナミッ
ク応答特性の利点を用いるよう意図された負荷の関数と
してバンーバンと電流モード制御との間での切替がまた
知られている。その様な回路でＤＣ−ＤＣ変換器は重い
負荷に対してはＰＦＭ制御を用いる。軽い負荷では変換
器は負荷に対して電流の固定された最小値を提供する。
これは出力コンデンサＣ上の電荷を集積し、電圧を増加
する。第二の制御ループはバンーバンモードに切り替え
るために出力電圧をモニターする。
【０００７】パルスの振幅と幅がなお一定であるときに
ＰＦＭ技術は固定された外部クロックと同期されえない
可変スイッチング周波数を生ずる。加えてその様な技術
はフィルタが困難なスイッチング周波数の高調波でノイ
ズを発生する。図３に示された従来技術の回路を参照す
るにフィードバック電圧ＶFBは図１に示されるような電
圧比較器１０及び固定されたゲインの誤差増幅器２０の
両方に印加される。同じ基準電圧ＶR は比較器１０と増
幅器２０の両方に印加される。
【０００８】比較器１０からの２進出力信号はＡＮＤゲ
ート２４の入力端子の一つに印加される。増幅器２０か
らの出力信号は比較器２６に印加され、これに対してセ
ンサ１６からＶC がまた印加される。電流比較器２６か
らの出力信号はフリップフロップＦ／Ｆのリセット入力
端子に印加され、これはＡＮＤゲート２４の他の入力端
子に接続される。
【０００９】ＡＮＤゲート２４からの出力信号はスイッ
チＳの動作を制御するために用いられ、また単安定マル
チバイブレータ又はワンショットＯ．Ｓ．をトリガーす
るインバータ２８を通してフィードバックされ、これは
フリップフロップＦ／Ｆのセット入力端子に接続される
補数出力端子である。動作において基準電圧ＶR より低
いコンデンサＣからのフィードバック電圧Ｖ FBは電流の
必要を示し、比較器１０がＡＮＤゲート２４をイネーブ
ルし、それによりフィードバック電圧が再び軽い負荷及
び電流の要求の減少を示す基準電圧を越えるまでスイッ
チＳをフリップフロップの制御の下におく。
【００１０】このようにして重い負荷での通常の動作で
はＡＮＤゲート２４は単安定Ｏ．Ｓ．パルスの幅により
決定される有限な期間に対してスイッチＳは開かれるこ
とにより比較器１０からイネーブルされ、スイッチ閉鎖
の期間（故にスイッチ動作の周波数）は比較器２６から
の２進出力信号により決定される。フリップフロップの
リセットはＶE とＶC とを比較する比較器２６及び基準
電圧に対するフィードバック電圧を比較する誤差増幅器
２０からの可変出力信号の制御下にある。軽い負荷では
スイッチＳの閉鎖での最小パルス幅（制御での電圧オフ
セットとタイミング遅延による）は最小電流が負荷電流
を越えて大きくなるようにする。従ってコンデンサＣを
横切る電圧は上昇し、比較器１０をトリップさせ、これ
はほとんど電流が必要ないことを示す。比較器１０のト
リップはスイッチＳを再び閉鎖するために比較器１０か
らのイネーブル信号が再びＡＮＤゲート２４に印加され
るときにＡＮＤゲート２４からの信号のイネーブルを除
去し、電圧ＶFBが比較器１０のヒステリシス点に減少す
るまでスイッチＳを開く。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はＤＣ−
ＤＣ制御器及び制御モード間のスイッチングが自動的か
つスムースに可能である方法を提供することである。本
発明の他の目的はＤＣ−ＤＣ制御器及びより低い閾値は
使用者が調整可能であり、固定周波数、電流モード制御
は高い電流負荷に対して用いられ、ヒステリシス制御は
低い負荷に対して用いられる方法を提供することであ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明はパルス幅変調モ
ードで動作し、コンデンサ上の電荷に応答するヒステリ
シスモードで動作する手段からなり、電流はコンデンサ
に印加され、好ましくはコンデンサに印加されるピーク
電流を制限する手段を含むコンデンサに印加される電流
をコンデンサに供給するデュアルモードＤＣ−ＤＣ変換
器を含む。
【００１３】本発明はまた （ａ） 電流が供給されるべきコンデンサ上の電荷を検
知し； （ｂ） コンデンサに印加された電流を検知し； （ｃ） 検知されたコンデンサの電荷の第一の範囲内で
コンデンサに一定の周波数の電流パルスを印加し； （ｄ） 検知されたコンデンサの電荷の第二の範囲内で
コンデンサに一定の周波数の電流パルスを印加する 各段階からなる、コンデンサに供給される電流を調整す
る方法を含む。
【００１４】一つの特徴では本発明は誤差電圧ＶE の関
数として電流の供給を制御する。コンデンサＣ内に蓄え
られた電荷はコンデンサを横切る電圧に反映される。負
荷が軽いときには誘導子を介してコンデンサへの電流は
負荷によりそれから引き出されたものを越え、電荷はそ
れを横切る電圧を増加する出力コンデンサ内で堆積す
る。負荷が重いときにはスイッチと誘導子を介して供給
されるより大きな電流が出力コンデンサから引き出さ
れ、これは出力コンデンサの電圧を減少する。出力コン
デンサを横切る電圧は負荷の要求と逆の関係があり、誘
導子を介する電流と直接の関係がある。この比較はコン
デンサに供給される電荷を増加又は減少するスイッチの
動作を制御するために用いられる。
【００１５】他の特徴では本発明のＤＣ−ＤＣ変換器は
デュアルモード動作中には電流モード調整器として電力
段を維持し、両方のモードで供給された電流の量を制御
する。電圧オーバーシュートは回避され、モード間の遷
移の制御がスムースであることは利点である。本発明は
使用者がそれより低いとリップル電圧が増加する負荷電
流を選択することが可能であるよう選択的に可変なより
低い制限を用いられることは利点である。
【００１６】本発明の目的はＤＣ−ＤＣ制御器及び制御
モード間のスイッチングが自動的かつスムースに可能で
ある方法を提供することである。本発明の他の目的はＤ
Ｃ−ＤＣ制御器及びより低い閾値は使用者が調整可能で
あり、固定周波数、電流モード制御は高い電流負荷に対
して用いられ、ヒステリシス制御は低い負荷に対して用
いられる方法を提供することである。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明は以下に図を参照して詳細
に説明される。図４のＤＣ−ＤＣ調整器を参照するに本
発明の理解を容易にするために類似の要素は同様な符号
であらわされる。フィードバック電圧ＶFBはヒステリシ
ス比較器として動作する従来の差動増幅器４０に印加さ
れる。高負荷電流及び通常の出力電圧（即ちＶR ＋δＶ
及びＶR−δＶ）では増幅器４０の二安定出力電圧ＶO
は高信号レベルであり、クロック信号４４と、ＡＮＤゲ
ート４６と、比較器４０とをイネーブルにするために用
いられ、それにより回路は通常電流モード制御で動作す
る。
【００１８】フィードバック電圧ＶFBはまた制限回路４
８に印加されるクランプされない誤差電圧を供給するた
めに基準電圧ＶR と比較される。この電圧は比較器５０
で比較され、それからの２進出力はＡＮＤゲート４６を
イネーブルする。スイッチＳを制御するフリップフロッ
プは固定された周波数クロック信号によりセットされ、
ＡＮＤゲート４６からの信号によりリセットされる。斯
くして回路は一定の周波数ＰＷＭモードで動作する。一
定の周波数の故に負荷電圧リップルは非常に容易にフィ
ルタされる。
【００１９】しかしながら負荷Ｌを介する電流が減少す
るために誤差電圧ＶE 及びＶC により反映される誘導子
電流は対応して減少する。誤差電圧ＶE はそれが制限回
路４８のより低い制限ＶH より低くなるまで負荷電流に
比例したままである。このレベル以下で誤差電圧ＶE は
一定になりＶH 及び変換器はヒステリシスモードで動作
する。
【００２０】電流源Ｉ及び制限設定抵抗Ｒは電圧ＶH を
供給するために用いられ、これは誘導子を介して最小制
御電流を表す。この制御電圧ＶH は制限回路４８のより
低い制限として印加され、斯くして制限回路４８からの
誤差電圧ＶE のより低い制限を確立する。軽い負荷条件
ではＶH は電流センサ１６からの電圧に比例する。抵抗
Ｒの値の調整はヒステリシス電圧ＶH の値を決定する。
抵抗Ｒの値は通常使用者が効率の要求及び予想される負
荷の特性を満たすために設定する。
【００２１】動作のヒステリシスモードではＶH にクラ
ンプされた誤差電圧ＶE と変換器により供給される電流
は負荷電流より大きい。これはコンデンサＣ上の電荷を
増加させ、フィードバック電圧ＶFBを増加させる。変換
器電流はピーク電流制御により調整され、センサ１６に
よりモニタされる。フィードバック電圧ＶFBは増幅器４
０によりモニタされ、それが基準電圧ＶR以上の所定の
量δＶに上昇するときに比較器４０の二安定出力電圧は
クロックとＡＮＤゲート４６と誤差増幅器４２とをシャ
ットオフするために低信号レベルに遷移する。
【００２２】いったんスイッチＳが開くとコンデンサＣ
は負荷Ｌに電流を供給し、フィードバック電圧ＶFBは減
少する。いったんＶFBが基準電圧ＶR 以下の所定の電圧
δＶに到達すると比較器４０は再びＡＮＤゲート４６
と、クロック４４と誤差増幅器４２とをイネーブルする
よう高信号レベルに遷移する。誘導子電流は再びヒステ
リックサイクルを続けるように調整される。
【００２３】誘導子電流がピーク電流とヒステリシスモ
ードの両方で調整される故に２つのモード間の遷移は非
常にスムースである。コンデンサに印加される電流は一
定の周波数のＰＷＭ電流である故に同期ノイズは容易に
フィルタされる。
【００２４】
【発明の効果】バッテリー給電ＤＣ−ＤＣ変換器用のデ
ュアル電流モード制御及びヒステリシスモード制御の両
方のモードで制御可能な電流の利用可能性は幾つかの利
点を提供する。高い負荷電流で電流パルスは固定周波数
で供給され、それによりノイズは従来の適切なフィルタ
（図示せず）により容易にフィルタされる。ループ特性
はそこで動作されるモードに関係せずに負荷範囲にわた
り一定のままである。この一定なループ特性は安定性問
題及び補正の要求を簡単化し、動的負荷に対して速い時
間応答を提供する。
【００２５】誤差信号のクランピングは電流の最小レベ
ルがヒステリシスモードで供給され、誘導子内の過剰な
エネルギーの貯蔵と負荷電圧のオーバーシュートを回避
するためにピーク電流を制限する。加えてクランピング
は寄生電圧オフセット及びタイミング誤差によるセット
ポイントの変動を除去する。誤差信号がクランプされる
レベルの調整可能性はヒステリシスモードの高いリップ
ル電圧特性が負荷装置に受容可能な電流レベルで使用者
により選択可能であるという顕著な利点を有する。
【００２６】バッテリー給電動作用の単一ＤＣ−ＤＣ変
換器及び方法は調整可能なより低い電流制限とモード間
の自動遷移を有し、軽い負荷に対してヒステリシスモー
ド電圧調整を用い、重い負荷に対して電流モード電圧調
整を用いる。
【図面の簡単な説明】
【図１】知られている信号モード、ヒステリシスモード
又はバンーバン制御器のブロック図である。
【図２】知られている単一電流モード制御器の一実施例
のブロック図である。
【図３】知られているデュアル電流モード制御器の一実
施例のブロック図である。
【図４】本発明の制御器の一実施例のブロック図であ
る。
【符号の説明】
１０ 比較器 １２ 演算増幅器 １４ 比較器 １６ センサ １７ 周波数クロック ２０ 増幅器 ２４ ＡＮＤゲート ２６ 比較器 ２８ インバータ ４０、５０ 比較器 ４２ 誤差増幅器 ４４ クロック信号 ４６ ＡＮＤゲート ４８ 制限回路 Ｆ／Ｆ 二安定回路 Ｉ 電流源 Ｌ 負荷 Ｏ．Ｓ． ワンショット Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｓ スイッチ Ｒ 制限設定抵抗 Ｒ１，Ｒ２ 分割器 Ｖ 電源 ＶC 電圧 ＶE 誤差電圧 ＶFB 電圧 ＶH 制御電圧 ＶR 基準電圧

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 パルス幅変調モードで動作し、コンデン
    サ上の電荷に応答するヒステリシスモードで動作する手
    段からなり、電流はコンデンサに印加され、コンデンサ
    に印加されるピーク電流を制限する手段を好ましくは含
    む、電流をコンデンサに供給するデュアルモードＤＣ−
    ＤＣ変換器。
  2. 【請求項２】 コンデンサに印加されるピーク電流を選
    択的に調整する手段を含む請求項１記載の変換器。
  3. 【請求項３】 好ましくはヒステリシスモードでコンデ
    ンサに所定の最小電流の印加を確実にする手段を含む請
    求項２記載の変換器。
  4. 【請求項４】 コンデンサに印加される最小電流を選択
    的に調整する手段を含む請求項３記載の変換器。
  5. 【請求項５】（ａ） 電流が供給されるべきコンデンサ
    の電荷を検知し； （ｂ） コンデンサに印加された電流を検知し； （ｃ） 検知されたコンデンサの電荷の第一の範囲内で
    コンデンサに一定の周波数の電流パルスを印加し； （ｄ） 検知されたコンデンサの電荷の第二の範囲内で
    コンデンサに一定の周波数の電流パルスを印加する 各段階からなる、コンデンサに供給される電流を調整す
    る方法。
  6. 【請求項６】 第一と第二の範囲を選択的に調整する段
    階を含む請求項５記載の方法。
  7. 【請求項７】 該範囲はコンデンサの検知された電荷に
    関する電流の選択的クランピングにより選択的に調整さ
    れる請求項６記載の方法。
  8. 【請求項８】（ａ） 所定の閾値以上の負荷に対するピ
    ーク電流制御によりコンデンサに印加される電流を制御
    し； （ｂ） 所定の閾値以下の負荷に対するヒステリシスモ
    ードによりコンデンサに印加される電流を制御する 各段階からなる、コンデンサに供給される電流を制御す
    る方法。
  9. 【請求項９】 ピーク電流制御は一定周波数電流パルス
    のパルス幅変調によりなされる請求項８記載の方法。
  10. 【請求項１０】 最小の電流がヒステリシスモードでコ
    ンデンサに印加される請求項８または９記載の方法。
JP8211414A 1995-08-17 1996-08-09 デュアルモードｄｃ−ｄｃ変換器及び変換方法 Withdrawn JPH09121536A (ja)

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US51632595A 1995-08-17 1995-08-17
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