CN102150093B - 智能切换控制器和功率转换电路和方法 - Google Patents

Abstract

在一个实施方式中，本发明包括电路，该电路包括电压估计电路以接收第一电压，并基于所述第一电压生成功率转换电路的输出电压的估计。所述第一电压来自开关的第一端子和电感器的第一端子之间的电路节点。所述电路还包括电流估计电路以接收第一电流并基于所述第一电流生成所述功率转换电路的输出电流的估计。所述第一电流是流经开关的电流。所述电路还包括脉冲宽度调制电路以基于输出电压的估计和输出电流的估计产生脉冲宽度调制信号。

Description

智能切换控制器和功率转换电路和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2008年9月11日提交的第61/096,159号美国临时申请的优先权权益，在此通过引用该临时申请的公开内容将其整体并入本文。

技术领域

本发明涉及切换功率转换电路。

背景技术

电子设备需要电压和电流来工作。一般而言，不同的电子设备和系统具有不同的电压和电流工作要求。举例而言，一些设备需要能够提供达到100mA的3.3伏特供电电压，而其他设备需要能够提供1A或更大电流的5伏特供电电压。经常由供应标准电压和电流的墙壁插座(socket)或电池提供功率。墙壁插座典型地提供110V交流(AC)电，而电池提供大范围的电压作为直流(DC)电。因此，为了过渡诸如墙壁插座或电池之类的电源所提供的电压和电流以及诸如移动电话或计算机之类的不同电子设备所需的电压和电流之间的差距，需要功率转换电路。

一类功率转换电路包括切换功率转换电路。在这个类别中，有两种不同类型的配置(或模式)用于功率转换电路：升压模式和降压模式。在升压模式中，输出电压高于输入电压。相反地，在降压模式中，输入电压高于输出电压。

切换功率转换电路通常包括用于存储能量的至少一个电感器、用于对电感器周期性再充电的开关、以及用于滤除来自开关的噪声的滤波器(通常是电容器)。典型的切换功率转换电路监测输出电压和/或电流电平，并生成反馈信号。该反馈信号继而用以生成用于将开关导通和断开的脉冲宽度调制(PWM)信号。许多功率转换电路配置成跨输出电流范围将输出电压维持在恒定电平。

切换功率转换电路通常使用反馈信号工作以监测输出。因为现有技术需要监测输出，通常需要集成电路上的额外的专用管脚以接收反馈输入。

切换功率转换电路通常使用模拟电路实现。模拟电路通常占据较大区域的硅，这增加了成本。此外，外部开关占据外部空间并增加系统成本。

发明内容

本发明的实施方式改进功率转换电路和方法。在一个实施方式中，本发明包括电路，该电路包括配置成接收电压的电压估计电路。电压来自开关端子和电感器端子之间的电路节点，并且电压估计电路基于电压生成功率转换电路的输出电压的估计。电路还包括电流估计电路，该电流估计电路配置成接收电流。电流与流经开关的电流相关，并且电流估计电路基于电流生成功率转换电路的输出电流的估计。电路还包括脉冲宽度调制电路，该脉冲宽度调制电路配置成基于输出电压的估计和输出电流的估计产生脉冲宽度调制信号。

在一个实施方式中，电压估计电路对切换周期中时段内的电压进行平均从而生成输出电压的估计。

在一个实施方式中，电流是第一电流，并且电压估计电路基于在开关断开并且电感器传导第二电流的时段内的电压生成输出电压的估计。

在一个实施方式中，该电流是第一电流，并且电压估计电路基于开关断开且当电感器不传导第二电流时的时段内的第一电压生成输出电压的估计。

在一个实施方式中，电流估计电路基于在完整切换周期内流经部件的平均电流生成输出电流的估计。

在一个实施方式中，部件是二极管。在一个实施方式中，部件是电感器。

在一个实施方式中，对电压采样，并且其中电压估计电路数字地生成输出电压的估计。在另一实施方式中，电压估计电路是模拟电路。

在一个实施方式中，对电路采样，并且其中电流估计电路数字地生成输出电流的估计。在另一实施方式中，电流估计电路是模拟电路。

在一个实施方式中，电路集成在硅片上。

在一个实施方式中，开关是MOS器件，并且其中硅片包括MOS器件。

在一个实施方式中，硅片包括三个焊盘，这三个焊盘包括用以接收输入电压的第一焊盘，用以接收电压的第二焊盘，以及用以接收参考电压的第三焊盘。

在一个实施方式中，功率转换电路配置为升压模式转换器。

在一个实施方式中，功率转换电路配置为降压模式转换器。

在一个实施方式中，功率转换电路配置为降压-升压模式转换器。

在一个实施方式中，本发明包括一种方法，该方法包括基于电压估计功率转换电路的输出电压，其中电压来自开关的端子和电感器端子的之间的电路节点，基于电流估计功率转换电路的输出电流，其中电流流经开关，以及基于输出电压的估计和输出电流的估计生成脉冲宽度调制信号。

在一个实施方式中，电流是第一电流，并且基于在切换周期中的当开关断开后并且电感器传导第二电流的时段内的电压估计输出电压。

在一个实施方式中，该电流是第一电流，并且其中基于在切换周期中的当开关断开后并且电感器不传导第二电流的时段内的电压估计输出电压。

在一个实施方式中，基于完整切换周期内流经电感器的平均电流，估计输出电流。

在一个实施方式中，基于完整切换周期内流经二极管的平均电流，估计输出电流。

下面的详细描述和说明书附图提供了对本发明的本质和优势更好的理解。

附图说明

图1示出了根据本发明的一个实施方式的功率转换电路。

图2示出了图1的功率转换电路的时序图。

图3示出了根据本发明的一个实施方式的控制器。

图4示出了根据本发明的一个实施方式的另一功率转换电路。

图5示出了图4的功率转换电路的时序图。

图6示出了根据本发明的一个实施方式的另一控制器。

图7示出了根据本发明的一个实施方式的又一功率转换电路。

图8示出了图7功率转换电路的时序图。

图9示出了根据本发明的一个实施方式的又一控制器。

具体实施方式

此处描述用于功率转换的技术。在下面的描述中，为了便于说明，阐述了许多例子和具体细节以提供对本发明的全面理解。然而，对于本领就技术人员明显的是，由权利要求书限定的本发明包括单独在这些例子中的一些或全部特征或与下述特征结合的一些或全部特征，还可包括本文的特征和概念的修改与等同特征和概念。

图1示出了根据本发明一个实施方式的功率转换电路100。功率转换电路100包括集成电路(IC)101，集成电路101包括控制器102和MOS开关103。例如，IC 101是三焊盘IC，且可以在3管脚封装体中。MOS开关103可以是外置的或在相同硅片上集成于控制器102内部。电路100还包括电感器104、二极管105、电容器106和负载107。在这个例子中，例如，负载107是一个或多个发光二极管(LED)。电路100将输入电压Vin和输入电流转化成负载107处的输出电压Vo和输出电流Io。电路100配置为升压模式配置，其中输出电压Vo大于输入电压Vin。输入电压Vin耦合至控制器102的输入。开关103包括栅极端子G、源极端子S和漏极端子D，栅极端子G耦合至控制器102的栅极驱动输出端子，源极端子S耦合至参考电压(接地或GND)，漏极端子D耦合至电感器104和二极管105阳极之间的节点110，漏极端子D具有电压Vp。开关103接收来自控制器102的栅极驱动信号ton，该栅极驱动信号可以是脉冲宽度调制(PWM)信号。栅极驱动信号ton将开关103导通或断开。控制器102检测节点110处的电压Vp和流经开关103的电流Ip，并如下所述那样使用节点110处的电压Vp和流经开关103的电流Ip生成输出电压Vo和输出电流Io的估计。二极管105的阴极耦合至负载107和电容器106的一个端子。电容器106和负载107并联耦合至地。

图2示出了图1的功率转换电路的时序图。完整的切换周期标记为时间T。初始阶段，栅极驱动信号导通开关103。在切换周期的这个时段，电感器104和二极管105之间的节点110接地(Vp＝0)，而流经电感器104的电流IL等于流经开关103的电流Ip。在开关导通时，电流IL和电流Ip均线性增加。当栅极驱动信号断开开关103时，电感器104和二极管105之间的节点110与地断开并近似等于输出电压Vo，因为电流IL继续流经二极管205到达负载。因此，在标记为don的时段内，在断开开关103之后，电压Vp可用作输出电压Vo的估计。Vp等于Vo加上二极管105的导通电压。可补偿二极管103的导通电压以获得输出电压的精确估计。在这个例子中，电流IL放电至0，此时Vp等于Vin，并且新的切换周期开始。在这个例子中，在切换周期内运送至负载的总电流等于完整切换周期内流经二极管105的平均电流。因此，可以将输出电流估计为这种电流的平均值。这个例子称为不连续充电模式(DCM)，因为电感器104中的电荷减至零电流。

图3示出了根据本发明的一个实施方式的控制器。控制器300接收输入电压Vin、电压Vp、电流Ip和时钟信号clkx以生成功率转换电路(例如图1的电路100)的输出电压Vo和输出电流Io的估计。在这个例子中，在301处从Vp减去Vin以生成信号Vpx。使用块“blk0”302将Vpx与阈值电压Vth比较，举例而言，使用比较器可实现块“blk0”302。对Vpx和Vth的比较允许电路检测切换周期内何时Vp从0升至Vo以及何时随后从Vo变至Vin。blk0 302的输出是信号don(例如，二极管导通)。设定Vth，使得don在开关103断开并且电流IL下降时的Vp等于Vo的时段内有效。开关103断开之后，当电流IL降至0时(在图2中，当Vp从Vo变换至Vin时)，信号don失效。因此，blk0302可用以检测Vp等于Vo的时段。在这个例子中，信号don用以激活电压估计电路“blk2”304，在这个例子中电压估计电路“blk2”304执行平均化。电压估计电路304可将Vp＝Vo的时段内的Vp值进行平均，并生成输出电压的估计V0x。

在这个装置中，控制器300还包括时序方框“blk1”303。在这个例子中，blk1 303是接收clkx和信号don的计数器。Blk1 303通过生成计数donCnt来测量开关103断开并且二极管105传导电流至负载后的时间。根据下列等式，Ip和donCnt可用以在电流估计电路“blk3”305中生成输出电流的估计。

$\mathrm{IOX}=\frac{(\mathrm{donCnt}*\underset{\mathrm{ton}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Ip})}{\mathrm{tonCnt}*T}$

其中tonCnt是ton为有效的时间。在输出电流Io的估计中，在时段tonCnt测量Ip，以生成流经开关103的平均电流。由于流经开关103的平均电流等于开关103断开之后流经二极管105的平均电流，可使用平均电流Ip确定估计的输出电流I0x。

可提供估计的输出电压V0x、估计的输出电流I0x、以及Ip(例如为了电流控制)作为处理块“blk4”306的输入，处理块“blk4”306可包括误差放大器、环路滤波器和脉冲宽度调制器(PWM)以生成用于使开关103导通和断开的栅极驱动信号G。Blk4 306还接收期望的输出电压Vref和期望的输出电流Iref，Vref和Iref用以将负载处的输出电压和输出电流控制在期望的水平。可以使用模拟值或数字值对这些值编程以设定到负载的输出电压和电流。使用模拟电路或例如通过采样Vin、Vp和Ip并数字处理这些信号(例如使用数字信号处理器)，可实现上述块和处理。

图4示出了根据本发明一个实施方式的功率转换电路400。功率转换电路400包括集成电路(IC)401，IC 401包括控制器402和MOS开关403。举例而言，IC 401是三焊盘IC并可以在3管脚封装体中。电路400还包括电感器404、二极管405、电容器406和负载407。在这个例子中，负载407是一个或多个发光二极管(LED)。电路400将输入电压Vin和输入电流转化成负载407处的输出电压Vo和输出电流Io。电路400配置成降压模式配置，其中输入电压Vin大于输出电压Vo。输入电压Vin耦合至控制器402的输入。开关403包括耦合至控制器402的栅极驱动输出端子的栅极端子G、耦合至Vin的输入端子、耦合至位于开关403和电感器404之间的节点410的输出端子，该节点410具有电压Vp。开关403接收来自控制器402的栅极驱动信号ton，栅极驱动信号ton可以是脉冲宽度调制(PWM)信号。栅极驱动信号ton使开关403导通和断开。控制器402检测节点410处的电压Vp和流经开关403的电流Ip，并且电压Vp和电流Ip用以如下所述那样生成输出电压Vo和输出电流Io的估计。二极管405的阴极耦合至节点410。电感器404的第二端子耦合至电容器406的端子和负载407的端子。二极管405的阳极、电容器406的第二端子以及负载407的第二端子耦合至地电平。

图5示出了图4的功率转换电路的时序图。完整切换周期标记为时间T。初始地，栅极驱动信号导通开关403。在切换周期的这个时段期间，节点410耦合至Vin(Vp＝Vin)，并且流经电感器404的电流IL等于流经开关403的电流Ip。当开关导通时，电流IL和电流Ip均线性增加。当栅极驱动信号断开开关403时，节点410与输入断开并且近似等于地电平，因为电流IL持续地从地流过二极管405。在这个例子中，电流IL放电至0。在开关403断开且电感器404不传导电流时的时段内，Vp等于Vo。由于电流IL不流动，二极管405中的电流停止，并且这个时段在图5中标记为doff。因此，在开关403断开且电流IL是0之后的标记为doff的时段内，电压Vp可用作输出电压Vo的估计。在这个例子中，在切换周期内传递至负载的总电流等于完整切换周期内流经电感器404的平均电流。因此，可以将输出电流估计为这种电流的平均值。

图6示出了根据本发明的一个实施方式的控制器。控制器600接收电压Vp、电流Ip以及时钟信号clkx以生成功率转换电路(例如图4的电路400)的输出电压Vo和输出电流Io的估计。在这个例子中，使用块“blk0”601将Vp与两个阈值电压Vth0和Vth1比较，举例而言，使用一个或多个比较器可实现该比较。Vp与Vth0的比较允许电路检测在电流IL中的电流降为0之后何时Vp从0电压升至Vo电压。在这个例子中，第二阈值电压Vth1用以检测在下一切换周期起始阶段何时Vp从Vo再次升至Vin。blk0的输出是信号don(例如二极管导通)和另一信号doff(例如二极管截止)。设定Vth0，使得don在当开关403断开且电流IL降低时Vp等于0伏特的时段内有效。设定Vth1，使得doff在当开关403断开且电流IL是0时Vp等于Vo的时段内有效。因此，比较器块601可用以检测Vp等于Vo的时段。在这个例子中，信号doff用以激活电压估计电路“blk2”603，电压估计电路“blk2”603在这个例子中执行平均化。电压估计电路603可将Vp＝Vo的时段内Vp值进行平均，并生成输出电压的估计V0x。

在这个装置中，控制器600还包括时序块“blk1”602。在这个例子中，Blk1 602是接收clkx和信号don的计数器。Blk1 602通过生成计数donCnt来测量开关403断开之后和电感器404停止传导电流至负载407之后的时间。根据下列等式，Ip和donCnt可用在电流估计电路“blk3”604中生成输出电流的估计：

$\mathrm{IOX}=\frac{[(1+\mathrm{donCnt}/\mathrm{tonCnt})*\underset{\mathrm{ton}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Ip}]}{T}$

在输出电流Io的估计中，在时段tonCnt上测量Ip，以生成流经开关403的平均电流。流经开关403的平均电流等于在时段donCnt中从开关403断开的时间到电感器电流IL减小到零的时间流经电感器404的平均电流。这是因为在开关403导通的同时电感器电流IL从零开始增加，而在开关403断开之后电感器电流IL减小至零。因此，可以由Ip计算流经电感器404的平均电流。上述等式是在具有时段T的切换周期期间由电感器404向负载407传递的总平均电流。因此，平均电流Ip可以用于确定估计的输出电流I0x。

可以提供估计的输出电压V0x、估计的输出电流I0x、开关电流Ip、Vref以及Iref用作处理块“blk4”605的输入，处理块“blk4”605可包括误差放大器、环路滤波器和脉冲宽度调制器(PWM)以生成如图3中在以上所述的用于将开关403导通或断开并设定输出电压和输出电流的栅极驱动信号G。

图7示出了根据本发明一个实施方式的功率转换电路700。功率转换电路700包括集成电路(IC)701，IC 701包括控制器702和MOS开关703。举例而言，如同前面的例子，IC 701是三焊盘IC并且可以在3管脚封装体中。然而，IC 701可具有附加的焊盘和/或管脚。电路700还具有电感器704、二极管705、电容器706和负载707。如上所述，在这个例子中，负载707是一个或多个发光二极管(LED)。然而，可将其他负载连接至输出。电路700将输入电压Vin和输入电流转化成负载707处的输出电压Vo和输出电流Io。电路700配置成降压-升压模式配置，其中输入电压Vin大于/小于输出电压Vo，且Vo是负压。输入电压Vin耦合至控制器702的输入。开关703包括耦合至控制器702的栅极驱动输出端子的栅极端子G、耦合至Vin的输入端子、耦合至节点710的输出端子，节点710位于开关703和电感器704之间并具有电压Vp。开关703接收来自控制器702的栅极驱动信号ton，栅极驱动信号ton可以是脉冲宽度调制(PWM)信号。栅极驱动信号ton导通或断开开关703。控制器702检测节点710处的电压Vp和流经开关703的电流Ip，并且电压Vp和电流Ip用以按如下所述那样生成输出电压Vo和输出电流Io的估计。二极管705的阴极耦合节点710。二极管705的阳极耦合至电容器706的端子和负载707的端子。电感器704的第二端子、电容器706的第二端子和负载707的第二端子耦合接地。

图8示出图7的功率转换电路的时序图。完整切换周期标记为时间T。初始地，栅极驱动信号导通开关703。在切换周期的这个时段期间，节点710耦合至Vin(Vp＝Vin)，且流经电感器704的电流IL等于流经开关703的电流Ip。当开关导通时，电流IL和电流Ip均线性增加。当栅极驱动信号断开开关703时，节点710与输入端断开并降低至地电平之下直至Vo，因为电流IL继续流至地，这导通二极管705。因此，在开关703断开之后的标记为don的时段内，电压Vp可用作输出电压Vo的估计。Vp等于Vo减去二极管705的导通电压。可补偿二极管705的导通电压以获得输出电压的精确估计。在这个例子中，电流IL放电至0，此时Vp等于地电平，而新的切换周期开始。在这个例子中，在切换周期内传递至负载的总电流等于完整切换周期内流经二极管705的平均电流。因此，可以将输出电流估计为这种电流的平均值。

图9示出了根据本发明一个实施方式的控制器。控制器900接收电压Vp、电流Ip和时钟信号clkx以生成功率转换电路(例如图9的电路900)的输出电压Vo和输出电流Io的估计。在这个例子中，使用块“blk0”901将Vp与阈值电压Vth比较，举例而言，可使用比较器实施该比较。Vp与Vth的比较允许电路检测在开关703断开之后何时Vp从Vin降至Vo，并还检测当电流IL降为0何时Vp再次从Vo升至0。blk0的输出是信号don(例如二极管导通)。设定Vth，使得don在开关703断开且电流IL下降时Vp等于Vo的时段内有效。因此，“blk0”901可用以检测Vp等于Vo的时段。在这个例子中，信号don用以激活电压估计电路“blk2”903，电压估计电路“blk2”903在这个例子中执行平均化。Blk2903可将Vp＝Vo的时段期间内的Vp值进行平均，并生成输出电压的估计V0x。

在这一实现中，控制器900还包括时序块“blk1”902。在这个例子中，blk1 902是接收clkx和信号don的计数器。Blk1 902通过生成计数donCnt来测量开关703断开之后直至电感器704停止传导电流至负载707的时间(例如二极管传导电流的时间)。根据下列等式，Ip和donCnt可用于在电流估计电路“blk3”904中生成输出电流的估计。

$\mathrm{IOX}=\frac{(\mathrm{donCnt}*\underset{\mathrm{ton}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Ip})}{\mathrm{tonCnt}*T}$

在对输出电流Io的估计中，在时段tonCnt内测量Ip，以生成流经开关703的平均电流。通过确定切换周期内流经二极管705的平均电流，可估计输出电流Io。流经开关703的平均电流等于时段donCnt内从开关703断开时刻至电感器电流IL降至0时刻流经电感器704的平均电流，这也是平均二极管电流。tonCnt期间的平均电流与donCnt期间的平均电流相同，因为电感器电流IL当开关703导通时从0开始增加而当开关703断开后降回至0。因此，流经二极管705的平均电流可根据Ip计算。上面的等式是在具有时段T的切换周期内由二极管705运送至负载707的总平均电流。因此，平均电流Ip可用以确定估计的输出电流I0x。

可以提供估计的输出电压V0x、估计的输出电流I0x、开关电流Ip、Vref和Iref作为处理块“blk4”905的输入，处理块“blk4”905可包括误差放大器、环路滤波器和脉冲宽度调制器(PWM)以如图3如上所述那样生成用于导通或断开开关703并设定输出电压和输出电流的栅极驱动信号G。

上面的描述示出本发明的各种实施方式和本发明的方面如何实施的例子。上述的例子和实施方式不应被认为是仅有的实施方式，并且呈现它们以示出由所附权利要求书限定的本发明的灵活性和优势。举例而言，上述的方法或处理的一个或多个步骤可以以不同的顺序(或并发地)执行且仍能达到理想效果。基于上述公开内容和所附权利要求，在不偏离由权利要求书限定的本发明范围的前提下，可使用其他布置、实施方式、装置和等同体。

Claims (22)

1.一种电路，包括：

电压估计电路，该电压估计电路配置成接收电压，其中所述电压来自开关端子和电感器端子之间的电路节点，并且其中所述电压估计电路基于所述电压生成功率转换电路的输出电压的估计；

电流估计电路，该电流估计电路配置成接收电流，其中所述电流流经所述开关，并且其中所述电流估计电路基于所述电流生成所述功率转换电路的输出电流的估计；以及

脉冲宽度调制电路，该脉冲宽度调制电路配置成基于所述输出电压的估计和所述输出电流的估计产生脉冲宽度调制信号。

2.根据权利要求1的电路，其中所述电压估计电路对切换周期中的一个时段内的电压进行平均以生成所述输出电压的估计。

3.根据权利要求1的电路，其中所述电流是第一电流，并且其中所述电压估计电路基于在所述开关断开并且所述电感器传导第二电流的时段内的电压生成所述输出电压的估计。

4.根据权利要求1的电路，其中所述电流是第一电流，并且其中所述电压估计电路基于在所述开关断开并且所述电感器不传导第二电流的时段内的电压生成所述输出电压的估计。

5.根据权利要求1的电路，其中所述电流估计电路基于完整切换周期内流经部件的平均电流生成所述输出电流的估计。

6.根据权利要求5的电路，其中所述部件是二极管。

7.根据权利要求5的电路，其中所述部件是电感器。

8.根据权利要求1的电路，其中所述电压被采样，并且其中所述电压估计电路数字地生成所述输出电压的估计。

9.根据权利要求1的电路，其中所述电压估计电路是模拟电路。

10.根据权利要求1的电路，其中所述电流被采样并且其中所述电流估计电路数字地生成所述输出电流的估计。

11.根据权利要求1的电路，其中所述电流估计电路是模拟电路。

12.根据权利要求1的电路，其中所述电路集成在硅片上。

13.根据权利要求12的电路，其中所述开关是MOS器件并且其中所述硅片包括所述MOS器件。

14.根据权利要求12的电路，其中所述硅片包括三个焊盘，所述三个焊盘包括用以接收输入电压的第一焊盘、用以接收所述电压的第二焊盘和用以接收参考电压的第三焊盘。

15.根据权利要求1的电路，其中所述功率转换电路配置成升压模式转换器。

16.根据权利要求1的电路，其中所述功率转换电路配置成降压模式转换器。

17.根据权利要求1的电路，其中所述功率转换电路配置成降压-升压模式转换器。

18.一种方法，包括：

基于电压估计功率转换电路的输出电压，其中所述电压来自开关的端子和电感器的端子之间的电路节点；

基于电流估计功率转换电路的输出电流，其中所述电流流经所述开关；以及

基于输出电压的估计和所述输出电流的估计生成脉冲宽度调制信号。

19.根据权利要求18的方法，其中所述电流是第一电流，并且其中基于在切换周期中的当所述开关断开后并且所述电感器传导第二电流的时段内的电压，估计所述输出电压。

20.根据权利要求18的方法，其中所述电流是第一电流，并且其中基于在切换周期中的当所述开关断开后并且所述电感器不传导第二电流的时段内的电压，估计所述输出电压。

21.根据权利要求18的方法，其中基于完整切换周期内流经电感器的平均电流，估计所述输出电流。

22.根据权利要求18的方法，其中基于完整切换周期内流经二极管的平均电流，估计所述输出电流。

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