KR20090121378A - 펄스 부하를 위한 제어형 전력 공급기 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

전압 저장소를 통해 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법이다. 스위칭 사이클의 활성 구간 중에 부하에 의해 소싱될 소정 전류에 기초하여, 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 부하로 공급할 충분한 에너지가 전압 저장소에 저장되도록 보장하기 위해 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 전압 저장소로 공급될 평균 전류를 산출한다. 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 전압 저장소에 지속적 에너지를 공급한다.

Description

펄스 부하를 위한 제어형 전력 공급기 및 그 방법 {Controlled power supply and method for pulse load}
본 발명은 펄스 부하 스위칭 전력 공급기들에 관한 것이다.
펄스형 부하 (pulsed load)나 스위칭형 부하 (switched load)는 간헐적으로 대량의 전력 공급을 요하는 부하이다. 그러한 부하에 대한 스위칭 모드 전력 공급기 (파워 서플라이)는 고진폭의 전류가 그 부하에 간헐적으로 공급될 수 있도록 낮은 주파수에서 동작하는 스위치를 포함한다. 그 스위치는 저전압 입력 DC 소스를 "초핑 (chop)" 함으로써 그 전압을 하이 리플 (high-ripple) 펄스의 AC 전압으로 변환시키게 되고, AC 전압은 바로 사용되거나 정류될 인터페이스 전압으로 변환된 후 어플리케이션에 따른 DC 전압을 생성하도록 평활된다. 리플 전류는 DC 신호의 변동을 말한다. 스위치가 온이나 오프될 때 전류 요건의 급격한 변동으로 인해, 메인 전력 공급기에 의해 공급되는 전류의 리플 전류는 억압되지 않으면 메인 전력 공급기로 반향되는 높은 RF 간섭 (RFI, radio frequency interference)을 야기할 수 있다.
소스 입력 전압 DC를 펄스형 AC로 전환하는 회로는 스위칭 컨버터, 또는 간단히 '컨버터'라고 알려져 있으며, 컨버터에는 여러 하이브리드 타입들 및 그 변형 버전들이 존재하지만 그 중 두 가지 주요 타입들로서 '벅 (Buck)'와 '부스트 (Boost)'가 있다. 벅 컨버터는 컨버터의 출력 전압이 컨버터로의 입력 전압보다, 스위치의 듀티 사이클에 해당하는 팩터인 δ배 만큼 적게 되도록 전압을 보통 하향 변환한다. 듀티 사이클은 스위치가 온되는 각각의 사이클의 듀레이션과 연속 펄스들 사이의 총 시간, 즉 주기의 비율이다, 즉 아래와 같이 표현된다.
Figure 112009061666053-PCT00001
Figure 112009061666053-PCT00002
여기서,
VIN = 입력 전압;
VOUT = 출력 전압;
δ = 듀티 사이클;
TON = 스위치가 온일 때의 시간;
TOFF = 스위치가 오프일 때의 시간;
T = 펄스 주기 = (TON + TOFF ).
부스트 컨버터는 컨버터의 출력 전압이 컨버터로의 입력 전압에 비해,
Figure 112009061666053-PCT00003
(δ는 스위치의 듀티 사이클에 해당) 배 높게 되도록 전압을 상향 변환한 다. δ가 1 보다 적기 때문에,
Figure 112009061666053-PCT00004
는 1 보다 크게 된다.
따라서, 앞서의 논의대로라면 사용된 컨버터의 타입과 무관하게, 컨버터의 출력 전압은 스위치의 듀티 사이클의 함수가 된다. 이것은 간단히 스위치 전압의 듀티 사이클을 제어함으로써 정밀한 전압 조정을 가능하게 만들고, 이러한 것은 펄스 폭 제어 변조 PWM를 이용해 스위칭 전압 펄스가 온이 되는 동안 펄스 폭을 제어함으로써 쉽게 이뤄질 수 있다. 스위칭 전압 펄스의 주기는 일정하게 유지되므로, 온 시간의 펄스 폭을 조정하는 것이 스위칭 전압의 듀티 사이클을 변화시킨다.
관련 기술에서, 전력 공급기의 입력단에 RFI 필터가 사용되어 라디오 주파수 간섭을 필터링함으로써 RFI가 메인 전력 공급기로 반향되지 않게 된다. 리플 전류를 최대한 낮게 유지하는 것 역시 높은 제곱 평균 제곱근 (RMS, root mean square) 전류 값들과 관련하여 공급 소스의 전류 전달 능력을 낮추는 전도 손실을 줄이게 된다. 그러나, 통상의 회로들에서 전력을 간헐 전압 버스트들로서 공급하기 위해 스위치 전력 공급기가 사용될 때에는, 급작스런 전압 버스트가 라인 상에서 반향되고 이것은 그 라인 상에서 급격하고도 간헐적인 전압 감소를 일으킨다. 매우 높은 전력 버스트들이 공급될 때, RFI 필터는 부피가 커지고 단가가 높아지게 된다.
따라서, 특히 고전력이 스위칭될 때, RFI 필터의 크기를 줄이거나 아예 제거 가능하게 하는, 스위치형 부하용 전력 공급기를 제공하는 것이 요망될 수 있다.
본 발명의 목적은 필터의 크기를 줄일 수 있게 하는, 스위칭형 부하용 전력 공급기를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 고펄스 전력 조건에서 스위치형 부하에 공급할 전력 공급기를 제공하는 것이다.
본 발명의 제1양태에 따르면, 전압 저장소 (voltage reservoir)를 거쳐 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법이 제공되며, 이 방법은,
한 스위칭 사이클의 활성 구간 중에 부하에 의해 소싱될 소정 전류에 기반하여, 상기 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 부하에 공급할 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장될 수 있도록 보장하기 위해, 상기 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 상기 전압 저장소로 공급되어야 하는 평균 전류를 산출하는 단계; 및
상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로써 상기 전압 저장소에 지속적으로 에너지를 공급하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제2양태에 따르면, 부하 스위치를 통해 전압 저장소에서 스위칭형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하기 위한 제어형 전력 공급기가 제안되며, 상기 전력 공급기는,
스위칭 사이클의 활성 구간 중에 부하에 의해 소싱될 소정 전류에 응하여, 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 부하로 공급할 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장될 수 있게 하기 위해 상기 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 상기 전압 저장소로 공급될 평균 전류를 산출하는 평균 전류 프로세싱 유닛; 및
상기 평균 전류 프로세싱 유닛과 상호 동작하도록 연결되어, 상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로써 상기 전압 저장소로 연속적 에너지를 공급하고, 상기 스위칭 사이클의 활성 구간 및 비활성 구간의 각 듀레이션들에 비례하는 듀티 사이클 및 레이트로 상기 부하 스위치를 닫고 열기 위한 스위칭 신호들을 생성하는 콘트롤러를 포함한다.
본 발명을 이해하고 실제로 어떻게 실행될 수 있는지를 알기 위해, 지금부터 첨부된 도면을 참조하여 비한정적 예로써 일 실시예를 설명할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 제어형 전력 공급기의 기능을 보인 블록도이다.
도 2는 도 1에 기능적으로 도시된 제어형 전력 공급기의 세부사항을 보이는 하이 레벨 회로도이다.
도 3a 내지 도 3d는 도 1에 도시된 제어형 전력 공급기와 관련된 전류 및 전압 파형들을 모두 시간 스케일에 따라 그린 그래프들이다.
도 4는 도 3b에 도시된 입력 전류 파형의 타이밍도이다.
도 5는 도 3a에 도시된 DC-DC 컨버터의 출력단에서의 전압 파형의 타이밍도이다.
도 6은 도 3c에 도시된 펄스형 부하로 공급되는 전류 파형의 타이밍도이다.
도 7은 도 3d에 도시된 레귤레이터로의 입력 전류 파형의 타이밍도이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 전압 소스(11)로부터 제어형 부하 스위치(13)를 통해 스위치형 부하(12)로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 제어형 전 력 공급기(10)를 도시한 것이다. 전압 소스(11)는 예를 들어 정류된 선간 전압 (rectified line voltage)을 가지는 정류된 위상의 3상 전력선일 수 있다. 그것은 또한 필요로 되는 선간 전압을 제공하도록 구성된 배터리 층일 수도 있다. DC/DC 컨버터(14) (스위칭 컨버터를 구성함)의 입력단은 옵션인 입력 필터(15)를 거쳐 전압 소스(11)와 연결된다. DC/DC 컨버터(14)의 출력단은 전압 레귤레이터(16)에 연결되며, 전압 레귤레이터(16)의 출력은 스위칭형 부하(12) 양단에 연결된 출력 커패시터(17)에 연결된다. DC/DC 컨버터(14)는 출력의 일부로서 전압을 저장하기 위한 전압 저장소를 포함하며, 그것은 설명의 편의를 위해 DC/DC 컨버터(14) 외부에 있는 스토리지 커패시터(18)로서 도시되고 있다. DC/DC 컨버터(14)는 위에서 설명한 바와 같이 벅 (Buck) 또는 부스트 (Boost) 컨버터일 수 있고, PWM 콘트롤러(20)에 의해 제어되는 PWM 스위치(19)로 구성되는 스위칭 소자를 포함한다. PWM 콘트롤러(20)는 PWM 스위치가 온 (ON)일 때의 듀티 사이클의 구간 중에 에너지를 저장하는 스토리지 커패시터(18)로 공급되는 평균 출력 전압을 가변하기 위한 제1기준 전압 VREF1에 반응한다. 스토리지 커패시터(18)는 전압 레귤레이터(16)로 전압을 공급하고, 전압 레귤레이터(16)는 출력 커패시터(17)에 걸린 전압이 실질적 정전압으로 유지되게 하고 그에 따라 부하 스위치(13)가 닫힐 때마다 부하(12)로 전압을 확실하게 공급할 수 있도록 한다.
전압 레귤레이터(16)는 DC/DC 가변 입력 정전 출력 (VICO, variable input constant output) 디바이스이며, 출력 커패시터(17)에 걸린 전압이 실질적으로 정 전압이 되게 만든다. 그러한 상황하에서, 부하 스위치(13)가 닫힐 때 부하(12)로 공급되는 에너지는 스토리지 커패시터(18)에 의해 유효하게 공급되는데, 이는 부하 스위치(13)가 닫힐 때에도 출력 커패시터(17)에 걸린 전압이 거의 일정하게 유지되기 때문이다. 따라서 부하(12)로 공급되는 대부분의 에너지는 PWM 스위치(19)가 온일 때의 듀티 사이클의 해당 구간 내에서 스토리지 커패시터(18)에 저장된 전압으로부터 나온다. 따라서 스토리지 커패시터(18)는 부하(12)로 실질적 정전압을 공급하는 전압 저장소가 된다.
전력 공급기(10)는 부하 스위치(13)가 오픈될 때 부하 스위치(13)의 스위칭 사이클 중 비활성 구간 중에 지속적으로 스토리지 커패시터(18)를 충전하도록 동작됨으로써, 부하 스위치(13)가 닫힐 때 스위칭 사이클의 활성 구간 중에 부하(12)로 공급할 충분한 전압이 스토리지 커패시터(18)에 저장되게 된다. 전력 공급기(10)는 짧고 간헐적인 전압 버스트들을 부하(12)로 공급하도록 의도된 것이므로, 스위칭 사이클의 비활성 구간이 활성 구간 보다 훨씬 더 길다. 즉, 부하 스위치(13)는 낮은 듀티 사이클을 가진다. 이것이, 상응하는 선간 전압의 강하를 일으킬 수 있는 갑작스런 전압의 변화를 피하면서 부하(12)에 공급할 충분한 전압이 스토리지 커패시터(18)에 저장될 수 있게 되는 레이트 (rate)로써 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 에너지가 계속해서 점진적으로 저장될 수 있게 한다. 이러한 요건은 두 가지 일을 행하는 평균 전류 프로세싱 유닛(23)에 의해 충족된다. 먼저, 부하 스위치(13)의 스위칭 사이클 중 활성 구간 도중에 부하(12)에 의해 소싱 될 소정 전류에 기초하여, 스토리지 커패시터(18)를 완전히 소진하지 않고 부하에 공급할 충 분한 에너지가 스토리지 커패시터(18)에 저장될 수 있도록, 스위칭 사이클 중 더 긴 비활성 구간 중에 스토리지 커패시터(18)로 공급되어야 할 평균 전류를 산출한다. 가령 이전의 부하 특성에 기초해 소정 전류가 산출 또는 추정될 수 있다. 두 번째로, 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 스토리지 커패시터(18)로 그 산출된 전류를 공급하기 위해 DC/DC 컨버터(14) 내 PWM 스위치(19)의 듀티 사이클을 제어한다. 본 발명의 실제 구성에 있어서, 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 부하 스위치(13) 뿐 아니라 PWM 스위치(19) 또한 제어하고, 또 부하(12)로 공급될 전압 뿐 아니라 그러한 전압을 달성하는데 필요로 하는 부하 스위치(13)의 듀티 사이클 역시 결정하는 컴퓨터일 수 있다.
DC/DC 컨버터(14)의 바람직한 제어가 수행되는 방식은 다음과 같다. 전류 센서(24)가 DC/DC 컨버터(14)의 출력단에서 DC 전류를 검출하고, 전류 센서(24)와 연결된 전류-전압 (current-to-voltage) 컨버터(25)가 그 계측된 전류에 비례하는 해당 전압을 생성한다. 평균 전류 프로세싱 유닛(23)은 오차 비교기(26)의 네거티브 입력으로 해당 전압을 공급하도록 동작하며, 오차 비교기(26)의 포지티브 입력은 제2기준전압인 VREF2와 연결된다. 그에 따라 오차 비교기(26)는 그 출력단에서 DC-DC 컨버터(14)에 의해 도출된 전류와 바람직한 기준 전류 간 차이의 함수인 신호를 생성하여, 그것을 DC-DC 컨버터(14)가 바람직한 정전류에서 동작하도록 하는 피드백 신호로서 제공한다.
오차 비교기(26)의 출력은 합산기에 의해 구성되는 가중 유닛(27)의 제1입력 으로 공급되고, 가중 유닛(27)의 제2입력은, 입력단이 저장 커패시터(18)와 연결된 피드백 회로(28)의 출력단에 연결된다. 그에 따라 가중 유닛(27)은 하나는 출력 커패시터(18)에 걸친 전압의 함수가 되고, 다른 하나는 DC-DC 컨버터(24)에 의해 도출된 전류 및 바람직한 기준 전류간 차이의 함수인 두 전압 신호들을 수신한다. 가중 유닛(27)은 이 두 전압 신호들을 더하고 그 결과로 가중된 전압 신호를 PWM 콘트롤러(20) 내 오차 비교기(29)의 네거티브 입력단으로 공급하며, 오차 비교기(29)의 포지티브 입력단은 제1기준 전압 VREF1와 연결된다. 따라서 오차 비교기(29)의 출력은 제1기준 전압 VREF1과 가중 유닛(27)에 의해 도출된 가중 오차 신호 간의 차이의 함수가 된다. PWM 콘트롤러(20)는 오차 비교기(29)의 출력에 응하여, PWM 스위치(19)의 듀티 사이클을 조정한다. PWM 스위치(19)의 듀티 사이클은 부하 스위치(13)가 열려 있을 때인 사이클의 비활성 구간 중에 스토리지 커패시터(18)가 충전되는 정도를 결정한다. 위에서 주지된 바와 같이, 스토리지 커패시터(18)는 부하 스위치(13)가 닫힐 때인 사이클의 활성 구간 중에 약간의 잉여 전압을 유지할 정도로 충분히 충전되어야 한다. 이러한 요건을 만족하기 위해, 가중된 오차 신호는 스토리지 커패시터(18)에 걸친 전압을 나타내는 피드백 신호를 비교 평가하고, 그에 따라 DC/DC 컨버터(14)의 출력이 사이클의 활성 및 비활성 구간들 모두에서 스토리지 커패시터(18)를 알맞게 충전할 수 있도록 PWM 스위치(19)의 듀티 사이클이 조정되게 된다. 이것은, 부하 스위치(13)가 닫혀 있을 때인 사이클의 활성 구간 중에도 부하(12)가 스토리지 커패시터(18)에 저장된 에너지를 모두 사용하지 않 고 일부 잉여 전압이 항상 스토리지 커패시터(18) 안에 남게 만든다. 이렇게 되지 않으면, 약간의 어떤 전압 부족분들이 시간의 경과에 따라 누적되게 되어 사이클의 활성 구간 중에 스토리지 커패시터(18)가 부하(12)에 충분한 전압을 공급하는 것에 궁극적으로 실패하게 될 수 있다. 게다가, 가중 유닛(27)의 상술한 동작으로 인해, 부하(12)로 공급되는 전압은 실질적으로 완전히 스토리지 커패시터(18)에 의해 공급되며, 출력 커패시터(17)에 걸린 전압은 전체 스위칭 사이클에 걸쳐 실질적으로 일정하다. 이러한 상황하에서 선형 레귤레이터(16)는 옵션 사항이다.
제어형 전력 공급기(10)는 스위칭 사이클의 후속 활성 구간 중에 부하(12)로 공급될 전력에 기초해 평균 전류 프로세싱 유닛(23)에 의해 크기가 조정되는 정전류로 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 스토리지 커패시터(18)를 점진적으로 충전시킴으로써 스위칭 사이클의 활성 구간 중에 부하(12)로 공급되는 에너지가 저장될 수 있도록 작동한다. 이것은 입력 전압 소스에서의 갑작스런 전류 변동을 피하고 전력 공급기의 입력단에 있는 부피가 큰 RFI 필터에 대한 수요를 피할 수 있다.
동작 원리를 기술하였으므로, 이제 도 2를 참조하여 도 1을 참조해 기능적으로 기술된 제어형 전력 공급기(10)의 세부사항을 보이는 하이 레벨 회로도에 대해 설명할 것이다. 도 2의 의도는 도 1에서 기능적으로 보여진 구성요소들이 실제로 어떻게 구현될 수 있는지를 제시하고자 하는 데 있다. 따라서, 이 회로도는 이 분야의 업자가 본 발명을 실시하기 충분할 만큼 충실하게 기능하는 개시내용을 제공한 것이므로 가장 두드러진 구성들만이 기술될 것이다.
그에 따르면, 제어형 전력 공급기(10)의 핵심은 SG1825 콘트롤러(30)로서 이 것은 DC-DC 컨버터(14)와 PWM 콘트롤러(20)의 기능들을 합성한다. 제1기준전압 VREF1이 그 전압 기준 단자 (핀 16)로 공급되고, 포지티브 및 네거티브 DC 전력 공급 레일들이 각각 Vcc 및 GND 단자들 (핀 13 및 12)과 연결된다. 부하 전류는 전류 트랜스포머(24)를 통해 검출되고, 전류 트랜스포머(24) 양단은 한 쌍의 MOSFET 스위치들(31a 및 31b)의 소스 단자들과 연결되어 있고, 그 MOSFET 스위치들의 드레인 단자들은 공통적으로 DC/DC 컨버터(14)의 일부이자 스토리지 커패시터(18)를 통해 GND와 연결되는 코일(32)에 연결된다. MOSFET 스위치들(31a 및 31b)의 각자의 게이트 단자들은 각자의 드라이버들(35a 및 35b)에 의해 제어되며, 드라이버들은 SG1825 콘트롤러(30)의 PWM 출력 핀들(11 및 14)을 거쳐 드라이브 신호들을 수신한다. 따라서 MOSFET 스위치들(31a 및 31b)은 도 1에 도시된 PWM 스위치(19)로서 동작한다.
간결한 설명을 위해, 전류 트랜스포머(24)가 도면에서 두 번 도시되었다, 즉, SG1825 콘트롤러(30)로의 연결과 관련해 그 시그날링과 관련된 것 역시 도시되었다. 그에 따라, 입력 전압 VIN을 나타내는 그것의 출력단이 한 쌍의 정류 다이오드들 D1 및 D2을 거쳐 연결되고, 정류 다이오드들 각자의 캐소드들은 일반적으로 저항 R6에 연결되어, 그 저항 양단에 걸쳐 전류 트랜스포머(24)에 의해 검출된 전류와 비례하는 전압이 생성된다. 그에 따라 저항 R6는 도 1에 도시된 전류-전압 컨버터(25)로서 기능한다. 저항 R6의 포지티브 단자는 OP AMP(36)의 포지티브 입력단과 연결되는데 OP AMP(36)의 네거티브 입력단에는 저항 R10을 거친 기준 전압 VREF2가 공급된다. 기준 전압 VREF2는 입력단이 가변 DC 소스로 공급되는 반전 증폭기로서 연결되는 OP AMP(37)의 출력단에서 도출된다. 커패시터 C12와 저항 R3가 OP AMP(36)의 네거티브 입력단 및 출력단 사이에 연결된다. 따라서 OP AMP(36)는 적분기로서 동작하며 도 1에 도시된 평균 전류 프로세싱 유닛(23)으로서 기능한다. 일 실시예에 따르면, 커패시터 C12 및 저항 R10의 값들은 적분 평균 구간이 최대 예상 펄스 부하 구간보다 한 자리수 정도 (one of magnitude) 큰 것이 되도록 선택된다.
OP AMP(36)의 출력은 정류 다이오드 D5의 애노드에 연결된 가변 저항 R2로 공급되며, 정류 다이오드 D5의 캐소드는 SG1825 콘트롤러(30)의 반전 입력단 (핀 1)에 연결된다. 선형 레귤레이터(16)의 출력단에 있고 도 1의 28로서 도시된 피드백 전압은, 출력단이 저항 R1을 거쳐 정류 다이오드 D5의 캐소드 및 SG1825 콘트롤러(30)의 반전 입력 (핀 1)에 연결되는 전압 버퍼로서 연결된 OP AMP(38)의 포지티브 입력단과 연결된다. 저항 R1 및 R2를 정류 다이오드 D5와 결합한 것은, 그 출력이 피드백 전압(28) 및 도 1에 도시된 평균 전류 프로세싱 유닛(23)에 해당하는 OP AMP(36) 출력의 합인 도 1에 도시된 가중 유닛(27)으로서 기능한다.
콘트롤러(30)의 핀 5와 6은 내부 오실레이터의 주파수를 조정하기 위한 저항 R20 및 커패시터 C11로서 이뤄지는 외부 타이밍 구성요소들인 RT 및 CT의 연결을 가능하게 한다. SG1825 콘트롤러(30)의 핀(8)은 콘트롤러가 마이크로-파워 모드에 있거나 +1.4 볼트보다 큰 전압이 핀 9에 존재할 때 낮게 유지되는 소프트-스타트 (soft-start) 입력이다. 따라서, 다이오드 D4 양단에 충분한 크기의 전압 신호를 공급함으로써, 광 커플러 U3가 다이오드 D3를 거쳐 콘트롤러의 핀 9로 셧다운 신호를 공급한다.
도 3a 내지 3d는 도 1에 도시된 제어형 전력 공급기와 관련해 모두 시간 스케일에 따라 도시한 전류 및 전압 파형들을 보인 그래프 표현들이다.
도 4는 도 1에 도시된 전류 센서(24)에 의해 계측된 것 같은 도 3b에 도시된 입력 전류 파형의 타이밍도이다.
도 5는 DC-DC 컨버터의 출력단에서의 전압 파형의 타이밍도이다. 이것은 도 3a에 그 성질이 보여진 바와 같은 스토리지 커패시터(18) 양단에서의 파형에 해당한다. 그러나, 도 3a의 시간 베이스는 전압이 101V에서 82V로 떨어지는 시간이 도 5에서 약 0.1 ms인 것으로 보여지고 있다는 점에서 훨씬 넓게 펼쳐져 있으며, 이것은 도 3a가 대략 0.25 ms의 시간대에서의 전압만을 보이고 있고 그 중 0.12ms는 도 3a에서 일부만 보여지고 있는 후속 전압 상승과 관련되어 있음을 나타낸다. 스토리지 커패시터(18)가 101V의 최대 전압으로 완전 충전되는 시간은 도 5에서 바로 1 ms 이하라고 파악된다. 이것은 대략 충전 사이클의 1/10 만이 도 3a에서 보여지고 있다는 것을 의미한다.
도 6은 도 3c에서 그 성질이 보여진 것 같은 펄스형 부하(12)로 공급되는 전류 파형의 타이밍도이고, 도 7은 도 3d에 그 성질이 도시된 것 같은 레귤레이터(16)로의 입력 전류 파형의 타이밍도이다. 도 6과 7의 시간 베이스를 도 3a와 비교할 때, 펄스 폭들은 대략 0.1 ms (즉, 스토리지 커패시터(18)의 전압이 101V에 서 82V로 강하하는 시간)의 듀레이션을 가지며, 이것은 듀티 사이클의 대략 1/10이라는 것이 보여진다.
따라서, 상기 논의로부터 스토리지 커패시터(18)는 그 듀티 사이클의 9/10에 걸쳐 점진적으로 충전되고 듀티 사이클의 단 1/10 동안에 부하(12)로 급격히 방전되므로 그 저장 전압이 대략 101V에서 82V로만 강하되어 대부분의 충전 전하를 유지한다는 것을 알 수 있다. 그로써 도 4에 도시된 것 같이 입력 부하가 실질적으로 일정하게 유지된다.
본 발명은 부하로 전력을 공급하기 위한 DC 전력 공급기의 사용과 특별히 관련하여 설명되었지만, 정류 AC 전력 공급기 역시 사용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.

Claims (7)

  1. 전압 저장소를 통해 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하는 방법에 있어서,
    스위칭 사이클의 활성 구간 중에 상기 부하에 의해 소싱될 소정 전류에 기초하여, 상기 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 부하로 공급할 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장되도록 보장하기 위해 상기 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 상기 전압 저장소로 공급될 평균 전류를 산출하는 단계; 및
    상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 상기 전압 저장소에 지속적 에너지를 공급하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    스위칭 컨버터를 통해 상기 전압 저장소로 에너지를 공급하는 단계; 및
    상기 스위칭 컨버터의 듀티 사이클을 가변하여 원하는 평균 전류가 도출되도록 하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 부하에 의해 요구되는 평균 전류를 살짝 웃도는 레벨로 상기 스위칭 컨버터에 의해 공급되는 전류를 유지시키기 위해 상기 스위칭 컨버터의 듀티 사이클을 가변하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    스위칭 컨버터의 적분 평균 구간 (integration averaging interval)이 최대 예상 펄스 부하 구간 (largest expected pulse load interval)보다 한 자릿수 정도 (one order of magnitude) 넓게 되도록 설정하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  5. 전압 저장소로부터 부하 스위치를 통해 스위치형 부하로 실질적 정전압 버스트들을 공급하기 위한 제어형 전력 공급기에 있어서,
    스위칭 사이클의 활성 구간 중에 상기 부하에 의해 소싱될 소정 전류에 응하여, 상기 전압 저장소를 완전히 비우지 않고 상기 부하로 공급할 충분한 에너지가 상기 전압 저장소에 저장되도록 보장하기 위해 상기 스위칭 사이클의 비활성 구간 중에 상기 전압 저장소로 공급될 평균 전류를 산출하는 평균 전류 프로세싱 유닛; 및
    상기 평균 전류 프로세싱 유닛과 상호동작하도록 연결되고, 상기 평균 전류와 크기가 같은 실질적 정전류로 상기 전압 저장소에 지속적 에너지를 공급하고, 상기 스위칭 사이클의 활성 구간 및 비활성 구간 각자의 듀레이션들과 비례하는 듀티 사이클 및 레이트로 상기 부하 스위치를 닫고 여는 스위칭 신호들을 생성하는 콘트롤러를 포함함을 특징으로 하는 전력 공급기.
  6. 제5항에 있어서,
    PWM 스위치에 의해 제어되고 전압 소스에 연결되어 출력 전압을 생성하는 스위칭 컨버터; 및
    에너지를 저장하고, 상기 부하 스위칭 사이클의 활성 구간 중에 저장 에너지를 상기 부하로 공급하는 스토리지 커패시터를 포함하고,
    상기 콘트롤러는 상기 스위칭 컨버터와 연결되어 상기 PWM 스위치를 펄스 폭 변조 제어함을 특징으로 하는 전력 공급기.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 평균 전류 프로세싱 유닛은 커패시터 및 저항을 구비한 적분기를 포함하고, 상기 커패시터와 저항은 상기 적분기의 적분 평균 구간이 상기 스위칭 컨버터의 최대 예상 펄스 부하 구간보다 한 자리수 정도 큰 것으로 설정되게 선택됨을 특징으로 하는 전력 공급기.
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