KR20090075465A - 동기 정류 회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 동기 정류 회로에 관한 것이다.
이를 위하여, 본 발명은 제1 및 제2 스위치를 교번으로 온/오프 구동시켜 입력 전압에 대응하는 구형파를 생성하는 구형파 생성부, 트랜스포머의 1차측 제1 코일을 포함하며, 구형파에 대응되는 공진 파형을 생성하는 공진부 및 트랜스포머의 2차측 제2 및 제3 코일을 포함하며, 공진 파형에 대응되어 제2 및 제3 코일에 발생되는 전류에 대응되는 제1 전압을 출력하는 출력부를 포함하며, 출력부는, 제2 코일과 접지단 사이에 연결되는 제3 스위치, 제3 코일과 접지단 사이에 연결되는 제4 스위치 및 제3 및 제4 스위치의 온/오프 구동시키는 스위칭 제어부를 포함하며, 스위칭 제어부는, 제3 스위치의 양단에 인가되는 제2 전압이 제1 레벨에서 제1 레벨보다 낮은 제2 레벨로 하강하는 제1 시점으로부터 제1 기간 동안 제3 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키고, 제4 스위치의 양단에 인가되는 제3 전압이 제1 레벨에서 제2 레벨로 하강하는 제2 시점으로부터 제2 기간 동안 제4 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키는 동기 정류 회로를 제공한다.
본 발명에 의하면, 높은 효율로 구동되는 동기 정류 회로를 구현할 수 있다.
Figure P1020080001331
동기 정류 회로, 효율

Description

동기 정류 회로{Synchronous Rectifier}
본 발명은 동기 정류 회로에 관한 것이다.
동기 정류 회로(Synchronous Rectifier)는 LLC 공진형 컨버터(Resonant Converter)를 형성하는 트랜스포머의 2차측의 다이오드를 스위치로 대체한 것이며, 다이오드를 통한 전압 강하를 최소화하여 효율을 향상시킨다. 이러한 효율 향상을 위해, 동기 정류 회로의 2차측 스위치는 온/오프 시점이 정밀하게 제어되어야 한다.
일반적으로 동기 정류 회로는 트랜스포머의 2차측 스위치 양단의 전압을 감지하고, 감지된 전압에 대응하여 트랜스포머의 2차측 스위치를 온/오프 시키도록 구동된다.
즉, 트랜스포머의 1차측으로부터 2차측으로 전류가 유도되어 트랜스포머의 2차측 스위치의 바디 다이오드(Body Diode)를 통해 전류가 흐르면 2차측 스위치의 양단에 바디 다이오드의 순방향 전압강하에 대응되는 전압이 감지된다. 2차측 스위치의 양단에 바디 다이오드 순방향 전압강하에 해당되는 전압이 감지됨에 따라 2차측 스위치를 턴 온 시킨다. 2차측 스위치가 턴 온 되면, 2차측 스위치 양단의 임피던스 특성은 일정한 저항 성분으로 나타난다. 이때, 2차측 스위치 양단의 전압은 2차측 스위치를 통해 흐르는 전류에 비례하므로, 2차측 스위치 양단의 전압을 센싱하여 2차측 스위치를 통해 흐르는 전류가 기준값 이하로 감소하면 2차측 스위치를 턴 오프 시킨다. 2차측 스위치가 턴 오프 되면, 전류가 2차측 스위치의 바디 다이오드를 통해 흐르다가 트랜스포머의 1차측으로부터 2차측으로 유도되는 전류가 0A까지 감소함에 따라 2차측 스위치의 바디 다이오드에 역방향 바이어스가 걸리게 되어 바디 다이오드를 통한 전류 경로가 차단된다.
그러나, 상술한 방식으로 구동되는 동기 정류 회로는 수십 mV 정도의 낮은 전압을 감지하여 2차측 스위치의 턴 오프 시점을 결정하므로 노이즈에 취약하고, 회로 기판(PCB) 레이아웃(Layout) 상의 기생 성분 등의 영향으로 2차측 스위치의 오프 시점을 제어하기 어려워 일반적인 LLC 공진형 컨버터에 비해 효율을 소정 수준 이상 향상시키기 어려워 문제가 된다.
한편, 동기 정류 회로를 구동시키는 또 다른 방법이 제안되었는데, 이는 트랜스포머의 1차측 스위치를 온/오프 제어하는 제어 신호를 이용하여 트랜스포머의 2차측 스위치의 온/오프를 제어하는 방법이다. 이 방법을 이용하여 동기 정류 회로를 구동시키면 2차측 스위치의 온/오프 시점을 보다 정밀하게 제어할 수 있다.
그러나, 이 방법의 구현을 위해서는 트랜스포머의 1차측의 제어 신호를 2차측으로 전달하기 위해 포토 커플러 또는 트랜스포머 등의 추가적인 부품이 필요하게 되어 동기 정류 회로의 생산 단가가 높아지게 되어 문제가 된다. 또한, 트랜스포머의 1차측 스위치가 트랜스포머의 공진 주파수보다 낮은 주파수로 온/오프 구동 되는 경우, 트랜스포머의 2차측에 흐르는 전류의 공진이 트랜스포머의 1차측 스위치가 턴 오프 되기 이전에 종료되는 경우가 발생할 수 있어, 트랜스포머의 2차측 스위치를 적절한 시점에 턴 오프 시키지 못하는 경우가 발생한다. 이로 인해 전류가 역방향으로 흐르게 되어 효율이 감소하게 되어 문제가 된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 간단하면서도 안정성이 뛰어난 동기 정류 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 특징에 따른 동기 정류 회로는 제1 및 제2 스위치를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위치를 교번으로 온/오프 구동시켜 입력 전압에 대응하는 구형파를 생성하는 구형파 생성부, 트랜스포머의 1차측 제1 코일을 포함하며, 상기 구형파에 대응되는 공진 파형을 생성하는 공진부 및 상기 트랜스포머의 2차측 제2 및 제3 코일을 포함하며, 상기 공진 파형에 대응되어 상기 제2 및 제3 코일에 발생되는 전류에 대응되는 제1 전압을 출력하는 출력부를 포함하며, 상기 출력부는, 상기 제2 코일과 접지단 사이에 연결되는 제3 스위치, 상기 제3 코일과 접지단 사이에 연결되는 제4 스위치 및 상기 제3 및 제4 스위치의 온/오프 구동시키는 스위칭 제어부를 포함한다. 여기에서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제3 스위치의 양단에 인가되는 제2 전압이 제1 레벨에서 상기 제1 레벨보다 낮은 제2 레벨로 하강하는 제1 시점으로부터 제1 기간 동안 상기 제3 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키고, 상기 제4 스위치의 양단에 인가되는 제3 전압이 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 하강하는 제2 시점으로부터 제2 기간 동안 상기 제4 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 특징에 따른 동기 정류 회로는, 제1 및 제2 스위치를 포함 하고, 상기 제1 및 제2 스위치를 교번으로 온/오프 구동시켜 입력 전압에 대응하는 구형파를 생성하는 구형파 생성부, 트랜스포머의 1차측 제1 코일을 포함하며, 상기 구형파에 대응되는 공진 파형을 생성하는 공진부 및 상기 트랜스포머의 2차측 제2 및 제3 코일을 포함하며, 상기 공진 파형에 대응되어 상기 제2 및 제3 코일에 발생되는 전류에 대응되는 제1 전압을 출력하는 출력부를 포함하며, 상기 출력부는, 상기 제2 코일과 접지단 사이에 연결되는 제3 스위치, 상기 제3 코일과 접지단 사이에 연결되는 제4 스위치 및 상기 제3 및 제4 스위치의 온/오프 구동시키는 스위칭 제어부를 포함한다. 여기에서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제3 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르기 시작하는 제1 시점으로부터 제1 기간 동안 상기 제3 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키고, 상기 제4 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르기 시작하는 제 2 시점으로부터 제2 기간 동안 상기 제4 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 특징에 따르면, 포토 커플러 또는 트랜스포머 등의 부품을 추가할 필요없이 트랜스포머의 2차측에 유도되는 전압을 감지하여 스위치(SR1, SR2)의 온/오프를 정밀하게 제어할 수 있어 생산 단가가 저렴하면서도 안정적이며 효율이 높은 동기 정류 회로를 구현할 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상 세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 전체 구성을 도시한 도면이다.
도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로는 구형파 생성부(100), 공진부(200), 출력부(300) 및 피드백 회로부(400)를 포함한다.
구형파 생성부(100)는 PFM 제어부(110) 및 스위치(Q1, Q2)를 포함하며, 스위치(Q1, Q2)의 온/오프에 대응하는 구형파를 생성한다.
스위치(Q1)는 일단이 입력 전압(Vin) 입력단의 일단과 인덕터(Lr)의 접점에 연결된다. 스위치(Q2)는 일단이 스위치(Q1)의 타단과 커패시터(Cr)의 접점에 연결되고, 타단은 입력 전압(Vin) 입력단의 타단과 접지단의 접점에 연결된다.
PFM 제어부(110)는 피드백 회로부(140)로부터 입력되는 피드백 신호(Vfb)에 대응되는 펄스 주파수 변조(Pulse Frequency Modulation) 신호를 생성하여 스위치(Q1, Q2)의 온/오프를 제어하는 제어 신호(Vgs1, Vgs2)를 출력한다.
여기에서, PFM 제어부(110)는 두 개의 스위치(Q1, Q2)를 교번하여 온/오프 구동시킨다. 또한, PFM 제어부(110)는 두 개의 스위치(Q1, Q2) 각각의 듀티 사이클이 모두 50%가 되도록 구동시킨다. 이때, PFM 제어부(110)는 제어 신호(Vgs1)와 제어 신호(Vgs2) 사이에 수백 ns 의 데드 타임(dead time)을 두어 스위치(Q1)와 스위치(Q2)가 동시에 턴 온 상태가 되지 않도록 함으로써 암 단락(arm-short) 현상에 의한 관통전류를 방지함은 물론, 스위치(Q1, Q2)가 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVC)을 수행하도록 한다. 여기에서, 데드 타임이란 스위치(Q1)와 스위치(Q2)를 모두 턴 오프 상태로 유지하는 기간을 의미한다.
공진부(200)는 인덕터(Lr, Lm), 트랜스포머의 1차 코일(L1) 및 커패시터(Cr)를 포함하며, 구형파 생성부(100)에서 생성되는 구형파를 공진시켜 생성되는 공진 전류 중 일부를 출력부(300)로 전달한다. 여기에서, 인덕터(Lm)는 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 양단에 발생하는 기생 인덕턴스 성분이다. 다시 말하면, 인덕터(Lm)는 자화 인덕턴스(Magnetizing Inductance)로서, 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip) 중 트랜스포머의 1차 코일(L1)을 통해 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)로 유도되는 전류(IL1)를 제외한 나머지 전류(Ip - IL1 = Im)를 커패시터(Cr)로 흐르게 하는 전류 경로를 제공하는 션트 인덕터(Shunt Inductor)로 동작한다. 즉, 인덕터(Lm)는 출력단 부하가 변하더라도 동기 정류 회로의 전압 이득이 일정하게 유지 되도록 하여 부하 변동에 무관하게 거의 일정한 주파수로 출력 전압(Vo)을 제어할 수 있도록 하는 역할을 한다.
인덕터(Lr)는 일단이 스위치(Q1)의 일단에 연결된다. 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 일단은 인덕터(Lr)의 타단에 연결된다. 커패시터(Cr)의 일단은 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 타단에 연결되고, 타단은 스위치(Q1)과 스위치(Q2)의 접점에 연결된다. 그리고, 인덕터(Lm)는 트랜스포머의 1차 코일(L1)로 전류가 흐름에 따라 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 양단에 형성된다. 여기에서, 인덕터(Lm)의 인덕턴스는 인덕터(Lr)의 인덕턴스에 비해 매우 크다. 예로서, 인덕터(Lm)의 인덕턴스는 인덕터(Lr)의 인덕턴스의 3 배 내지 8 배 정도가 되도록 구현될 수 있다.
피드백 회로부(400)는 출력부(300)의 포토 다이오드(PD)와 함께 포토 커플러(Photocoupler)를 이루는 포토 트랜지스터(PT) 및 포토 트랜지스터(PT)에 병렬로 연결되는 커패시터(C2)를 포함한다. 포토 트랜지스터(PT)는 출력부(300)의 포토 다이오드(PD)를 통해 흐르는 전류를 전달받아 구동된다. 예로서, 출력 전압(Vo)이 높아지면 커패시터(C2)에 충전되는 피드백 전압(Vfb)이 낮아지고, 출력 전압(Vo)이 낮아지면 커패시터(C2)에 충전되는 피드백 전압(Vfb)이 높아질 수 있다. PFM 제어부(110)는 피드백 전압(Vfb)에 따라 스위치(Q1, Q2) 의 구동 주파수를 조절하고, 이러한 펄스 주파수 변조를 통해 출력전압(Vo)이 일정한 값으로 제어된다.
출력부(300)는 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3), 스위치(SR1, SR2), 커패시터(C1), 포토 다이오드(PD), 저항(R1), 제너 다이오드(ZD) 및 스위칭 제어부(320)를 포함하며, 공진부(200)로부터 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)로 유도되는 전류 에 대응되는 전압(Vo)을 출력한다.
커패시터(C1)의 일단은 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단에 연결되고 타단은 접지단에 연결된다. 포토 다이오드(PD)의 애노드는 커패시터(C1)의 일단에 연결된다. 저항(R1)의 일단은 포토 다이오드(PD)의 캐소드에 연결된다. 제너 다이오드(ZD)의 캐소드는 저항(R1)의 타단에 연결되고, 애노드는 접지단에 연결된다. 스위치(SR1)는 일단이 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 타단에 연결되고, 타단이 접지단에 연결된다. 스위치(SR2)의 일단은 접지단에 연결되고 타단은 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 일단에 연결된다. 그리고, 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 타단은 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단에 연결된다. 여기에서, 커패시터(C1)의 양단에 걸리는 전압이 출력 전압(Vo)이며, 포토 다이오드(PD)로 흐르는 전류량은 출력 전압(Vo)의 크기에 따라 변경된다. 포토 다이오드(PD)는 피드백 회로부(400)의 포토 트랜지스터(PT)와 함께 포토 커플러(Photocoupler)를 이루며, 피드백 회로부(400)로 출력 전압(Vo)에 대응하는 정보를 제공한다.
스위칭 제어부(320)는 단안정 바이브레이터(One-Shot Vibrator, 322, 324) 및 드라이버(326, 328)를 포함한다.
단안정 바이브레이터(322)는 스위치(SR1)의 일단과 타단 사이에 인가되는 전압(이하, "Vs1 전압"이라 칭함)에 대응하는 출력 신호를 생성한다. 그리고, 단안정 바이브레이터(324)는 스위치(SR2)의 타단과 일단 사이에 인가되는 전압(이하, "Vs2 전압"이라 칭함)에 대응하는 출력 신호를 생성한다. 즉, 단안정 바이브레이터(322, 324)의 출력 신호는 각각 Vs1 전압과 Vs2 전압이 하이(High) 레벨에서 로 우(Low) 레벨로 변경되는 하강 에지(Falling Edge)에 하이 레벨로 변경되어 일정 시간 하이 레벨을 유지하다가 로우 레벨로 변경되는 신호이다.
드라이버(326)는 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호에 대응하여 스위치(SR1)를 온/오프 구동시키는 제어 신호(SRDrv1)를 스위치(SR1)의 제어 전극에 인가한다. 그리고, 드라이버(328)는 단안정 바이브레이터(324)의 출력 신호에 대응하여 스위치(SR2)를 온/오프 구동시키는 제어 신호(SRDrv2)를 스위치(SR2)의 제어 전극에 인가한다. 예로서, 드라이버(326)는 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 하이 레벨이면, 하이 레벨의 제어 신호(SRDrv1)를 출력하여 스위치(SR1)를 턴 온 시키고, 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 로우 레벨이면 로우 레벨의 제어 신호(SRDrv1)를 출력하여 스위치(SR1)를 턴 오프 시키도록 구현될 수 있다. 마찬가지로, 드라이버(328)는 단안정 바이브레이터(324)의 출력 신호가 하이 레벨이면, 하이 레벨의 제어 신호(SRDrv2)를 출력하여 스위치(SR2)를 턴 온 시키고, 단안정 바이브레이터(224)의 출력 신호가 로우 레벨이면 로우 레벨의 제어 신호(SRDrv2)를 출력하여 스위치(SR2)를 턴 오프 시키도록 구현될 수 있다.
참고로, 도 1에서는 도시하지 않았으나, 스위치(Q1, Q2, SR1, SR2)는 모두 MOSFET의 특성상 소스(Source)에 드레인(Drain) 방향으로 전류를 흐르게 하는 바디 다이오드(Body Diode)를 포함한다. 또한, 도 1에서는 스위치(Q1, Q2, SR1, SR2)를 모두 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)으로 도시하였으나, 동일한 동작을 수행할 수 있는 다른 스위칭 소자로 대체될 수 있음은 물론이다. 또한,
이하, 도 1에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 구동을 도면을 참조하여 설명한다. 참고로, 트랜스포머의 1차 코일(L1)로부터 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)로 유도되는 전류는 1차 코일(L1), 2차 코일(L2) 및 3차 코일(L3) 각각의 권선비에 비례함은 당연하다.
구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)의 온/오프 구동 주파수(fs)는 동기 정류 회로 출력단의 로드(load) 또는 입력단을 통해 입력되는 입력 전압(Vin)의 변화에 따라 변동된다. 그러나, 공진부(200)의 공진 주파수(fo)는 공진부(200)에 포함되는 소자들의 특성에 의한 것이므로, 항상 일정한 값을 갖는다.
먼저, 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 낮은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때의 동기 정류 회로의 구동을 도 2 내지 도 6을 참조하여 설명한다. 참고로, 도 3 내지 도 6에서는 동기 정류 회로 출력단에 연결되는 로드(Load)를 부하 저항(Ro)으로 나타내었다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 낮은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때에 동기 정류 회로 각 부분의 전압 및 전류 파형을 나타낸 파형도이다.
먼저, 도 2에 나타낸 파형도 중 T11 시점에서 T13 시점까지의 파형을 도 3 및 도 4를 참조하여 설명한다.
도 3은 도 2에 나타낸 파형도 중 T11 시점에서 T12 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제1 내지 제3 전류 경로(① ~ ③)를 도시한 도면이다. 그리고, 도 4는 도 2에 나타낸 파형도 중 T12 시점에서 T13 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제2 및 제4 전류 경로(②, ⑤)를 도시한 도면이다.
먼저, T11 시점은 스위치(Q2)가 턴 온 되는 시점이다.
스위치(Q2)가 턴 온 됨에 따라 전류가 입력 전압(Vin) 입력단의 일단으로부터 인덕터(Lr), 트랜스포머의 1차 코일(L1), 커패시터(Cr) 및 스위치(Q2)를 경유하여 입력 전압(Vin) 입력단의 타단으로 형성되는 제1 전류 경로(①)를 통해 흐른다. 이때, 입력 전압(Vin) 입력단의 일단으로부터 인덕터(Lr), 인덕터(Lm), 커패시터(Cr) 및 스위치(Q2)를 경유하여 입력 전압(Vin) 입력단의 타단으로 형성되는 제2 전류 경로(②)를 통해서도 전류가 흐른다. 여기에서, 제2 전류 경로(②)를 통해서 흐르는 전류는 트랜스포머의 1차측에서만 순환하는 전류이며, 제1 전류 경로(①)를 통해 흐르는 전류는 트랜스포머의 2차측에 부하 전류를 공급하는 전류이다.
참고로, 도 2에서는 제1 전류 경로(①)는 실선으로 나타내었으며, 제2 전류 경로(②)는 점선으로 나타내었다. 이때, 제1 전류 경로(①)로 흐르는 전류, 즉 트랜스포머의 1차 코일(L1)로 흐르는 전류(IL1)는 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)와 제2 전류 경로(②)로 흐르는 전류(Im)의 차와 같고, 이를 빗금친 영역으로 나타내었다.
제1 전류 경로(①)를 통해 전류가 흐름에 따라 트랜스포머의 2차 코일(L2)로 전류가 유도되고, 이로 인해 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단으로부터 커패시터(C1) 및 스위치(S1)를 경유하여 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 타단으로 형성되는 제3 전류 경로(③)로 전류가 흐른다. 이때, 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단으로부터 부하 저항(Ro) 및 스위치(S1)를 경유하여 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 타 단으로 형성되는 제4 전류 경로(④)로도 전류가 흐른다.
본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 출력부(300)는 항상 일정한 전압(Vo)을 출력하므로, T11 시점 이전에 커패시터(C1)에는 출력 전압(Vo)이 충전되어 있다. 그리고 T11 시점 이전에는 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)을 통해 흐르는 전류가 없으므로 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3) 양단의 전압은 0V 이고, 이로 인해 Vs1 전압은 출력 전압(Vo)과 같다.
제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐름에 따라 스위치(SR1)의 바디 다이오드가 도통하게 된다. 이때, Vs1 전압은 급격하게 하강하여 0V를 유지한다. 또한, 스위치(SR2)의 양단간 전압, 즉 Vs2 전압은 Vo 전압에서 2Vo 전압으로 상승한다.
단안정 바이브레이터(322)는 Vs1 전압의 하강 에지에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이하여 하이 레벨을 소정 시간(Ton) 동안 유지하는 출력 신호를 출력한다. 드라이버(326)는 단안정 바이브레이터(322)로부터 하이 레벨 신호를 입력받음에 따라 스위치(SR1)를 턴 온 시킨다.
스위치(SR1)가 턴 온 되면, 스위치(SR1)의 바디 다이오드를 통해 흐르던 전류는 스위치(SR1)의 소스에서 드레인을 통해 흐른다. 만약, 이때의 스위치(SR1)를 등가회로로 나타내면, 바디 다이오드에 비해 매우 적은 전압을 강하시키는 저항 성분으로 나타낼 수 있고, 이로 인해, 바디 다이오드를 통해 전류가 흐를 때에 비해 스위치(SR1)에 의한 전압 강하는 매우 작아진다.
이후, 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 하이 레벨로 천이한 후 소정 시간(Ton)이 경과하여 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 로우 레벨로 천이한다. 이로 인해, 스위치(SR1)가 턴 오프 되어 스위치(SR1)의 소스에서 드레인을 통해 흐르던 전류는 스위치(SR1)의 바디 다이오드를 통해 흐르게 된다.
공진부(200)의 공진 주파수(fo)는 항상 일정한 값을 가지는데, 도 2에서는 공진부(200)에 의해 발생되는 공진이 T11 시점부터 시작되어 T12 시점에 종료하는 것으로 나타내었다. 이때, 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 하이 레벨을 유지하는 기간(Ton)은 T12 시점 이전에 종료되도록 설정된다. 즉, 공진부(200)의 공진이 종료되는 시점 근처에 스위치(SR1)가 턴 오프 되도록 설정하고, 이로 인해 스위치(SR1)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르는 기간을 매우 짧게 구현할 수 있어서 스위치(SR1)로 인한 전압 강하를 최소화할 수 있다.
T12 시점은 공진부(200)의 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr) 간의 공진이 종료되는 시점이다.
T12 시점에 공진부(200)의 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr) 간의 공진이 종료되면, 트랜스포머 1차측의 전류는 모두 제2 전류 경로(②)로만 흐른다. 이로 인해, 트랜스포머의 1차 코일(L1)로부터 트랜스포머의 2차 코일(L2)로 유도되는 전류가 존재하지 않게 되어 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐르지 않게 된다. 이로 인해, 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)을 통해 흐르는 전류가 0A가 되므로, 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)의 양단간 전압은 0V 가 되고, 이로 인해 Vs1 전압은 Vo 전압으로 상승하고, Vs2 전압은 2Vo 전압에서 Vo 전압으로 하강한다.
이때, 커패시터(C1)에 충전된 전압(Vo)에 의해 커패시터(C1)의 일단으로부터 부하 저항(Ro)을 경유하여 커패시터(C1)의 타단으로 형성되는 제5 전류 경로(⑤)를 통해 전류가 프리휠링(freewheeling)한다.
다음, 도 2에 나타낸 파형도 중 T13 시점에서 T15 시점까지의 파형을 도 5 및 도 6을 참조하여 설명한다.
도 5는 도 2에 나타낸 파형도 중 T13 시점에서 T14 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제6 내지 제9 전류 경로(⑥ ~ ⑨)를 도시한 도면이다. 그리고, 도 6은 도 2에 나타낸 파형도 중 T14 시점에서 T15 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제5 및 제7 전류 경로(⑤, ⑦)를 도시한 도면이다.
먼저, T13 시점은 스위치(Q1)가 턴 온 되는 시점이다.
스위치(Q1)가 턴 온 됨에 따라 전류가 입력 전압(Vin) 입력단의 일단으로부터 스위치(Q1), 커패시터(Cr), 트랜스포머의 1차 코일(L1) 및 인덕터(Lr)를 경유하여 입력 전압(Vin) 입력단의 일단으로 형성되는 제6 전류 경로(⑥)를 통해 흐른다. 이때, 입력 전압(Vin) 입력단의 일단으로부터 스위치(Q1), 커패시터(Cr), 인덕터(Lm) 및 인덕터(Lr)를 경유하여 입력 전압(Vin) 입력단의 일단으로 형성되는 제7 전류 경로(⑦)를 통해서도 전류가 흐른다. 여기에서, 제7 전류 경로(⑦)를 통해서 흐르는 전류는 트랜스포머의 1차측에서만 순환하는 전류이며, 제6 전류 경로(⑥)를 통해 흐르는 전류는 트랜스포머의 2차측에 부하 전류를 공급하는 전류이다.
참고로, 도 5에서는 제6 전류 경로(⑥)는 실선으로 나타내었으며, 제7 전류 경로(⑦)는 점선으로 나타내었다. 이때, 제6 전류 경로(⑥)로 흐르는 전류, 즉 트랜스포머의 1차 코일(L1)로 흐르는 전류(IL1)는 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)와 제7 전류 경로(⑦)로 흐르는 전류(Im)의 차와 같고, 이를 빗금친 영역으로 나타내었다.
제6 전류 경로(⑥)를 통해 전류가 흐름에 따라 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 전류가 유도되고, 이로 인해 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 일단으로부터 커패시터(C1) 및 스위치(SR2)의 바디 다이오드를 경유하여 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 타단으로 형성되는 제8 전류 경로(⑧)로 전류가 흐른다. 이때, 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 일단으로부터 포토 다이오드(PD), 저항(R1), 제너 다이오드(ZD) 및 및 스위치(SR2)의 바디 다이오드를 경유하여 트랜스포머의 2차 코일(L3)의 타단으로 형성되는 제9 전류 경로(⑨)로도 전류가 흐른다.
T13 시점에, 제8 및 제9 전류 경로(⑧, ⑨)를 통해 전류가 흐름에 따라 스위치(SR2)의 바디 다이오드가 도통하고, 이로 인해 스위치(SR2)의 양단간 전압인 Vs2 전압은 급격하게 하강하여 0V를 유지한다. 또한, 스위치(SR1)의 양단간 전압, 즉 Vs1 전압은 Vo 전압에서 2Vo 전압으로 상승한다.
단안정 바이브레이터(324)는 Vs2 전압의 하강 에지에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이하여 하이 레벨을 소정 시간(Ton) 동안 유지하는 출력 신호를 출력한다. 드라이버(328)는 단안정 바이브레이터(324)로부터 하이 레벨 신호를 입력받음에 따라 스위치(S2)를 턴 온 시킨다.
스위치(S2)가 턴 온 되면, 스위치(S2)의 바디 다이오드를 통해 흐르던 전류는 스위치(S2)의 소스에서 드레인을 통해 흐른다. 만약, 이때의 스위치(S2)를 등가회로로 나타내면, 바디 다이오드에 비해 매우 적은 전압을 강하시키는 저항 성분 으로 나타낼 수 있고, 이로 인해, 바디 다이오드를 통해 전류가 흐를 때에 비해 스위치(S2)에 의한 전압 강하는 매우 작아진다.
이후, 단안정 바이브레이터(324)의 출력 신호가 하이 레벨로 천이한 후 소정 시간(Ton)이 경과하여 단안정 바이브레이터(324)의 출력 신호가 로우 레벨로 천이되고, 스위치(S2)가 턴 오프 된다. 스위치(S2)가 턴 오프 됨에 따라 스위치(S2)의 소스에서 드레인을 통해 흐르던 전류는 스위치(S2)의 바디 다이오드를 통해 흐르게 되어, 제8 및 제9 전류 경로(⑧, ⑨)를 통해 여전히 전류가 흐른다.
공진부(200)의 공진 주파수(fo)는 항상 일정한 값을 가지는데, 도 2에서는 공진부(200)에 의해 발생되는 공진이 T13 시점부터 시작되어 T14 시점에 종료하는 것으로 나타내었다. 이때, 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 하이 레벨을 유지하는 기간(Ton)은 T14 시점 이전에 종료되도록 설정된다. 즉, 공진부(200)의 공진이 종료되는 시점 근처에 스위치(S2)가 턴 오프 되도록 설정하고, 이로 인해 스위치(S2)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르는 기간을 매우 짧게 구현할 수 있어서 스위치(S2)로 인한 전압 강하를 최소화할 수 있다.
T14 시점은 공진부(200)의 인덕터(Lr, Lm)와 커패시터(Cr) 간의 공진이 종료되는 시점이다.
T14 시점에 공진부(200)의 인덕터(Lr, Lm)와 커패시터(Cr) 간의 공진이 종료되면, 트랜스포머 1차측의 전류는 모두 제7 전류 경로(⑦)로만 흐른다. 이로 인해, 트랜스포머의 1차 코일(L1)로부터 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 유도되는 전류가 존재하지 않게 되어 제8 및 제9 전류 경로(⑧, ⑨)를 통해 전류가 흐르지 않게 된다. 이로 인해, 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)을 통해 흐르는 전류가 0A가 되므로, 트랜스포머의 2차 코일(L2, L3)의 양단간 전압은 0V 가 되고, 이로 인해 Vs2 전압은 Vo 전압으로 상승하고, Vs1 전압은 2Vo 전압에서 Vo 전압으로 하강한다.
이때, 커패시터(C1)에 충전된 전압(Vo)에 의해 커패시터(C1)의 일단으로부터 포토 다이오드(PD), 저항(R1) 및 제너 다이오드(ZD)를 경유하여 커패시터(C1)의 타단으로 형성되는 제5 전류 경로(⑤)를 통해 전류가 프리휠링(freewheeling)한다.
한편, T15 시점 이후의 동기 정류 회로의 구동은 상술한 T11 시점 이후의 구동을 동일하게 반복하므로, 부연하여 설명하지 않는다.
여태까지는 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 낮은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때의 동기 정류 회로의 구동에 대하여 설명하였다. 이하에서는, 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 높은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때의 동기 정류 회로의 구동을 도 7을 참조하여 설명한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 높은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때에 동기 정류 회로 각 부분의 전압 및 전류 파형을 나타낸 파형도이다.
참고로, 도 7은 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 높은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킴에 따라 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 로우 레벨로 천이하는 시점과 제어 신호(Vgs1, Vgs2)의 레벨이 천이되는 시점이 같아지는 경우를 예시적으로 나타낸 것이다.
먼저, T21 시점은 제어 신호(Vgs2)가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이됨에 따라 스위치(Q2)가 턴 온 되는 시점이다.
스위치(Q2)가 턴 온 됨에 따라 전류가 도 3에 나타낸 제1 및 제2 전류 경로(①, ②)를 통해 흐른다. 이때, 제1 전류 경로(①)로 흐르는 전류, 즉 트랜스포머의 1차 코일(L1)로 흐르는 전류(IL1)는 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)와 제2 전류 경로(②)로 흐르는 전류(Im)의 차와 같고, 이를 빗금친 영역으로 나타내었다.
제1 전류 경로(①)를 통해 흐르는 전류에 대응하는 전류가 트랜스포머의 2차 코일(L2)로 유도되고, 이로 인해 스위치(SR1)의 바디 다이오드를 통해 흐르게 되어 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)로 전류가 흐른다. 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐름에 따라 스위치(SR1)의 바디 다이오드가 도통하고, 이로 인해 Vs1 전압은 급격하게 하강하여 0V를 유지한다. 또한, 스위치(SR2)의 양단간 전압, 즉 Vs2 전압은 2Vo 전압으로 상승한다.
단안정 바이브레이터(322)는 Vs1 전압의 하강 에지에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이하여 하이 레벨을 소정 시간(Ton) 동안 유지하는 출력 신호를 출력한다. 드라이버(326)는 단안정 바이브레이터(322)로부터 하이 레벨 신호를 입력받음에 따라 스위치(SR1)를 턴 온 시킨다.
스위치(SR1)가 턴 온 되면, 스위치(SR1)의 바디 다이오드를 통해 흐르던 전류는 스위치(SR1)의 소스에서 드레인을 통해 흐른다. 만약, 이때의 스위치(SR1)를 등가회로로 나타내면, 바디 다이오드에 비해 매우 적은 전압을 강하시키는 저항 성 분으로 나타낼 수 있고, 이로 인해, 바디 다이오드를 통해 전류가 흐를 때에 비해 스위치(SR1)에 의한 전압 강하는 매우 작아진다.
이후, 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 하이 레벨로 천이한 후 소정 시간(Ton)이 경과하여 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 로우 레벨로 천이한다. 이로 인해, 스위치(SR1)가 턴 오프 되어 스위치(SR1)의 소스에서 드레인을 통해 흐르던 전류는 스위치(SR1)의 바디 다이오드를 통해 흐르게 된다.
참고로, 단안정 바이브레이터(322)의 출력 신호가 하이 레벨을 유지하는 기간(Ton)은 제어 신호(Vgs1, Vgs2)가 하이 레벨을 유지하는 기간보다는 짧아야 한다. 즉, Ton 기간은 트랜스포머의 1차측 스위치(Q1, Q2)의 온/오프 구동 주기의 반(1/(2fo))보다 짧게 설정되어야 한다. 트랜스포머의 1차측 스위치(Q1, Q2)의 공진 주기는 입력 전압(Vin) 또는 출력단 부하에 따라 변하므로, 이를 고려하여 Ton 기간을 설정한다.
T22 시점은 제어 신호(Vgs2)가 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이됨에 따라 스위치(Q2)가 턴 오프 되는 시점이다.
T21 시점에 스위치(Q2)가 턴 온 됨에 따라 시작된 트랜스포머의 1차측의 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr) 간의 공진이 종료되기 이전인 T22 시점에 스위치(Q2)가 턴 오프 되는데, 이는 동기 정류 회로의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 높은 주파수(fs)로 온/오프 구동시키는 것을 나타낸 것이다.
스위치(Q2)가 턴 오프 됨에 따라, 트랜스포머의 1차측에 흐르는 전류가 급격히 줄어들게 되고, 이로 인해, 도 7에 나타낸 것과 같이, T22 시점에 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)의 파형이 비선형적으로 변화한다.
인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)의 급격한 감소로 인해 제1 전류 경로(①)를 통해 흐르는 전류가 급격히 감소하고, 이로 인해 트랜스포머의 2차 코일(L2)로 유도되는 전류도 급감하게 된다.
T23 시점은 제어 신호(Vgs1)가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이됨에 따라 스위치(Q1)가 턴 온 되는 시점이다.
스위치(Q1)가 턴 온 됨에 따라 트랜스포머 1차측에서 제1 및 제2 전류 경로(①, ②)로 흐르던 전류는 도 5에 나타낸 제6 및 제7 전류 경로(⑥, ⑦)를 통해 흐르기 시작한다. 이때, 제6 전류 경로(⑥)로 흐르는 전류, 즉 트랜스포머의 1차 코일(L1)로 흐르는 전류(IL1)는 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)와 제7 전류 경로(⑦)로 흐르는 전류(Im)의 차와 같고, 이를 빗금친 영역으로 나타내었다.
제6 전류 경로(⑥)를 통해 전류가 흐름에 따라 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 전류가 유도되고, 이로 인해 도 5에 나타낸 제8 및 제9 전류 경로(⑧, ⑨)를 통해 전류가 흐르기 시작하여 스위치(SR2)의 바디 다이오드가 도통한다.
스위치(SR2)의 바디 다이오드가 도통함에 따라 Vs2 전압은 급격하게 하강하여 0V를 유지하고, 스위치(SR1)의 양단간 전압, 즉 Vs1 전압은 2Vo 전압으로 상승한다.
단안정 바이브레이터(324)는 Vs2 전압의 하강 에지에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이하여 하이 레벨을 소정 시간(Ton) 동안 유지하는 출력 신호를 출력한다. 드라이버(328)는 단안정 바이브레이터(324)로부터 하이 레벨 신호를 입 력받음에 따라 스위치(SR2)를 턴 온 시킨다.
스위치(SR2)가 턴 온 되면, 스위치(SR2)의 바디 다이오드를 통해 흐르던 전류는 스위치(SR2)의 소스에서 드레인을 통해 흐른다. 만약, 이때의 스위치(SR2)를 등가회로로 나타내면, 바디 다이오드에 비해 매우 적은 전압을 강하시키는 저항 성분으로 나타낼 수 있고, 이로 인해, 바디 다이오드를 통해 전류가 흐를 때에 비해 스위치(SR2)에 의한 전압 강하는 매우 작아진다.
이후, 단안정 바이브레이터(324)의 출력 신호가 하이 레벨로 천이한 후 소정 시간(Ton)이 경과하여 단안정 바이브레이터(324)의 출력 신호가 로우 레벨로 천이한다. 이로 인해, 스위치(SR2)가 턴 오프 되어 스위치(SR2)의 소스에서 드레인을 통해 흐르던 전류는 스위치(SR2)의 바디 다이오드를 통해 흐르게 된다.
T24 시점은 제어 신호(Vgs1)가 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이됨에 따라 스위치(Q1)가 턴 오프 되는 시점이다.
T23 시점에 스위치(Q1)가 턴 온 됨에 따라 시작된 트랜스포머의 1차측의 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr) 간의 공진이 종료되기 이전인 T24 시점에 스위치(Q1)가 턴 오프 되는데, 이는 동기 정류 회로의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 높은 주파수(fs)로 온/오프 구동시키는 것을 나타낸 것이다.
스위치(Q1)가 턴 오프 됨에 따라, 트랜스포머의 1차측에 흐르는 전류가 급격히 줄어들게 되고, 이로 인해, 도 7에 나타낸 것과 같이, T24 시점에 인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)의 파형이 비선형적으로 변화한다.
인덕터(Lr)로 흐르는 전류(Ip)의 급격한 감소로 인해 제6 전류 경로(⑥)를 통해 흐르는 전류가 급격히 감소하고, 이로 인해 트랜스포머의 2차 코일(L3)로 유도되는 전류도 급감하게 된다.
한편, T25 시점 이후의 동기 정류 회로의 구동은 상술한 T21 시점 이후의 구동을 동일하게 반복하므로, 부연하여 설명하지 않는다.
상술한 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로는 트랜스포머의 2차측에 유도되는 전압을 감지하고, 이를 기반으로 스위치(SR1, SR2)의 온/오프를 정밀하게 제어함으로써 효율을 향상 시킬 수 있다. 또한, 포토 커플러 또는 트랜스포머 등의 부품을 추가할 필요가 없게 되어 동기 정류 회로의 생산 단가를 절감시킬 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 전체 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 낮은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때에 동기 정류 회로 각 부분의 전압 및 전류 파형을 나타낸 파형도이다.
도 3은 도 2에 나타낸 파형도 중 T11 시점에서 T12 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제1 내지 제3 전류 경로(① ~ ③)를 도시한 도면이다.
도 4는 도 2에 나타낸 파형도 중 T12 시점에서 T13 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제2 및 제4 전류 경로(②, ⑤)를 도시한 도면이다.
도 5는 도 2에 나타낸 파형도 중 T13 시점에서 T14 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제6 내지 제9 전류 경로(⑥ ~ ⑨)를 도시한 도면이다.
도 6은 도 2에 나타낸 파형도 중 T14 시점에서 T15 시점까지 동기 정류 회로에 흐르는 제5 및 제7 전류 경로(⑤, ⑦)를 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 동기 정류 회로의 구형파 생성부(100)의 스위치(Q1, Q2)를 공진부(200)의 공진 주파수(fo)에 비해 높은 주파수(fs)로 온/오프 구동시킬 때에 동기 정류 회로 각 부분의 전압 및 전류 파형을 나타낸 파형도이다.

Claims (16)

  1. 제1 및 제2 스위치를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위치를 교번으로 온/오프 구동시켜 입력 전압에 대응하는 구형파를 생성하는 구형파 생성부;
    트랜스포머의 1차측 제1 코일을 포함하며, 상기 구형파에 대응되는 공진 파형을 생성하는 공진부; 및
    상기 트랜스포머의 2차측 제2 및 제3 코일을 포함하며, 상기 공진 파형에 대응되어 상기 제2 및 제3 코일에 발생되는 전류에 대응되는 제1 전압을 출력하는 출력부를 포함하며,
    상기 출력부는,
    상기 제2 코일과 접지단 사이에 연결되는 제3 스위치;
    상기 제3 코일과 접지단 사이에 연결되는 제4 스위치; 및
    상기 제3 및 제4 스위치의 온/오프 구동시키는 스위칭 제어부를 포함하며,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제3 스위치의 양단에 인가되는 제2 전압이 제1 레벨에서 상기 제1 레벨보다 낮은 제2 레벨로 하강하는 제1 시점으로부터 제1 기간 동안 상기 제3 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키고, 상기 제4 스위치의 양단에 인가되는 제3 전압이 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 하강하는 제2 시점으로부터 제2 기간 동안 상기 제4 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키는 동기 정류 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 기간은 상기 제1 스위치가 온(ON) 상태를 유지하는 기간보다 짧으며, 상기 제2 기간은 상기 제2 스위치가 온(ON) 상태를 유지하는 기간보다 짧게 설정되는 동기 정류 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 기간과 상기 제2 기간은 서로 중복되지 않는 동기 정류 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 기간과 상기 제2 기간의 길이는 서로 동일한 동기 정류 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 시점에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이되며, 상기 제1 기간 동안 하이 레벨을 유지하는 제1 신호를 출력하는 제1 단안정 바이브레이터; 및
    상기 제2 시점에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이되며, 상기 제2 기간 동안 하이 레벨을 유지하는 제2 신호를 출력하는 제2 단안정 바이브레이터
    를 포함하는 동기 정류 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 신호의 레벨에 대응되어 상기 제3 스위치의 온/오프를 제어하는 제1 제어 신호를 생성하여 상기 제3 스위치의 제어 전극에 인가하는 제1 드라이버; 및
    상기 제2 신호의 레벨에 대응되어 상기 제4 스위치의 온/오프를 제어하는 제2 제어 신호를 생성하여 상기 제4 스위치의 제어 전극에 인가하는 제2 드라이버
    를 더 포함하는 동기 정류 회로.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위치는 상기 입력 전압이 입력되는 입력단 사이에 직렬로 연결되며,
    상기 구형파 생성부는,
    상기 제1 전압에 대응되는 펄스 주파수 변조 신호를 생성하고, 생성된 상기 펄스 주파수 변조 신호에 대응되는 주파수로 상기 제1 및 제2 스위치를 온/오프 구동시키는 펄스 주파수 변조 제어부
    를 더 포함하는 동기 정류 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 공진부는,
    일단이 상기 제1 스위치의 일단에 연결되며, 타단이 상기 제1 코일의 일단에 연결되는 인덕터; 및
    일단이 상기 제1 코일의 타단에 연결되며, 타단이 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치의 접점에 연결되는 커패시터를 더 포함하며,
    상기 공진 파형은 상기 인덕터 및 상기 커패시터를 통해 생성되는 동기 정류 회로.
  9. 제1 및 제2 스위치를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위치를 교번으로 온/오프 구동시켜 입력 전압에 대응하는 구형파를 생성하는 구형파 생성부;
    트랜스포머의 1차측 제1 코일을 포함하며, 상기 구형파에 대응되는 공진 파형을 생성하는 공진부; 및
    상기 트랜스포머의 2차측 제2 및 제3 코일을 포함하며, 상기 공진 파형에 대응되어 상기 제2 및 제3 코일에 발생되는 전류에 대응되는 제1 전압을 출력하는 출력부를 포함하며,
    상기 출력부는,
    상기 제2 코일과 접지단 사이에 연결되는 제3 스위치;
    상기 제3 코일과 접지단 사이에 연결되는 제4 스위치; 및
    상기 제3 및 제4 스위치의 온/오프 구동시키는 스위칭 제어부를 포함하며,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제3 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르기 시작하는 제1 시점 으로부터 제1 기간 동안 상기 제3 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키고, 상기 제4 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르기 시작하는 제 2 시점으로부터 제2 기간 동안 상기 제4 스위치를 온(ON) 상태로 유지시키는 동기 정류 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 기간은 상기 제1 스위치가 온(ON) 상태를 유지하는 기간보다 짧으며, 상기 제2 기간은 상기 제2 스위치가 온(ON) 상태를 유지하는 기간보다 짧게 설정되는 동기 정류 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 기간과 상기 제2 기간은 서로 중복되지 않는 동기 정류 회로.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1 기간과 상기 제2 기간의 길이는 서로 동일한 동기 정류 회로.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 시점에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이되며, 상기 제1 기간 동안 하이 레벨을 유지하는 제1 신호를 출력하는 제1 단안정 바이브레이터; 및
    상기 제2 시점에 동기하여 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이되며, 상기 제2 기간 동안 하이 레벨을 유지하는 제2 신호를 출력하는 제2 단안정 바이브레이터
    를 포함하는 동기 정류 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 신호의 레벨에 대응되어 상기 제3 스위치의 온/오프를 제어하는 제1 제어 신호를 생성하여 상기 제3 스위치의 제어 전극에 인가하는 제1 드라이버; 및
    상기 제2 신호의 레벨에 대응되어 상기 제4 스위치의 온/오프를 제어하는 제2 제어 신호를 생성하여 상기 제4 스위치의 제어 전극에 인가하는 제2 드라이버
    를 더 포함하는 동기 정류 회로.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위치는 상기 입력 전압이 입력되는 입력단 사이에 직렬로 연결되며,
    상기 공진부는,
    일단이 상기 제1 스위치의 일단에 연결되며, 타단이 상기 제1 코일의 일단에 연결되는 인덕터; 및
    일단이 상기 제1 코일의 타단에 연결되며, 타단이 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치의 접점에 연결되는 커패시터를 더 포함하며,
    상기 공진 파형은 상기 인덕터 및 상기 커패시터를 통해 생성되는 동기 정류 회로.
  16. 제9항에 있어서,
    상기 구형파 생성부는,
    상기 제1 전압에 대응되는 펄스 주파수 변조 신호를 생성하고, 생성된 상기 펄스 주파수 변조 신호에 대응되는 주파수로 상기 제1 및 제2 스위치를 온/오프 구동시키는 펄스 주파수 변조 제어부
    를 더 포함하는 동기 정류 회로.
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