CN100536309C - 开关电源装置和开关方法 - Google Patents

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Abstract

流经电抗器(5)的电流流经电阻器(9)，其根据电流的值产生电压。当由电阻器(9)产生的电压大于或者等于晶体管(18)的阀值时，晶体管(18)处于导通状态。当流经电抗器(5)的电流减小，并且由电阻器(9)产生的电压变得小于晶体管(18)的阀值时，晶体管(18)截止，并且NMOS(16)导通。因而，通过二极管(14)降低NMOS(7)的栅极电压，确保NMOS(7)在流经变压器(2)的次级线圈(2b)的电流变成零之前截止。

Description

开关电源装置和开关方法
发明领域
本发明涉及一种开关电源装置以及它所使用的一种开关方法。
背景技术
KOKAI公开号为2004-135415的未审查日本专利申请公开了一种常规的开关电源(开关模式电源)装置。
图13示出用于说明在上述公报中给出的常规开关电源装置的电路图。
该开关电源装置包括主开关元件Q1、同步整流开关元件Q2、串联电路26、以及同步开关控制电路27。
主开关元件Q1开关(导通和截止)流经变压器T1的初级线圈LP的电流。同步整流开关元件Q2连接在变压器T的次级线圈LS和负载之间。串联电路26包括同步整流电感元件L1和二极管D1，并且与变压器T1的次级线圈LS并联连接。同步整流开关控制电路27包括二极管D2、电容器C51、以及晶体管Q5。
同步整流开关元件Q2在主开关元件Q1的导通期间截止，并且将电能储存和积累在变压器T1以及同步整流电感元件L1中。同步整流开关元件Q2在主开关元件Q1的截止期间导通，并且允许储存的电能释放。在储存在变压器T1中的电能释放完成之前，二极管D1的动作导致同步整流电感元件L1完成储存电能的释放。根据同步整流电感元件L1和二极管D1之间的节点A上的电压，同步整流开关控制电路27中的二极管D2检测到同步整流电感元件L1的储存电能已经释放，并使同步整流开关元件Q2截止。
在这一开关电源装置里，即使变压器T1的储存电能的释放已经完毕，节点A上的电压也不会立即下降。更准确地说，因为同步整流电感元件L1的电感效应和同步整流控制电路27的电容效应，或者同步整流电感元件L1的寄生电容效应，节点A的电压在储存的电能从变压器T1释放完毕之后，节点A的电压不会立即下降。节点A上电压下降的延迟可以在变压器T1的储存电能已经释放完毕之后，保持同步整流开关元件Q2导通。这会降低效率，并且损坏元件。
发明内容
因此，本发明的目的是实现一种开关电源装置，其中整流开关在合适的时刻导通和截止。
为了实现上述目的，本发明的开关电源装置包括：
具有初级和次级线圈(2a、2b)的变压器(2)；
开关流经初级线圈(2a)的电流的主开关元件(3)；
控制主开关元件(3)工作的控制器(4)；
平滑电路(6)；
在次级线圈(2b)和平滑电路(6)之间连接和断开的整流开关元件(7)；以及
驱动整流开关元件的整流元件驱动电路(2c、5、8-33)，并且包括
电抗器(5)，与次级线圈(2b)并联连接，在主开关元件(3)的导通期间储存能量，在主开关元件(3)的截止期间释放所储存的能量，
以及
驱动电路(2c、8-15、18)，其检测流经所述电抗器(5)的电流值，并且当流经所述电抗器的电流大于或者等于预定值时，在主开关元件的截止期间使整流开关元件导通，并且当流经电抗器的电流小于预定值时，使整流开关元件截止。
通过采用这种结构，当流经与变压器次级线圈并联连接的电抗器的电流大于或者等于预定值时，驱动电路使整流开关元件导通。当流经电抗器的电流变得小于预定值时，整流开关元件截止。这可以防止使整流开关元件导通的导通期间没有必要地太长。
驱动电路可以包括电流检测电路，其检测流经电抗器(5)的电流的电流值。电流检测电路可以包括有一端连接到电抗器(5)而另一端连接到次级线圈(2b)的电流检测电阻(9)、以及具有控制电极及第一和第二导通电极的晶体管(18)，所述第一和第二导通电极根据提供给控制电极的信号改变导通状态的，控制电极(基极)连接到电抗器(5)，第一导通电极(发射极)连接到次级线圈，以及
当由于流经电抗器(5)的电流而在电流检测电阻(9)上产生的电压降低于晶体管(18)的阀值时，驱动电路(10-18)可以根据所述晶体管的所述第二导通电极上的电压，截止整流开关元件(7)。
晶体管(18)可以是双极性晶体管，它的基极、发射极和集电极分别对应于控制电极、第一导通电极和第二导通电极。晶体管(18)可以是MOS晶体管，它的栅极、源极和漏极分别对应于控制电极、第一导通电极和第二导通电极。
驱动电路可以包括截止控制开关(off-control switch)(16)，其具有一个主端子，它的一端(源极)连接到次级线圈(2b)，而另一端(漏极)连接到整流开关元件(7)的控制端；以及一个控制端子(栅极)，其连接到与次级线圈(2b)串联连接的辅助线圈(2c)以及晶体管(18)的第二导通电极(集电极)，当晶体管(18)截止时，其导通以降低所述整流开关元件(7)的控制端上的电压。
驱动电路可以包括电流旁通二极管(20)，它的阳极和阴极分别连接到电抗器(5)和晶体管的第二导通电极。
驱动电路可以包括滞回电路(hysteresis circuit)(23)，其包括电阻器和二极管，连接在电抗器(5)和截止控制开关(16)的电流通路的另一端之间，并且在截止控制开关的导通期间，允许流经电抗器的电流部分地流过截止控制开关。
驱动电路可以包括偏置电路(25)，其确保电流从辅助线圈(2c)或整流开关元件的控制端经电阻器(26、27)流到电流检测电路。
整流元件驱动电路可以包括电容器，其连接在整流开关元件(7)的控制端与辅助线圈(2c)之间，并且具有降低整流开关元件控制端电压的电压降低功能，或者具有这些功能，即驱动整流开关元件的驱动功能和电压降低功能。
驱动电路可以包括驱动晶体管(13)，它的发射极、基极和集电极分别连接到整流开关元件(7)的控制端、截止控制开关主端子的另一端和所述辅助线圈，并且电阻器(12)和齐纳二极管(36)连接在所述驱动晶体管的基极和集电极之间。
驱动电路可以包括检测流经电抗器(5)的电流的电流值的电流检测电路，以及诸如NOR电路的门电路，当所述主开关元件截止时，其根据所述电流检测电路的检测结果的输出信号，使整流开关元件导通和截止。
电流检测电路可以包括：
电流检测电阻(9)，其一端连接到电抗器(5)，而另一端连接到次级线圈，以及
比较器(40)，其比较电流检测电阻所产生的电压和预定电压，并且
当所述主开关元件截止时，驱动电路可以根据比较器(40)的输出信号，使整流开关元件导通和截止。
为了实现这一目的，根据本发明的一种开关方法包括以下步骤：
间歇地向变压器(2)的初级线圈(2a)提供电流；以及
根据流经电抗器的电流，在没有电流流经初级线圈期间，并且当流经与变压器的次级线圈并联连接的电抗器(5)的电流的电流值大于或等于预定值时，使整流开关元件导通以便经整流开关元件将变压器次级线圈(2b)的输出提供给平滑电路，并且当流经电抗器的电流的电流值小于预定值时使整流开关元件截止。
根据本发明，当流经电抗器的电流小于预定值时，整流开关元件截止。因此，可以防止使整流开关元件导通的时间没有必要地太长，并且使效率得到提高。
附图简述
通过阅读以下详细说明和附图，本发明的这些目的和其它目的以及优点将会更加清楚，在这些附图中：
图1是示出根据本发明第一实施例的开关电源装置的电路图；
图2(包括图2A至2H)是说明该开关电源装置工作的波形图；
图3是示出根据本发明第二实施例的开关电源装置的电路图；
图4是示出根据本发明第三实施例的开关电源装置的电路图；
图5是示出根据本发明第四实施例的开关电源装置的电路图；
图6是示出根据本发明第五实施例的开关电源装置的电路图；
图7是示出根据本发明第六实施例的开关电源装置的电路图；
图8是示出根据本发明第七实施例的开关电源装置的电路图；
图9是示出根据本发明第八实施例的开关电源装置的电路图；
图10是示出根据本发明第九实施例的开关电源装置的电路图；
图11是示出根据本发明第十实施例的开关电源装置的电路图；
图12是示出根据本发明第十一实施例的开关电源装置的电路图；以及
图13是示出常规开关电源设备的电路图。
优选实施例的详细说明
第一实施例
图1是示出根据本发明第一实施例的开关(开关模式)电源装置的电路图。
该开关电源装置是逆向变换器(flyback converter)，其包括连接到直流(DC)电源1的变压器2。
变压器2的初级线圈2a的热端(hot side)连接到直流电源1的阳极。初级线圈2a的冷端(cold side)连接到N沟道型MOS(金属氧化物半导体)晶体管(在下文中称为“NMOS”)3的漏极，其是主要开关元件。控制器4连接到NMOS 3的栅极，并且向栅极提供控制信号。NMOS 3的源极连接到DC电源1的阴极。
变压器2还包括通过磁芯与初级线圈2a电磁耦合的次级线圈2b和辅助线圈2c。辅助线圈2c与次级线圈2b的冷端串联连接。
次级线圈2b的热端连接到电抗器5的一端、平滑电容器6的负电极、以及地GND。次级线圈2b的冷端连接到用作同步整流开关元件的NMOS 7的源极。NMOS 7的漏极连接到平滑电容器6的正电极。输出端Tout连接到平滑电容器6的正电极。从输出端Tout向未示出的负载提供输出电压Vo。
电抗器5的另一端连接到防止回流的二极管(a backflowprevention diode)8的阳极。二极管8的阴极连接到电流检测电阻器9的一端。电流检测电阻器9的另一端连接到次级线圈2b的冷端。因而，电抗器5、二极管8、和电阻器9构成的串联电路与次级线圈2b并联连接。
连接到次级线圈2b的辅助线圈2c的冷端连接到二极管10的阳极。二极管10的阴极连接到电阻11和12的一端以及NPN晶体管13的集电极。
电阻器12的另一端连接到晶体管13的基极。晶体管13的发射极连接到二极管14的阳极和电阻15器的一端。二极管14的阴极连接到晶体管13的基极。电阻器15的另一端连接到NMOS 7的栅极。
晶体管13的基极还连接到NMOS 16的漏极。NMOS 16的源极连接到次级线圈2b的冷端。
电阻器11的另一端连接到二极管17的阳极。二极管17的阴极连接到NMOS 16的栅极以及NPN晶体管18的集电极连接。晶体管18的基极连接到二极管8和电阻器9之间的节点。晶体管18的发射极连接到次级线圈2b的冷端。可以用NPN双极性晶体管来代替NMOS 16。在这种情况下，替代所述NMOS 16的所述NPN晶体管的集电极、基极和发射极分别连接到NPN晶体管13的基极、二极管17的阴极、以及次级线圈2b的冷端。
接下来，将说明图1所示的开关电源装置的工作过程。
图2A至2H是说明所述开关电源装置工作过程的波形图。
NMOS 3响应由控制器4提供的控制信号而导通和截止。在NMOS 3处于导通状态期间，即，当图2A所示的NMOS 3的漏极-源极电压Vds是(几乎)0伏时，初级电流(a primary current)Id流经(通过)变压器2的初级线圈2a，如图2B所示。
假定NMOS 3导通的导通时间的长度是Ton，初级线圈2a的电感是Lp，并且DC电源1的输出电压是Vin，则变压器2在NMOS 3的导通期间储存的能量为(Vin2/2Lp)Ton。
如图2C所示，在NMOS 3的导通期间，次级线圈2b在它的热端产生电压VT，并且热端上的电压变得比冷端上的电压高。辅助线圈2c在它的热端产生电压，并且热端上的电压变得比冷端上的电压高。当辅助线圈2c热端上的电压比辅助线圈2c冷端上的电压高时，晶体管13被设置成处于截止状态。因而，如图2H所示，没有产生NMOS 7的栅极-源极电压Vgs，并且NMOS 7被设置成处于截止状态。
假定变压器2的初级线圈2a上的匝数是np，并且次级线圈2b上的匝数是ns，则在NMOS 3的导通期间内在次级线圈2b上产生的电压VT可以用等式表示为：
VT＝(ns/np)Vin
当次级线圈2b的热端上的电压变得比冷端上的电压高时，电流IL从电抗器5流到二极管8和电阻器9，如图2E所示。电流IL在NMOS 3的导通期间内增大。
当由于流过电阻器9的电流而在电阻器9两端上产生的电压降变得大于晶体管18的阀值时，晶体管18进入导通状态。相应地，电阻器9两端上的电压降如图2F所示那样变化。如果二极管8的正向电压与电阻器9两端上的电压降VR或晶体管18的基极-发射极电压VR之和为ΔV(t)，则施加到电抗器5上的电压为VT-ΔV(t)。
当NMOS 3根据控制器4的控制信号截止时，变压器2的次级线圈2b和辅助线圈2c从冷端产生比热端上的电压高的电压。由于变压器2次级线圈2b上的电压，通过NMOS 7的寄生二极管对电容器6进行充电。
在NMOS 3刚刚截止之后，晶体管18处于导通状态，并且NMOS16处于截止状态，从而使辅助线圈2c冷端上的电压变得高于辅助线圈2c热端上的电压。这通过电阻12提高了晶体管13的基极电压，使晶体管13导通。
晶体管13的导通动作导致NMOS 7导通。当NMOS 7导通时，储存在变压器2中的能量被作为次级电流IT通过NMOS 7释放掉，如图2D所示。通过次级电流IT对电容器6进行充电。
次级电流IT随着时间减小。次级电流IT的下降斜率可以表示为(Vo2/2LS)t2。在这里，LS表示次级线圈2b的电感。
初级和次级线圈2a和2b的匝数np和ns、初级线圈2a的电感LP和次级线圈2b的电感LS具有由以下等式表示的关系：
LS＝(ns2/np2)LP
相应地，直到次级电流IT停止流动的时间t可以表示为：
t＝(nsVin/npVo)Ton
当NMOS 3截止时，电抗器5通过二极管8释放在NMOS 3导通期间储存的能量。假设二极管8的正向电压和电阻器9的电压降或晶体管18的基极-发射极电压之和为ΔV(t)on，并且电抗器5的电感为L以及NMOS 3的导通时间是Ton，则在NMOS 3的导通期间结束时流经电抗器5的电流IL可以表示为：
IL＝(VT-ΔV(t)on)Ton/L
流经电抗器5的电流IL在NMOS 3截止的周期内减小。
假设二极管8的正向电压和电阻器9两端上的电压降或晶体管18的基极-发射极电压为ΔV(t)off，则流经电抗器5的电流IL变成零的时间将被表示为：
t＝(VT-ΔV(t)on)Ton/(Vo+ΔV(t)off)
＝((ns/np)Vin-ΔV(t)on)Ton/(Vo+ΔV(t)off)     (1)
与次级线圈2b产生的电压V2和电压V0相比，ΔV(t)on和ΔV(t)off是足够小的值。相应地，如图2D和2E所示，流经电抗器5的电流IL变成0要比次级电流IT略快一点。
当流经电抗器5的电流IL减小，并且电阻器9两端上的电压降VR变得低于晶体管18的阀值时，晶体管18截止。相应地，通过电阻器11和二极管17使NMOS 16的栅极启动(向其施加高电压)，导致NMOS 16导通。NMOS 16的导通动作使晶体管18处于截止状态，从而通过二极管14将电荷从NMOS 7的栅极拉出。这导致NMOS 7的栅极-源极电压Vgs下降，由此使NMOS 7截止。
流经电抗器5，确定NMOS 7截止时刻的电流IL可以按照以下等式设置：
IL＝VBE/R9
其中VBE是晶体管18的基极-发射极电压，以及R9是电阻器9的电阻值。
增大电阻值R9可以将NMOS 7的截止时刻设置为刚好在流经电抗器5的电流变成零之前。因此，因为等式(1)表示的关系，NMOS7在次级电流IT变成零之前截止。在NMOS 7截止以后，NMOS 7的寄生二极管进行整流。由于次级电流IT基本上是三角波，所以即使电流IL被寄生二极管整流，电流与这个期间的时间的乘积仅是总电流的百分之几，这不会在实质上影响损耗。
在电抗器5中的能量被释放期间，以如图1所示的方式连接到次级线圈2b的电抗器5两端上的电压为(Vo+ΔV)，并且在能量释放结束之后变成零。检测电抗器5两端上的电压使得可以刚好在次级电流IT变成零之前使NMOS 7截止。然而，因为电抗器5的电感和电压检测电路的电容，或者电抗器5的寄生电容，电抗器5两端上的电压不会立即下降。由于这一延迟，存在NMOS 7在次级电流IT变成零之后保持导通的危险性。
考虑这种延迟来设计开关电源装置需要增大与电抗器5串联连接的电阻器9的电阻值，并且要求串联连接多个二极管8。由于负载和温度改变电压降，同步整流时间应该被设计得更短。减小电抗器5的电感L使得电抗器5两端上的电压下降速度更快，但是电流IL相应地增大，由此增大了损耗。
因此，当根据电抗器5上的电压变化使NMOS 7截止时，损耗可能增大，封装空间可能增加，导致难以实现成本降低。相反，本实施例的开关电源装置借助电阻器9检测流经电抗器5的电流IL的值，并且根据该电流值使NMOS 7截止。因而，可以在次级电流IT变成零之前确保使NMOS 7截止，而不会受到由电抗器5的电感所产生的延迟的影响。这可以以低成本实现有效的开关电源装置。
第二实施例
图3是示出根据本发明第二实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图1中的第一实施例相同的元件。
该开关电源装置包括电流旁通二极管20和图1所示的结构。其余结构与第一实施例的开关电源装置的结构相同。
二极管20的阳极连接到电抗器5的一端和二极管8的阳极之间的节点。二极管20的阴极连接到晶体管18的集电极。
该开关电源装置的基本工作过程与第一实施例相同。然而，在晶体管18导通以后流经电抗器5的电流IL流进晶体管18的集电极及其基极，因为在电抗器5的一端和晶体管18的集电极之间设有二极管20。
在第一实施例的开关电源装置中，流经电抗器5的电流IL全部变成晶体管18的基极电流，一般而言，晶体管基极电流的绝对最大额定值小于其集电极电流，并且具有小信号的控制晶体管不能增大流经电抗器5的电流IL。
通过增大电抗器5的电感L，可以在标准内限制流经电抗器5的电流IL的值。然而，太多的限制不能在晶体管18上获得足够的电流增益。因而，使电抗器5的全部电流IL流进晶体管18的基极是不可取的。
在本实施例的开关电源装置中，流经电抗器5的电流IL部分地流进晶体管18的集电极。这可以防止晶体管18的基极电流超过绝对最大额定值。在这种情况下，晶体管18这样进入A类操作，使得晶体管18的集电极-发射极电压变得等于其基极-发射极电压。因而，在NMOS 16具有低阀值，或者使用双极性晶体管来代替NMOS 16的情况下，需要通过使用分压电阻等来对晶体管18的集电极电压进行分压，将分压以后的电压施加到NMOS 16的栅极或双极性晶体管的基极。
第三实施例
图4是示出根据说明本发明第三实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图3中的第二实施例相同的元件。
该开关电源装置用NMOS 21替换第二实施例的晶体管18。其余结构与第二实施例的开关电源装置的结构相同。
NMOS 21的栅极连接到二极管8的阴极和电阻器9之间的节点，并且NMOS 21的漏极连接到二极管17、20的阴极和NMOS 16的栅极。NMOS 21的源极连接到变压器2的次级线圈2b的冷端。
在该开关电源装置里，在由于从电抗器5流出的电流IL而在电阻器9上产生的电压降大于NMOS 21的阀值的情况下，NMOS 21导通。在由于电流IL而在电阻器9上产生的电压降变得小于NMOS 21的阀值的情况下，NMOS 21截止。当NMOS 21截止时，NMOS 16导通。相应地，NMOS 7截止，并且停止同步整流。
NMOS 21的栅极电压不同于晶体管18的基极-发射极电压，并且即使NMOS 1处于导通状态NMOS 21的栅极也不会被钳制在恒定电压上。因而，根据等式(1)，与流经次级线圈2b的次级电流IT相比，从电抗器5流出的电流IL和电阻器9上的电压降的增大明显地缩短了从电抗器5流出的电流IL变成零之前的时间。由于在NMOS21导通以后，二极管使来自电抗器5的电流IL流进NMOS 21的漏极，所以二极管20如此发挥作用，从而将电流检测电阻器9上的电压降抑制在NMOS 21的阀值附近大约1到2伏的范围之内。因此，与次级电流IT相比，可以防止大大缩短电流IL变成零之前的时间。在这种情况下，当NMOS 16具有低阀值，或者使用双极性晶体管代替NMOS 16时，也需要通过使用分压电阻等来对NMOS 21的漏极电压进行分压，将分压以后的电压施加到NMOS 16的栅极或双极性晶体管的基极。
第四实施例
图5是示出根据本发明第四实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图3中的第二实施例相同的元件。
该开关电源装置包括二极管23和电阻器24。其余结构与第二个实施例的开关电源装置的结构相同。
二极管23的阳极连接到电抗器5的一端、二极管8、20的阳极。二极管23的阴极连接到电阻器24的一端，而电阻器24的另一端连接到晶体管13的基极和NMOS 16的漏极之间的节点。
在逆向变换器中，当主开关元件处于截止状态，变压器2中的能量释放结束时，产生阻尼振荡(ringing)。在第二实施例的开关电源设备中，当NMOS 3处于截止状态，变压器2的能量释放结束时，产生阻尼振荡，并且在次级线圈2b上产生等于输出电压Vo的正弦电压。电抗器5还根据该正弦电压储存和释放能量。
为了最大程度地进行同步整流，这样设置电阻器9的电阻值，使得NMOS 7正好在流经电抗器5的电流IL变成零之前保持导通状态，这会导致晶体管18在阻尼振荡期间保持在导通状态，并且可以这样驱动NMOS 7从而使其导通。
本发明的这个实施例的开关电源装置可以解决开关电源装置中与逆向变换器同样的问题。
当变压器2中的能量释放结束，并且从次级线圈2b流出的次级电流IT变成零时，从电抗器5流出的电流IL也变成零。这导致晶体管18截止，并且NMOS 16导通。随后，因为阻尼振荡的产生，在阻尼振荡电压使电流IL再次流经电抗器5时，除了电阻器9以外，电流IL还经二极管23和电阻器24流进NMOS 16。
假设NMOS 16的导通电阻例如为200mΩ，并且流经NMOS 16的最大电流是50mA，则NMOS 16的漏极-源极电压是10mV，并且远远小于晶体管18基极和发射极之间大约0.6伏的阀值。因此，如果忽略NMOS 16的漏极-源极电压，并且二极管8的正向电压等于二极管23的正向电压，则当电阻器9和电阻器24的组合电阻产生的电压降小于晶体管18的阀值时，晶体管18导通。事实上，电阻器9和电阻器24的电阻值分别为R9和R24，并且当电流IL变成如下式表示的情况下，
IL2＝VBE(R9+R24)/(R9.R24)
晶体管18导通。
因为NMOS 16的栅极和源极之间的电容，保持NMOS 16的栅极电压，直到晶体管18导通，并且这样设置电阻器24的电阻值R24，使得IL2变得大于由于阻尼振荡而流经电抗器5的电流，这防止在阻尼振荡期间驱动NMOS 7而使其导通。
在采用双极性晶体管替换NMOS 16的情况下，通过在二极管17的阴极和次级线圈2b的冷端之间连接电容器，并且通过该电容器保持双极性晶体管的基极电压，由此使基极电流保持流动，来得到类似的效果。
由于作为主开关元件的NMOS 3导通，所以次级线圈2C的热端上的电压高于次级线圈2C的冷端上的电压。这样，通过二极管10、电阻器11、以及二极管17没有电压驱动NMOS 16的栅极，并且NMOS 16截止，没有电流流经电阻器24。因而，通过电阻器9的电阻值，可以设置在晶体管18处于截止状态时，流经电抗器5的电流IL，并且刚好在流经电抗器5的电流IL变成零之前使NMOS 7截止。
在反馈负载状态并且调整主开关元件的导通时间长度的逆向变换器的情况下，当负载小时，次级线圈2b的次级电流IT可能减小。在这种情况下，损害可能降低。然而，在大负载和小负载中用于驱动NMOS 7的电功率都是相同的。因此有时，由于进行同步整流而造成的损耗可能变得大于不进行同步整流时的损耗。
在本实施例的开关电源中，当具有小负载的NMOS 3的导通时间很短时，流经电抗器5的电流IL减小，并且晶体管18不导通，这样不进行同步整流。因此，本实施例的开关电源装置可以获得减小小负载情况下的损耗的效果。
第五实施例
图6是示出根据本发明第五实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图3中的第二实施例相同的元件。
该开关电源装置包括二极管25、电阻器26、27、二极管28和电容器29、以及与第二实施例的开关电源装置相同的结构。。
二极管25的阳极连接到电阻器15的一端和晶体管13的发射极之间的节点，而二极管25的阴极连接到电阻器26的一端。电阻器26的另一端连接到电阻器27的一端、二极管28的阳极和电容器29的一个电极。电阻器27的另一端连接到晶体管18的基极。二极管28的阴极连接到晶体管18的集电极。电容器29的另一个电极连接到变压器2次级线圈2b的冷端。
该开关电源装置可以取得与第四实施例的开关电源装置类似的效果，并且防止在产生阻尼振荡并且负载不大时NMOS 7导通。
当为主开关元件的NMOS 3处于导通状态，或者在阻尼振荡期间没有将任何电压施加到同步整流NMOS 7的栅极时，只有流经电抗器5的电流IL流进电阻器9。由于当在那种情况下晶体管8导通时流经电抗器5的电流IL的值IL3用晶体管18的基极-发射极电压VBE和电阻器9的电阻值R9表示，所以IL3可以被表示成：
IL3＝VBE/R9
因而，通过这样设置电阻器9的电阻值R9，使得电流值IL3变得大于在阻尼振荡期间和当负载不大时流经电抗器5的电流IL，可以防止晶体管18导通，从而防止NMOS 7在阻尼振荡期间和负载不大时导通。
相反，在驱动NMOS 7的栅极并且NMOS 7处于导通状态的情况下，偏置电流从NMOS 7的栅极经二极管25和电阻器26、27流进电阻器9。
在此时，由于二极管28，电阻器26和电阻器27之间节点上的电压变为晶体管18的集电极-发射极电压VCE与二极管28的正向电压VF之和。如上所述，在晶体管18，当集电极-发射极电压VCE变得等于基极-发射极电压VBE时，电阻器26和电阻器27之间的节点被VBE+VF的值所钳制。因此，当晶体管18处于导通状态时，如果电阻器27的电阻值是R27，则流经电阻器9的偏置电流为VF/R27。
在流经电抗器5的电流IL与通过电阻器27偏置的电流的和在电阻器9上产生的电压低于晶体管18的阀值时，晶体管18截止。假设在晶体管18截止时流经电抗器5的电流IL的值为IL4，则通过设置开关电源装置，使其满足以下等式：
IL4+VF/R27＝VBE/R9
也就是，R27＝VF(IL3-IL4)，
可以在产生阻尼振荡并且负载不大时抑制NMOS 7导通。
担心在晶体管18截止之后在NMOS 16导通以及NMOS 7的栅极电压下降之前的短时间内，电阻器26、27节点上的电压会增大，并且电阻器9的偏置增大，从而再次导通晶体管18，但是由于电容器29延迟电阻器26、27的节点上的电压增大，所以这可以防止晶体管18再次导通。
通过使用电阻器和二极管，而不稳定流进电阻器9的偏置电流，可以使偏置电流从NMOS 7的栅极或者辅助线圈2c直接流进电阻器9，然而，在这种情况下，需要考虑在辅助线圈2c上产生的电压的变化和晶体管的温度特性来设置偏置。
第六实施例
图7是示出根据本发明第六实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图5中的第四实施例相同的元件。
该开关电源装置包括二极管30、电容器31、电阻器32，以及与第五实施例的开关电源装置相同的结构。
二极管30的阳极连接到二极管14的阴极，而二极管30的阴极连接到电容器31的一个电极。电容器31的另一个电极连接到变压器2的辅助线圈2c的冷端。电阻器32连接在电容器31的两端之间。
当输出电压Vo为低时，例如，在开始阶段，逆向变换器不能从次级线圈2c的冷端产生用于驱动NMOS 16的栅极的电压。因此，即使流经电抗器5的电流变成零，并且晶体管18截止，也不会在NMOS16的栅极产生预定电压，这就导致不确定的NMOS 7栅极电压。通过这种方式，在作为主开关元件的NMOS 3导通，并且NMOS 7的源极电压相对于NMOS 7的漏极电压变低而NMOS 7的栅极电压又不确定的情况下，通过NMOS 7的反馈电容对输入电容进行充电，并且在NMOS 7的栅极产生电压。由于这一栅极电压，担心NMOS 7将导通，并且穿透电流流过。
相反，在本实施例的开关电源装置中，在NMOS 16处于截止状态并且NMOS 3导通的情况下，NMOS 7源极上的电压相对于它的漏极变低，并且辅助线圈2c冷端的电势相对于NMOS 7源极的电势进一步变低。因而，通过二极管14、二极管30和电容器31对NMOS 7的反馈电容进行充电。由于通过NMOS 16的寄生二极管的正向电压而使二极管14阴极的电势相对于NMOS 7的源极变低，所以NMOS7的栅极电压几乎变为0伏，并且不导通。此外，没有施加任何负的过载电压。
第七实施例
图8是示出根据本发明第七实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图7中的第六实施例相同的元件。
该开关电源装置包括二极管33，代替第六实施例的开关电源装置的电阻器32。二极管33的阳极连接到二极管30的阴极和电容器31之间的节点，而二极管33的阴极连接到晶体管13的集电极。
在第六实施例中，通过电阻器32对在NMOS 3导通期间储存在电容器31中的电荷进行放电，但是在本实施例的开关电源装置中，储存在电容器31中的电荷通过晶体管13的集电极提供给NMOS 7的栅极。也就是说，储存在电容器31中的电荷用于驱动NMOS 7，这导致有效利用所述电荷。
第八实施例
图9是示出根据本发明第八实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图7中的第六实施例相同的元件。
该开关电源装置除去第六实施例的开关电源装置中的晶体管13和二极管10、14，而包括二极管34、35。
电容器31的一个电极通过电阻器15连接到NMOS 7的栅极，而电容器31的另一个电极直接连接到辅助线圈2c的冷端。二极管34的阳极连接到电容器31的一个电极，而二极管34的阴极则连接到电阻器24和NMOS 16的漏极之间的节点。二极管35的阳极连接到NMOS 7的源极，而二极管35的阴极则通过电阻器15连接到NMOS7的栅极。
在该开关电源装置中，通过电容器31驱动同步整流NMOS 7。当作为主开关元件的NMOS 3导通时，由在次级线圈2c中感应的电压通过二极管35对电容器31进行充电。当作为主开关元件的NMOS3截止并且辅助线圈2c的电压反转时，NMOS 7被储存在电容器31中的电荷和在辅助线圈2c中感应的电压导通。如果电容器31能够驱动NMOS 7的栅极，它就足够了，这样电容器31的电容可以是很小的值。
当流经电抗器5的电流IL减小并且NMOS 16导通时，NMOS 16导通。因此，从NMOS 7的栅极通过二极管34释放电荷，从而使NMOS7截止。这样，电容器31处于这样一种状态，它的一个电极连接到辅助线圈2c的热端，并且被反向充电。一直保持对电容器31进行充电，直到电容器31的充电电压变得等于辅助线圈2c所产生的电压。此后，没有电流流经辅助线圈2c。这样，功率损耗很小。此外，电容器31的电容可以相对较小，由此流经辅助线圈2c的电流很小。
二极管34防止流经电抗器5的电流IL流回到电容器31的一个电极中。
在上述开关电源装置中，可以除去晶体管13，并且可以通过电容器31驱动NMOS 7，该电容器31比晶体管13便宜。可以减少二极管和电阻器的元件数量，从而减少该开关电源装置的成本。
第九实施例
图10是示出根据本发明第九实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图8中的第七实施例相同的元件。
该开关电源装置包括齐纳二极管36。
齐纳二极管36的阴极连接到二极管10的阴极，而齐纳二极管36的阳极则连接到电阻器12的一端，并且电阻器12的另一端连接到晶体管13的基极。
在该开关电源装置中，在像刚开始这种时候输出电压Vo很低，并且辅助线圈2c所产生的电压很低的情况下，齐纳二极管36防止基极电流流进晶体管13。这可以抑制像刚开始这种时候可能出现的不稳定工作。
第十实施例
图11是示出根据本发明第十实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图5中的第四实施例相同的元件。
该开关电源装置包括DC电源1、变压器2、为主开关元件的NMOS 3、以及控制NMOS 3导通/截止的控制器。以与第一至第九实施例相似的方式将DC电源1和NMOS 3连接到变压器2。
变压器2的次级线圈2b的冷端连接到电阻器11的一端和电容器6的一个电极。电容器6的另一个电极连接到地GND。
次级线圈2b的热端连接到电阻器37的一端、辅助线圈2c的冷端、以及同步整流NMOS 7的漏极。电阻器37的另一端连接到电阻器38的一端，并且电阻器38的另一端连接到NMOS 7的源极。NMOS7的源极连接到地GND。
辅助线圈2c的热端连接到电抗器5的一端。电抗器5的另一端连接到二极管8、20和23的阳极。二极管8的阴极通过电阻器9连接到地GND，并连接到晶体管18的基极。
二极管20的阴极连接到晶体管18的集电极，并且晶体管18的发射极连接到地GND。二极管17的阳极连接到电阻器11的另一端，而二极管17的阴极则连接到晶体管18的集电极。
二极管17的阴极还连接到NMOS 16的栅极。二极管23的阴极连接到电阻器24的一端，而电阻器24的另一端连接到NMOS 16的漏极。NMOS 16的源极连接到地GND。
电阻器37和电阻器38之间的节点连接到二输入NOR电路39的一个输入端。NOR电路39的另一个输入端连接到晶体管18的集电极。NOR电路39的输出端经电阻器15连接到NMOS 7的栅极。
在按照上述方式连接的开关电源装置中，电抗器5根据辅助线圈2c所产生的电压储存和释放能量。电阻器9检测流经电抗器5的电流IL，并且类似于第一至第九实施例的开关电源装置，晶体管18根据流经电抗器5的电流导通。
晶体管18的导通动作导致将低电平信号输入到NOR电路39的另一个输入端中。晶体管18的截止动作导致将高电平信号输入到NOR电路39的另一个输入端中。
串联的电阻37和38连接在NMOS 7的源极和漏极之间。因此，当NMOS(主开关)3导通时，将次级线圈2b上的电压和输出电压Vo施加到电阻器37和38。当NMOS 3截止时，NMOS 7的寄生二极管正向偏置。因此，将低电压施加到电阻器37和38。因此，电阻器37和38之间的连接节点，即，NOR电路39的一个输入端当NMOS3导通时处于高电压，当NMOS 3截止时处于低电压。
因此，当大于预定电流水平的电流流经电抗器5以使晶体管18导通并且作为主开关的NMOS 3截止时，NOR电路39输出高电平信号。从NOR电路39输出的高电平输出信号驱动或导通NMOS 7。
在第一至第九实施例的开关电源装置中，由于NMOS 7的栅极被辅助线圈2c所产生的电压驱动，因此难以将辅助线圈2c所产生的电压设置成极低的电平，但是在本实施例中，由于辅助线圈2c只用于储存和释放电抗器5的能量，因此可以减少匝数ns，这使得可以用较小和便宜的电抗器替换电抗器5。
第十一实施例
图12是示出根据本发明第十一实施例的开关电源装置的电路图，并且用同样的标记表示与图11中的第十实施例相同的元件。
该开关电源装置是在第十实施例的开关电源装置中除去二极管17、20、电阻器11、晶体管18、NMOS 16、以及NOR电路39，但是包括了比较器40、基准电压发生器41、二极管42、反相器43、以及AND电路44的开关电源装置。
与第十实施例一样，阳极与电抗器5的另一端连接的二极管8连接到电阻器9的一端，并且连接到比较器40的一个输入端、以及二极管42的阳极。二极管42的阴极连接到电阻器9的另一端和地GND。将基准电压发生器41产生的基准电压输入到比较器40的另一个输入端。基准电压低于二极管42的正向电压。
阳极连接到电抗器5的另一个电极的二极管23的阴极连接到电阻器24的一端，而电阻器24的另一端连接到比较器40的输出端。
与第十实施例一样，电阻器37、38的串联电路连接在NMOS 7的漏极和它的源极之间。反相器43的输入端连接到电阻器37和电阻器38之间的节点，而反相器43的输出端则连接到AND电路43的一个输入端。AND电路43的另一个输入端连接到比较器40的输出端。AND电路43的输出端经电阻器15连接到NMOS 7的漏极。
在该开关电源装置中，比较器40将电阻器9上的电压降与基准电压发生器41产生的基准电压进行比较，并且当电阻器9上的电压降大于基准电压时，也就是大于预定水平的电流流经电抗器5时，输出高电平信号给AND电路的一个输入端。电阻器37和38串联连接在NMOS 7的漏极和源极之间。因此，电阻器37和38之间的连接节点当NMOS 3导通时处于高电平，并且当NMOS 3截止时处于低电平。电阻器37和38的连接节点通过反相器电路43连接到AND电路44的另一个输入端。因此，当NMOS 3导通并且大于预定电流水平的电流流经电抗器5时，AND电路44输出高电平信号，以便使NMOS 7导通。二极管42将电阻器9上的电压降钳制在它的正向电压上，以保护比较器40。在本实施例中，通过比较电阻器9上的电压降和基准电压来对流经电抗器5的电流进行检测。与晶体管的基极-发射极电压相比，基准电压由于温度的变化而变化很小。因而，比较器40的比较结果变得稳定。因此，可以抑制NMOS 7的导通/截止时刻随着温度变化而发生变化。
在不背离本发明的广义精神和范围的情况下，可以对其进行各种实施和改变。上述实施例旨在举例说明本发明，而不是限制本发明的范围。通过附加的权利要求而非实施例来示出本发明的范围。在本发明的权利要求的等价含义内和在权利要求内进行的各种修改将被认为是落入本发明的范围内。
本申请是以2004年11月19日提交的日本专利申请No.2004-336307为基础，并且包括说明书、权利要求书、附图以及摘要。在此完整并入上述日本专利申请的公开内容作为参考。

Claims (14)

1、一种开关电源装置，包括：
变压器(2)，具有初级和次级线圈(2a、2b)；
主开关元件(3)，开关流经所述初级线圈(2a)的电流；
控制器(4)，控制所述主开关元件(3)的操作；
平滑电路(6)；
整流开关元件(7)，在所述次级线圈(2b)和所述平滑电路(6)之间连接和断开；以及
整流元件驱动电路(2c、5、8-33)，驱动所述整流开关元件，并且该整流元件驱动电路包括：
电抗器(5)，与所述次级线圈(2b)并联连接，在所述主开关元件(3)的导通期间储存能量，并且在所述主开关元件(3)的截止期间释放所述储存的能量，以及
驱动电路(2c、8-15、18)，检测流经所述电抗器(5)的电流的电流值，并且当流经所述电抗器的所述电流大于或者等于预定值时，在所述主开关元件的所述截止期间使所述整流开关元件导通，而当流经所述电抗器的所述电流小于所述预定值时，使所述整流开关元件截止。
2、根据权利要求1所述的开关电源装置，
其中所述驱动电路包括电流检测电路，其检测流经所述电抗器(5)的所述电流的电流值，并且所述电流检测电路包括电流检测电阻器(9)，一端连接到所述电抗器(5)，而另一端连接到所述次级线圈(2b)；以及晶体管(18)，具有控制电极，以及根据施加到所述控制电极的信号改变导通状态的第一和第二导通电极，所述控制电极连接到所述电抗器(5)，所述第一导通电极连接到所述次级线圈，以及
当由于流经所述电抗器(5)的所述电流而在所述电流检测电阻器(9)上产生的电压降变得小于所述晶体管(18)的阀值时，所述驱动电路(2c、8-15、18)根据所述晶体管(18)的所述第二导通电极上的电压，使所述整流开关元件(7)截止。
3、根据权利要求2所述的开关电源装置，其中所述晶体管(18)是双极性晶体管，它的基极、发射极和集电极分别对应于所述控制电极、所述第一导通电极和所述第二导通电极。
4、根据权利要求2所述的开关电源装置，其中所述晶体管(18)是MOS晶体管，它的栅极、源极和漏极分别对应于所述控制电极、所述第一导通电极和所述第二导通电极。
5、根据权利要求2所述的开关电源装置，其中所述驱动电路包括截止控制开关(16)，其具有：电流通路，一端连接到所述次级线圈(2b)，而另一端连接到所述整流开关元件(7)的控制端；以及控制端，连接到与所述次级线圈(2b)串联连接的辅助线圈(2c)、以及所述晶体管(18)的所述第二导通电极；当所述晶体管(18)截止时，所述截止控制开关(16)导通以降低所述整流开关元件(7)的所述控制端上的电压。
6、根据权利要求2所述的开关电源装置，其中所述驱动电路包括电流旁通二极管(20)，它的阳极和阴极分别连接到所述电抗器(5)、以及所述晶体管的所述第二导通电极。
7、根据权利要求5所述的开关电源装置，其中所述驱动电路包括具有电阻器和二极管的滞回电路(23)，连接在所述电抗器(5)和所述截止控制开关(16)的所述电流通路的所述另一端之间，并且在所述截止控制开关的导通期间，允许流经所述电抗器的所述电流部分地流经所述截止控制开关。
8、根据权利要求5所述的开关电源装置，其中所述驱动电路包括偏置电路(25)，其确保电流从所述辅助线圈(2c)或所述整流开关元件的所述控制端通过电阻器(26、27)流到所述电流检测电路。
9、根据权利要求5所述的开关电源装置，其中所述整流元件驱动电路包括电容器，其连接在所述整流开关元件的所述控制端和所述辅助线圈之间，并且具有减小所述整流开关元件的所述控制端上的电压的功能。
10、根据权利要求5所述的开关电源装置，其中所述整流元件驱动电路包括电容器，其连接在所述整流开关元件(7)的所述控制端和所述辅助线圈(2c)之间，并且具有减小所述整流开关元件的所述控制端上的电压的功能、以及驱动所述整流开关元件的功能。
11、根据权利要求5所述的开关电源装置，其中所述驱动电路包括驱动晶体管(13)，它的发射极、基极和集电极分别连接到所述整流开关元件(7)的所述控制端、所述截止控制开关的主端子的另一端、以及所述辅助线圈，并且电阻器(12)和齐纳二极管(36)连接在所述驱动晶体管的所述基极和所述集电极之间。
12、根据权利要求1所述的开关电源装置，其中所述驱动电路包括电流检测电路，检测流经电抗器(5)的电流的电流值；以及门电路(39)，当所述主开关元件截止时，根据所述电流检测电路的检测结果，使所述整流开关元件导通和截止。
13、根据权利要求12所述的开关电源装置，其中所述电流检测电路包括
电流检测电阻器(9)，一端连接到所述电抗器(5)，而另一端连接到所述次级线圈，以及
比较器(40)，对所述电流检测电阻器所产生的电压与预定电压进行比较，并且
当所述主开关元件截止时，所述驱动电路根据所述比较器(40)的输出信号，使所述整流开关元件导通和截止。
14、一种开关方法，包括以下步骤：
间歇地将电流提供给变压器(2)的初级线圈(2a)；以及
根据流经电抗器的电流，在没有电流流经所述初级线圈期间以及当流经与所述变压器的次级线圈并联的电抗器(5)的电流的电流值大于或者等于预定值时，使整流开关元件导通，以便通过整流开关元件将所述变压器的次级线圈(2b)的输出提供给平滑电路，而当流经所述电抗器的所述电流的所述电流值小于所述预定值时，使所述整流开关元件截止。
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