KR100920278B1 - 스위칭 전원 회로의 제어 방식 - Google Patents

스위칭 전원 회로의 제어 방식 Download PDF

Info

Publication number
KR100920278B1
KR100920278B1 KR1020050076651A KR20050076651A KR100920278B1 KR 100920278 B1 KR100920278 B1 KR 100920278B1 KR 1020050076651 A KR1020050076651 A KR 1020050076651A KR 20050076651 A KR20050076651 A KR 20050076651A KR 100920278 B1 KR100920278 B1 KR 100920278B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
voltage
value
feedback signal
capacitor
Prior art date
Application number
KR1020050076651A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20060097534A (ko
Inventor
켄지 후지타
유키히로 니시카와
Original Assignee
후지 덴키 디바이스 테크놀로지 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 후지 덴키 디바이스 테크놀로지 가부시키가이샤 filed Critical 후지 덴키 디바이스 테크놀로지 가부시키가이샤
Publication of KR20060097534A publication Critical patent/KR20060097534A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100920278B1 publication Critical patent/KR100920278B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

과제
경부하시에 있어서의 소비 전력의 저감 기능과, 트랜스 여자음의 저감 기능을 갖는 스위칭 전원에, 또한 경부하시에 있어서의 출력 전압의 저하 방지 기능을 갖게 한다.
해결 수단
스위칭 휴지 기간과 스위칭 기간의 전환시에, 트랜스(6)의 여자 전류를 제한하는 설정 수단을 제어 회로(3) 내에 마련하고, 그 설정치를 완만하게 변화시킴에 의해, 트랜스의 여자 전류의 급격한 변화를 억제하고 여자음을 저감한다. 또한, 설정치를 서서히 변화시킴으로써, 경부하의 동작 상태에서 일정치 이상의 부하가 걸리는 경우에도 출력 전압을 저하시키지 않도록 한다.
Figure R1020050076651
스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로의 제어 방식{CONTROL SYSTEM FOR SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}
도 1은 본 발명의 실시의 형태를 도시한 회로도.
도 2는 도 1의 제어 회로를 도시한 상세도.
도 3은 도 1의 동작 설명도.
도 4는 본 발명의 다른 실시의 형태를 도시한 회로도.
도 5는 도 4의 동작 설명도.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시의 형태를 도시한 회로도.
도 7은 도 6의 동작 설명도.
도 8은 본 발명의 다른 실시의 형태를 도시한 회로도.
도 9는 도 8의 동작 설명도.
도 10은 종래 예를 도시한 회로도.
도 11은 도 10의 제어 회로를 도시한 상세도.
도 12는 도 10의 동작 설명도.
♠도면의 주요부분에 대한 부호의 설명♠
1 : 직류 전원 2, 23 : 스위칭 디바이스
3 : 제어 회로(구동 회로) 4 : 전류 검출 회로
5 : 출력 전압 피드백 회로 6 : 트랜스
6a : 트랜스 1차 코일 6b : 트랜스 2차 코일
6c : 트랜스 제어 코일 7 : 정류용 다이오드
8 : 정류용 커패시터 9 : 부하
10 : 전류 검출용 저항 11 : 전류 제한용 저항
12 : 출력 전압 검출 회로 13, 14, 16, 19, 20 : 저항
15 : 션트 레귤레이터 17 , 136 : 커패시터
18a, 18b : 포토 커플러 21, 22 : 다이오드
24 : 휴지 기간 회로 101 : 구동 회로
104 : 기동 펄스 생성 회로 105 : 온오프용 RS 플립플롭
106 : 온 타이밍 신호 출력 회로 107 : 통상/대기 전환 신호 출력 회로
111 : 대기 모드용 RS 플립플롭 113 : 스위칭 정지용 콤퍼레이터
115 : 스위칭 시작용 콤퍼레이터 121 : 대기 모드용 콤퍼레이터
123 : 통상 모드용 콤퍼레이터 131 : 충전 조건 판별용 콤퍼레이터
132 : 방전 조건 판별용 콤퍼레이터 152, 153 : 신호 전환 회로
117, 134 , 135 : 정전류원
112, 114, 116, 122, 133, 151 : 정전압원
102, 103, 124, 137, 143, 146 : AND 게이트
125, 128, 144, 147 : NOT 게이트 127, 129, 142 : OR 게이트
기술 분야
본 발명은, 경부하시의 소비 전력을 저감하기 위해 스위칭을 휴지(休止)하는 기간을 갖는 스위칭 전원 회로의 제어 방식에 관한 것으로, 특히 트랜스 여자음(勵磁音; exciting sounds)의 저감과 스위칭 동작의 안정화를 도모하기 위한 제어 방식에 관한 것이다.
배경 기술
스위칭 전원 회로에서는 경부하시의 소비 전력을 저감하기 위해, 스위칭 휴지 기간을 설정하고, 스위칭 디바이스의 스위칭 동작을 휴지시키는 것이 있다. 그러나, 이 방법은 스위칭 기간과 스위칭 휴지 기간의 상호 전환시에, 트랜스에 흐르는 여자 전류가 크게 변화하고, 트랜스 여자음을 발생시킨다는 문제가 있다. 그래서, 이 문제 해결을 위해 트랜스의 여자 전류 피크 값을 일정치로 제한하고, 트랜스 여자음을 저감하는 것이, 예를 들면 특허 문헌 1에 개시되어 있다.
도 10은 특허 문헌 1에 나타낸 스위칭 전원 회로의 전체 구성도이다.
도 10에서, 1은 직류 전원, 2는 제 1의 스위칭 디바이스, 3은 스위칭 디바이스(2)를 온오프 동작시키는 제어 회로, 5는 저항(13, 14, 16, 19, 20), 션트 레귤레이터(15), 커패시터(17), 포토 커플러(18a, 18b)로 이루어지는 출력 전압 피드백 회로, 6은 1차 코일(6a), 2차 코일(6b) 및 제어 코일(6c)로 이루어지는 트랜스이 고, 7은 정류 다이오드, 8은 다이오드(7)와 함께 출력을 평활화하는 정류용 커패시터, 9는 부하, 10은 전류 검출용 저항, 11은 전류 제한용 저항을 나타낸다.
도 10의 주회로 동작은 다음과 같다. 전원(1)의 직류 전압을 스위칭 디바이스(2)에서 온오프함에 의해, 트랜스(6)의 1차 코일(6a)을 통하여 트랜스(6)의 2차 코일(6b)에 전압을 발생시킨다. 트랜스(6)의 2차 코일(6b)에 발생하는 전압은, 다이오드(7)와 커패시터(8)에서 정류되어 직류 전압으로 변환된다. 출력 전압 피드백 회로(5)는 상기 직류 전압이 상승하면, 피드백 신호를 인하함으로써 출력 전압을 소망하는 전압치로 안정화시킨다.
도 11은 도 10에 도시한 제어 회로의 상세 회로도이다. 동 도면에 있어서, 101은 스위칭 디바이스(2)를 구동하는 구동 회로, 104는 기동 펄스 생성 회로, 105는 온오프용 RS 플립플롭, 106은 온 타이밍 신호 출력 회로, 107은 통상/대기 전환 신호 출력 회로, 111은 대기 모드용 RS 플립플롭, 113은 스위칭 정지용 콤퍼레이터, 115는 스위칭 시작용 콤퍼레이터, 121은 대기 모드용 콤퍼레이터, 123은 통상 모드용 콤퍼레이터, 117은 정전류원, 112, 114, 116 및 122는 정전압원, 103, 124 및 126은 AND 게이트, 125는 NOT 게이트, 127은 OR 게이트를 나타낸다.
도 11에 도시한 제어 회로의 동작에 관해 설명한다. 우선, 경부하가 아닌 경우의 통상 모드 동작에 관해 설명한다.
제어 회로(3)의 전원이 확립하면, 기동 펄스 생성 회로(104)가 기동 펄스를 출력하고, 온오프용 RS 플립플롭(105)을 세트한다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다. 스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르면, 전류 검출용 저항(10)에 전압이 발생하고, 전류치에 비례한 전압이 입력 단자(d)에 입력된다.
통상 모드용 콤퍼레이터(123)는, 입력 단자(b)에 입력되는 피드백 신호와, 입력 단자(d)로부터 입력되는 전류치 신호를 비교한다. 전류치 신호가 피드백 신호를 초과하면, 통상 모드용 콤퍼레이터(123)는 오프 신호(H레벨)를 출력한다. 여기서, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 통상 모드 신호(L레벨)를 출력하고 있기 때문에, AND 게이트(124)의 출력과 OR 게이트(127)의 출력은 H레벨로 된다. OR 게이트의 출력이 H레벨로 되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)은 리셋된다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 스위칭 디바이스가 오프 하면, 트랜스(6)의 2차 코일(6b)에 전압이 발생하고, 다이오드(7)를 통하여 커패시터(8)와 부하(9)에 에너지가 공급된다.
에너지의 방출이 끝나면, 트랜스(6)의 2차 코일(6b)에 발생하고 있던 전압이 감소한다. 동시에, 입력 단자(c)에 접속된 트랜스(6)의 제어 코일(6c)에 발생하고 있던 전압도 감소한다. 온 타이밍 신호 출력 회로(106)는, 입력 단자(c)에 입력되는 트랜스(6)의 제어 코일(6c)에 발생하는 전압의 하강을 검출하고, 온오프용 RS 플립플롭(105)을 세트한다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다. 스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르고, 전류치 신호가 피드백 신호를 초과하면, 통상 모드용 콤퍼레이터(123)는 오프 신호를 출력한다.
오프 신호가 출력되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되고, 구동 회로(101)는 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 제어 회로(3)는 기동 펄스 생성 회로(104)로부터의 온 신호, 또는 온 타이밍 신호 출력 회로(106)로부터의 온 신호로 스위칭 디바이스(2)를 온하고, 통상 모드용 콤퍼레이터(123)로부터의 오프 신호로 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 제어 회로(3)는 스위칭 디바이스(2)의 온 기간을 제어함으로써, 출력 전압을 소망하는 전압치로 안정화시킨다.
다음에, 경부하시의 대기 모드 동작에 관해 설명한다.
스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)는, 피드백 신호를 정전압원(114)으로부터의 전압과 비교한다. 피드백 신호가 정전압원(114)으로 설정되는 스위칭 시작 전압(Vth)(H)을 초과하면, 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)는 대기 모드용 RS 플립플롭(111)을 리셋한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 리셋되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)의 리셋이 해제된다. 이로써, 온오프용 RS 플립플롭(105)의 세트가 가능해지고 스위칭이 허가된다.
기동 펄스 생성 회로(104) 또는 온 타이밍 신호 출력 회로(106)로부터 온 신호가 출력되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트된다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다. 스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르면 전류 검출용 저항(10)에 전압이 발생하고, 전류치에 비례한 전압이 입력 단자(d)에 입력된다. 대기 모드용 콤퍼레이터(121)는 입력 단자(d)로부터 입력되는 전류치 신호를 정전압원(122)의 설정치와 비교한다. 전류치 신호가 설정치를 초과하면, 대기 모드용 콤퍼레이터(121)는 턴 오 프 신호(H레벨)를 출력한다.
여기서, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는, 대기 모드 신호(H레벨)를 출력하고 있기 때문에, AND 게이트(126)의 출력과 OR 게이트(127)의 출력은 H레벨로 된다. OR 게이트(127)의 출력이 H레벨로 되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)은 리셋된다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 리셋 상태인 기간중, 제어 회로(3)는 전류 피크치 일정으로, 스위칭 디바이스(2)를 스위칭 동작시킨다.
스위칭 정지용 콤퍼레이터(113)는, 피드백 신호를 정전압원(112)의 설정치와 비교한다. 피드백 신호가 정전압원(112)으로 설정되는 스위칭 정지 전압(Vth)(L) 이하가 되면, 스위칭 정지용 콤퍼레이터(113)는 대기 모드용 RS 플립플롭(111)을 세트한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋된다. 이로써, 온오프용 RS 플립플롭(105)의 세트가 불가능하게 되고, 스위칭이 금지된다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트 상태에서는, 제어 회로(3)는 스위칭 디바이스(2)를 스위칭시키지 않고, 피드백 신호가 스위칭 시작 전압(Vth)(H)을 초과할 때까지 스위칭 동작을 휴지한다.
도 12에 경부하시의 출력 전압 파형, 피드백 신호 파형, 대기 모드용 RS 플립플롭의 출력 파형, 트랜스(6)의 여자 전류 파형예를 도시한다.
즉, 피드백 신호의 변동에 의해 대기 모드용 RS 플립플롭(111)의 상태가 변화한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)의 세트 상태에 있어서, 제어 회로(3)는 전 류 피크치 일정으로 스위칭 동작한다. 제어 회로(3)는 스위칭 동작 기간과 휴지 기간과의 비로 정해지는 버스트 듀티를 제어함으로써, 출력 전압을 소망하는 전압치로 안정화한다.
[특허 문헌 1]
특개2002-136125호 공보
이상 상세히 기록한 바와 같이, 상기 특허 문헌 1에 나타낸 것에서는, 대기 모드시에 트랜스의 여자음을 저감하기 위해, 트랜스의 여자 전류 피크 값을 일정치 이하로 제한하고 있지만, 상정 이상의 부하가 가하여지면 트랜스 2차측에 공급되는 에너지가 부족하고, 출력 전압이 저하한다는 문제가 발생한다. 또한, 특허 문헌 2에 나타낸 것에서는 스위칭 기간이나 스위칭 휴지 기간을 특히 설치하지 않기 때문에, 대기 모드(경부하)시에 상기 문제가 발생하는 것에 대한 인식은 없고, 따라서 아무런 대책도 시행되어 있지 않다.
따라서, 본 발명의 과제는 대기 모드시에 상정(想定) 이상의 부하가 가하여져도 출력 전압을 저하시키지 않도록 하는 데 있다.
이와 같은 과제를 해결하기 위해, 본 발명에서는 소비 전력을 저감하기 위해 경부하시의 스위칭을 휴지하는 스위칭 전원에 있어서, 스위칭 휴지 기간과 스위칭 기간의 상호 전환시에 트랜스의 여자 전류를 제한하기 위한 제 1, 제2 설정치를 마련하고, 이들의 설정치를 완만하게 변화시킴에 의해, 트랜스의 여자 전류의 급격한 변화를 억제하고 여자음을 저감한다. 설정치를 서서히 변화시킴으로써, 경부하 상태에서 상정 이상의 부하가 걸리는 경우에도, 출력 전압의 저하를 억제할 수 있게 한다.
스위칭 기간의 처음과 끝에, 각각 충전 또는 방전되는 콘덴서를 마련하고, 이 콘덴서의 충전시의 양단 전압을 상기 제 1의 설정치, 방전시의 양단 전압을 상기 제 2의 설정치로서 각각 이용하고, 스위칭 시작시, 종료시의 트랜스 여자음을 저감한다.
또한, 콘덴서의 양단 전압과 상기 피드백 신호를 비교하는 콤퍼레이터를 마련하고, 상기 스위칭 기간에 있어서, 콘덴서의 양단 전압이 피드백 신호보다도 작은 경우에는 콘덴서를 충전하고, 콘덴서의 양단 전압이 피드백 신호보다도 큰 경우에는 콘덴서를 방전함에 의해, 콘덴서의 양단 전압을 피드백 신호에 완만하게 추종시키고, 콘덴서의 양단 전압을 상기 여자 전류 피크 값의 지령치로서 이용함으로써, 스위칭 디바이스 온 시의 급격한 변화를 방지하고, 간헐 스위칭 동작시의 트랜스 여자음을 저감한다.
상기 제 1의 설정치를 기동시에는 서서히 상승시키고, 상기 여자 전류 피크 값의 지령치를 서서히 증가시킴으로써, 기동시에 스위칭 디바이스에 발생하는 과전류를 방지할 수 있고, 제어 회로를 간소화할 수 있다.
또한, 상기 통상 모드 동작과 상기 대기 모드 동작의 상호 전환시에는, 상기 제 1의 설정치를 서서히 상승 또는 하강시키고, 상기 여자 전류 피크 값의 지령치를 서서히 증가 또는 감소시킴으로써, 모드 전환시에 발생하는 트랜스 여자음을 저 감한다.
상기 피드백 신호의 저하를 검출하는 제 3의 설정치와, 상기 피드백 신호의 상승을 검출하는 제 4의 설정치를 마련함과 함께, 상기 제 4의 설정치는 상기 제 3의 설정치보다도 크게 하고, 피드백 신호가 제 3의 설정치를 하회(下廻)하고 나서 제 4의 설정치를 초과하기 까지의 기간을 스위칭 휴지 기간으로 하고, 피드백 신호가 제 4의 설정치를 초과하고 나서 제 3의 설정치를 하회하기까지의 기간을 스위칭 기간으로 함으로써, 스위칭 기간과 스위칭 휴지 기간을 자동적으로 전환할 수 있다.
그 통상 모드 동작시에, 상기 제 4의 설정치를 상기 제 3의 설정치를 하회하지 않을 정도로 가까운 값까지 인하함으로써, 스위칭 기간과 스위칭 휴지 기간을 자동적으로 전환하는 회로의 일부를 이용하여, 통상 모드 동작시에 있어서의 경부하시의 출력 전압의 이상한 상승을 방지하는 기능과 겸용할 수 있고, 제어 회로를 간소화할 수 있다.
발명을 실시하기 위한 최선의 형태
도 1은 본 발명의 제 1의 실시의 형태를 도시한 회로도이다. 이것은, 도 10에 도시한 전류 검출용 저항(10)을, 전류 검출 회로(4)로 대치한 것이다. 따라서, 그 동작은 도 10과 같기 때문에 설명은 생략한다.
도 2에 도 1의 제어 회로의 구체적인 예를 도시한다. 이것은, 도 11의 개량예를 나타내고, 도 11에 도시한 것에 대해 NOT 게이트(128), OR 게이트(129), 충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131), 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132), 정전압원(133), 정전류원(134, 135), 커패시터(136) 및 AND 게이트(137) 등을 부가한 점이 특징이다.
도 2에 도시한 제어 회로의 동작에 관해, 우선 통상 모드 동작부터 설명한다.
통상 모드에서는, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 통상 모드 신호(L레벨)를 출력하고 있기 때문에, OR 게이트(129)는 스위칭 허가 신호(H레벨)를 출력한다. 제어 회로(3)의 전원이 확립하면, 기동 펄스 생성 회로(104)가 기동 펄스를 출력하고, 온오프용 RS 플립플롭(105)을 세트한다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, AND 게이트(102)의 출력은 H레벨로 되고, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다.
스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르면, 전류 검출 회로(4)로부터 전류치에 비례한 전압이 입력 단자(d)에 입력된다. 통상 모드용 콤퍼레이터(123)는 입력 단자(b)에 입력되는 피드백 신호와, 입력 단자(d)로부터 입력되는 전류치 신호를 비교한다. 전류치 신호가 피드백 신호를 초과하면, 통상 모드용 콤퍼레이터(123)는 오프 신호(H레벨)를 출력한다. 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 통상 모드 신호(L레벨)를 출력하고 있기 때문에, AND 게이트(124)와 OR 게이트(127)는 H레벨로 된다.
OR 게이트(127)가 H레벨로 되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)은 리셋된다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 스위칭 디바이스(2)가 오프하면 트랜스의 2차 코일 (6b)에 전압이 발생하고, 다이오드(7)를 통과하여 커패시터(8)와 부하(9)에 에너지가 방출된다. 에너지의 방출이 종료되면, 트랜스의 2차 코일(6b)에 발생하고 있던 전압이 감소한다. 동시에 입력 단자(c)에 접속된 트랜스의 제어 코일(6c)에 발생하고 있던 전압도 감소한다.
온 타이밍 신호 출력 회로(106)는, 입력 단자(c)에 입력되는 트랜스의 제어 코일(6c)에 발생하는 전압의 하강을 검출하고, 온오프용 RS 플립플롭(105)을 세트한다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다. 스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르고, 전류치 신호가 피드백 신호를 초과하면, 통상 모드용 콤퍼레이터(123)는 오프 신호를 출력한다. 오프 신호가 출력되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되고, 구동 회로(101)는 스위칭 디바이스(2)를 오프한다.
제어 회로(3)는, 기동 펄스 생성 회로(104)로부터의 온 신호, 또는 온 타이밍 신호 출력 회로(106)로부터의 온 신호로 스위칭 디바이스(2)를 온하고, 통상 모드용 콤퍼레이터(123)로부터의 오프 신호로 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 제어 회로(3)는 스위칭 디바이스(2)의 온 기간을 제어함으로써, 출력 전압을 일정한 전압치로 안정화되도록 한다. 즉, 통상 모드 동작은 도 11의 경우와 마찬가지이다.
다음에, 대기 모드 동작에 관해 설명한다.
대기 모드에서는, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 대기 모드 신호(H레벨)를 출력하고 있기 때문에, OR 게이트(129)는 대기 모드용 RS 플립플롭(111)의 출력이 H레벨일 때만, 스위칭 허가 신호(H레벨)를 출력한다. 스위칭 시작용 콤퍼레 이터(115)는 피드백 신호와 정전압원(114)의 설정치를 비교한다.
피드백 신호가 정전압원(114)의 스위칭 시작 전압 설정치(Vth)(H)를 초과하면, 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)는 대기 모드용 RS 플립플롭(111)을 세트한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되면, OR 게이트(129)는 스위칭 허가 신호(H레벨)를 출력하고, 스위칭이 허가된다.
충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131)는, 커패시터(136)의 전압과 피드백 신호를 비교한다. 피드백 신호가 커패시터(136)의 전압을 초과하면, 충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131)는 H레벨 신호를 출력한다. 스위칭 허가 신호 출력 직전에 있어서 커패시터(136)의 전압은 0이기 때문에, 충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131)는 H레벨 신호를 출력한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되면, AND 게이트(137)의 출력이 H레벨로 된다. AND 게이트(137)의 출력이 H레벨로 되면, 정전류원(134)이 커패시터(136)를 정전류 충전하고, 커패시터(136)의 전압은 서서히 상승한다.
기동 펄스 생성 회로(104) 또는 온 타이밍 신호 출력 회로(106)로부터 온 신호가 출력되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트된다. 스위칭 허가 신호 출력중에 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다. 스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르면, 전류 검출 회로(4)로부터 전류치에 비례한 전압이 입력 단자(d)에 입력된다. 대기 모드용 콤퍼레이터(121)는, 커패시터(136)의 전압과 입력 단자(d)로부터 입력되는 전류치 신호를 비교한다. 전류치 신호가 커패시터(136)의 전압을 초과하면, 대기 모드용 콤퍼레이터(121)는 턴 오프 신호(H레벨)를 출력한다.
통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는, 대기 모드 신호(H레벨)를 출력하고 있기 때문에, AND 게이트(126)의 출력과 OR 게이트(127)의 출력은 H레벨로 된다. OR 게이트(127)의 출력은 H레벨로 되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)은 리셋된다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 오프한다.
이와 같이, 서서히 상승하는 커패시터(136)의 전압을 설정치로서 이용하고, 여자 전류를 서서히 증가시킴에 의해, 여자 전류의 급격한 증가를 방지하고 트랜스의 여자음을 저감한다.
방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)는, 커패시터(136)의 전압과 피드백 신호를 비교한다. 피드백 신호가 커패시터(136)의 전압보다 작아지면, 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)는 H레벨 신호를 출력한다. 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)가 H레벨로 되면, 정전류원(135)이 커패시터(136)를 정전류 방전하고, 커패시터(136)의 전압은 서서히 저하된다. 서서히 저하하는 커패시터(136)의 전압을 설정치로서 이용하고, 여자 전류를 서서히 감소시킴에 의해 여자 전류의 급격한 감소를 방지하고 트랜스의 여자음을 저감한다.
스위칭 정지용 콤퍼레이터(113)는, 커패시터(136)의 전압을 정전압원(112)의 설정치와 비교한다. 커패시터(136)의 전압이 정전압원(112)으로 설정되는 스위칭 정지 전압치(Vth)(L) 이하가 되면, 스위칭 정지용 콤퍼레이터(113)는 대기 모드용 RS 플립플롭(111)을 리셋한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 리셋되면, OR 게이트(129)는 스위칭 금지 신호(L레벨)를 출력하고, 스위칭을 금지한다. 피드백 신호 가 스위칭 시작 신호(vth)(H)를 초과하고, 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트될 때까지 스위칭을 휴지한다.
도 3에 대기 모드 동작중의 출력 전압 파형, 피드백 신호 파형, 커패시터(136)의 전압 파형 및 트랜스(6)의 여자 전류 파형을 도시한다. 피드백 신호의 변동에 의해 커패시터(136)의 전압이 완만하게 변동하는 것을 알 수 있다. 제어 회로(3)는 커패시터(136)의 전압을 이용하여 전류 피크 값을 제어하기 때문에, 트랜스(6)의 여자 전류 피크 값도 완만하게 변화한다. 제어 회로(3)는 버스트 듀티와 여자 전류 피크 값의 양쪽을 제어함으로써, 출력 전압을 소망하는 전압치로 안정화시킨다. 제어 회로(3)는 대기 모드 동작시도, 피드백 신호에 따라 여자 전류 피크 값을 증가시키고, 통상시와 동등한 에너지를 공급하도록 한다.
이렇게 하여, 대기 모드시에 발생하는 트랜스 여자음의 저감 기능과, 대기 모드시에 상정 이상의 부하가 가하여지는 경우도, 출력 전압의 저하를 방지하는 기능을 갖게 할 수 있다.
도 4에 본 발명의 다른 실시의 형태를 도시한다. 도 2와의 상위점은 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)의 출력을 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)에 접속한 점에 있고, 그 외는 도 2와 완전히 같기 때문에, 이하에서는 상위점에 관해 설명한다.
기동시에는, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 대기 모드 신호(H레벨)를 출력한다. 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)는 피드백 신호와 정전압원(114)의 설정치를 비교한다. 피드백 신호가 정전압원(114)의 스위칭 시작 전압 설정치 (Vth)(H)를 초과하면, 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)는 대기 모드용 RS 플립플롭(111)을 세트한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되면, OR 게이트(129)는 스위칭 허가 신호(H레벨)를 출력하고, 스위칭이 허가된다.
충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131)는 커패시터(136)의 전압과 피드백 신호를 비교한다. 피드백 신호가 커패시터(136)의 전압을 초과하면, 충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131)는 H레벨 신호를 출력한다. 기동시에 있어서 커패시터(136)의 전압은 0이기 때문에, 충전 조건 판별용 콤퍼레이터(131)는 H레벨 신호를 출력한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되면, AND 게이트(137)의 출력이 H레벨로 된다. AND 게이트(137)의 출력이 H레벨로 되면, 정전류원(134)이 커패시터(136)를 정전류 충전하고, 커패시터(136)의 전압은 서서히 상승한다.
기동 펄스 생성 회로(104)가 기동 펄스를 출력하고, 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트된다. 스위칭 허가 신호 출력중에 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 온한다. 스위칭 디바이스(2)에 전류가 흐르면, 전류 검출 회로(4)로부터 전류치에 비례한 전압이 입력 단자(d)에 입력된다. 대기 모드용 콤퍼레이터(121)는 커패시터(136)의 전압과 입력 단자(d)로부터 입력되는 전류치 신호를 비교한다. 전류치 신호가 커패시터(136)의 전압을 초과하면, 대기 모드용 콤퍼레이터(121)는 턴 오프 신호(H레벨)를 출력한다.
통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는, 대기 모드 신호(H레벨)를 출력하고 있기 때문에, AND 게이트(126)의 출력과 OR 게이트(127)의 출력은 H레벨로 된다. OR 게이트(127)의 출력은 H레벨로 되면, 온오프용 RS 플립플롭(105)은 리셋된다. 온오프용 RS 플립플롭(105)이 리셋되면, 구동 회로(101)는 출력 단자(a)를 통하여 스위칭 디바이스(2)를 오프한다. 기동시에 있어서, 서서히 상승하는 커패시터(136)의 전압을 전류 설정치로서 이용하고, 여자 전류를 서서히 증가시킴에 의해 스위칭 디바이스(2)의 과전류를 방지한다.
방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)는 커패시터(136)의 전압과 피드백 신호를 비교한다. 피드백 신호가 커패시터(136)의 전압보다 작아지면, 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)는 H레벨 신호를 출력한다. 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)가 H레벨로 되는 타이밍에서, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 통상 모드 신호(L레벨)를 출력한다. 이후의 통상 모드 동작과 대기 모드 동작은 도 2와 마찬가지로 된다.
도 5에 기동시의 출력 전압 파형, 피드백 신호 파형, 커패시터(136)의 전압 파형 및 트랜스(6)의 여자 전류 파형을 도시한다. 제어 회로(3)는 완만하게 상승하는 커패시터(136)의 전압을 이용하여 전류 피크 값을 제어하기 때문에, 트랜스(6)의 여자 전류 피크 값도 완만하게 증가한다.
도 4의 회로에 의하면, 기동시에 발생하는 스위칭 디바이스(2)의 과전류를 방지하는 기능을 갖게 할 수 있다.
도 6에 본 발명의 또 다른 실시의 형태를 도시한다. 도 2와의 상위점은, 대기 모드용 RS 플립플롭(111)의 출력과 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)의 출력을 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)에 접속한 점, 통상/대기 전환 신호 출력 회로 (107)로부터 스타트 신호(C)(start) 및 엔드 신호(C)(end)가 출력되는 점, 또한 AND 게이트(143, 146), OR 게이트(142, 145), NOT 게이트(144, 147) 등을 추가한 점이다.
도 6의 동작에 관해 설명한다.
대기 모드시에는, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 스타트 신호(C)(start) 및 엔드 신호(C)(end)의 출력을 L레벨에 유지한다. 또한, 이 경우는 도 2와 같기 때문에 상세한 것은 생략한다.
다음에, 대기 모드 동작으로부터 통상 모드 동작으로의 전환 동작에 관해 설명한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되는 타이밍에서, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 스타트 신호(C)(start)(H레벨)를 출력한다. 스타트 신호(C)(start)가 출력되면, OR 게이트(142)의 출력과 AND 게이트(143)의 출력은 H레벨, NOT 게이트(147)의 출력과 AND 게이트(146)의 출력은 L레벨로 된다.
AND 게이트(143)의 출력이 H레벨로 되면, 커패시터(136)는 정전류원(134)에 의해 정전류 충전된다. AND 게이트(146)의 출력이 L레벨로 되면, 정전류원(135)으로부터의 방전 동작을 금지한다. 정전류원(134)에 의해 정전류 충전되는 커패시터(136)의 전압은 서서히 상승한다. 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)는 커패시터(136)의 전압과 피드백 신호를 비교한다. 커패시터(136)의 전압이 피드백 신호보다 커지면, 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)의 출력은 H레벨로 된다.
방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)의 출력이 H레벨로 되는 타이밍에서, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 통상 모드 신호(H레벨)를 출력한다. 커패시터 (136)의 전압과 피드백 신호가 동등한 상태에서 모드를 전환하기 때문에, 여자 전류의 급격한 변화가 방지되고, 트랜스 여자음이 저감된다. 통상 모드 동작에서는 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 스타트 신호(C)(start)(H레벨)를 계속 출력한다. 커패시터(136)의 전압은 정전압원(133)으로 정해지는 충전 전압의 상한치까지 상승하고 일정치로 된다. 통상 모드시는 커패시터(136)의 전압에 무관계이므로 도 2의 동작과 같이 된다.
다음에, 통상 모드 동작으로부터 대기 모드 동작으로의 전환 동작을 설명한다.
통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 스타트 신호(C)(start)를 L레벨로 하고, 엔드 신호(C)(end)(H레벨)를 출력한다. 엔드 신호(C)(end)가 출력되면, OR 게이트(145)의 출력과 AND 게이트(146)의 출력은 H레벨, NOT 게이트(144)의 출력과 AND 게이트(143)의 출력은 L레벨로 된다. AND 게이트(146)의 출력이 H레벨로 되면, 정전류원(135)은 커패시터(136)를 정전류 방전한다. AND 게이트(143)의 출력이 L레벨로 되면, 정전류원(134)으로부터의 충전 동작을 금지한다. 정전류원(135)이 정전류 방전하기 때문에 커패시터(136)의 전압은 서서히 저하된다.
방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)는 커패시터(136)의 전압을 피드백 신호와 비교한다. 커패시터(136)의 전압이 피드백 신호보다 작아지면, 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)의 출력이 L레벨로 된다. 방전 조건 판별용 콤퍼레이터(132)의 출력이 L레벨로 되는 타이밍에서, 통상/대기 전환 신호 출력 회로(107)는 엔드 신호(C)(end)를 L레벨로 하고, 대기 모드 신호(H레벨)를 출력한다. 커패시터(136)의 전 압과 피드백 신호가 동등한 상태에서 모드를 전환하기 때문에, 여자 전류의 급격한 변화가 방지되고, 트랜스 여자음이 저감된다.
도 7에 모드 전환시의 출력 전압 파형, 피드백 신호 파형, 커패시터(136)의 전압 파형, 트랜스(6)의 여자 전류 파형, 스타트 신호 파형, 엔드 신호 파형 및 대기 모드 신호 파형을 도시한다. 커패시터(136)의 전압은 통상 모드로 전환되는 타이밍에서 상승하고, 대기 모드로 전환되는 타이밍에서 감소한다. 커패시터(136)의 전압과 피드백 신호가 동등한 상태에서 모드 전환하기 때문에, 트랜스의 여자 전류 피크 값도 완만하게 변화한다.
도 6의 회로에 의하면, 모드 전환시에 발생하는 트랜스 여자음을 저감하는 것이 가능해진다.
도 8은 본 발명의 다른 실시의 형태를 도시한다. 도 6과는 NOT 게이트(128)와 OR 게이트(129)를 삭제하고, 정전압원(151)과 신호 전환 회로(152, 153)를 추가한 점이 다르기 때문에, 이하, 이 점을 주로 설명한다.
대기 모드시에는 NOT 게이트(125)는 L레벨의 신호를 출력하기 때문에, 신호 전환 회로(152)는 정전압원(114)의 전압을 출력하고, 신호 전환 회로(153)는 커패시터(136)의 전압을 출력한다. 따라서, 대기 모드시의 동작은 도 6과 같아지므로 설명은 생략한다.
다음에, 통상 모드시의 동작을 설명한다.
이 모드에서는, NOT 게이트(125)는 H레벨 신호를 출력하고 있기 때문에, 신호 전환 회로(152)는 정전압원(151)의 전압을 출력하고, 신호 전환 회로(153)는 피 드백 신호를 출력한다. 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)는 피드백 신호와 정전압원(151)의 설정 전압을 비교한다. 정전압원(151)으로 설정되는 제 2의 스위칭 시작 전압(Vth)(H2)은 스위칭 정지 전압(Vth)(L)을 하회하지 않을 정도의 낮은 값으로 설정하여 두는 것으로 한다.
피드백 신호가 제 2의 스위칭 시작 전압(Vth)(H2)을 초과하면, 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)의 출력은 H레벨로 된다. 스위칭 시작용 콤퍼레이터(115)의 출력이 H레벨로 되면, 대기 모드용 RS 플립플롭(111)을 세트한다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 세트되면 스위칭이 허가된다. 스위칭이 허가되고 온오프용 RS 플립플롭(105)이 세트되면, AND 게이트(102)의 출력이 H레벨로 되고, 제어 회로(3)는 스위칭 디바이스(2)의 스위칭을 시작한다. 스위칭이 허가되고 있는 기간의 회로 동작은 도 6의 경우와 같기 때문에 상세한 것은 생략한다.
경부하 등으로 출력 전압이 상승하면, 출력 전압 피드백 회로(5)는 피드백 신호를 인하한다. 피드백 신호가 스위칭 정지 전압(Vth)(L)보다 작아지면, 스위칭 정지용 콤퍼레이터(113)의 출력은 H레벨로 된다. 스위칭 정지용 콤퍼레이터(113)의 출력이 H레벨로 되면, 대기 모드용 RS 플립플롭(111)은 리셋된다. 대기 모드용 RS 플립플롭(111)이 리셋되면, 스위칭이 금지된다. 스위칭이 금지되면, 제어 회로(3)는 스위칭 디바이스(2)의 스위칭을 휴지시키기 때문에 출력 전압은 저하된다. 이로써, 통상 모드 동작시의 출력 과전압을 방지할 수 있다. 출력 전압이 저하되고, 피드백 신호가 제 2의 스위칭 시작 전압(Vth)(H2)을 초과하면, 스위칭이 허가되고 제어 회로(3)는 스위칭 디바이스(2)의 스위칭을 재개한다.
통상 모드 동작에서 대기 모드 동작으로의 전환은, 도 6의 경우와 같기 때문에 설명을 생략한다. 마찬가지로, 대기 모드 동작부터 통상 모드 동작으로의 전환은 도 6의 경우와 같기 때문에 설명을 생략한다.
도 9에 통상 모드 경부하시의 출력 전압 파형, 피드백 신호 파형, 대기 모드용 RS 플립플롭(111)의 출력 신호 파형 및 트랜스(6)의 여자 전류 파형을 도시한다. 피드백 신호의 저하로 대기 모드용 RS 플립플롭(111)의 출력을 L레벨로 하고, 스위칭을 휴지하고 있는 양상을 알 수 있다.
도 8의 회로에 의하면, 대기 모드 동작시에 스위칭 기간과 스위칭 휴지 기간을 정하는 회로를 이용함으로써, 통상 모드 동작에 있어서의 경부하시의 출력 전압의 이상 상승을 방지할 수 있다.
본 발명에 의하면, 대기 모드시에 트랜스의 여자음을 저감한 기능, 기동시에 스위칭 디바이스에 흐르는 과전류를 방지하는 기능 외에, 대기 모드시에 상정 이상의 부하가 가하여져도 출력 전압의 저하를 방지하는 기능을 주는 것이 가능해진다.

Claims (8)

  1. 직류 전원에 트랜스의 1차 코일과 스위칭 디바이스와의 직렬 회로를 병렬 접속하고, 상기 스위칭 디바이스의 온오프에 의해 상기 트랜스의 2차 코일에 발생하는 전압을 정류하고 평활화함으로써, 안정한 직류 출력 전압을 얻는 스위칭 전원 장치의 제어 방식에 있어서,
    상기 직류 출력 전압과 기준 전압과의 오차를 증폭한 피드백 신호를 이용하여 상기 스위칭 디바이스의 온 기간을 조절함에 의해 출력 전압을 제어하고, 통상 부하의 상태에서는 연속적으로 스위칭 동작을 행하는 통상 모드로 동작하고, 경부하의 상태에서는 스위칭 기간과 스위칭 휴지 기간을 갖는 간헐 스위칭 동작을 행하는 대기 모드로 동작하고, 상기 트랜스의 여자 전류 피크 값을 제한하는 제 1의 설정치를 마련하고, 상기 대기 모드의 스위칭 기간의 처음에, 상기 제 1의 설정치가 상기 피드백 신호보다도 작은 경우에는, 제 1의 설정치를 우선하여 상기 여자 전류 피크 값의 지령치로 하고, 제 1의 설정치를, 피드백 신호가 상승을 시작하고 나서 정점에 도달할 때까지의 변화율에 비해 낮은 기울기로 상승시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 트랜스의 여자 전류 피크 값을 제한하는 제 2의 설정치를 마련하고, 상기 대기 모드의 스위칭 기간 끝에, 상기 제 2의 설정치가 상기 피드백 신호보다도 큰 경우에는 제 2의 설정치를 우선하여 상기 여자 전류 피크 값의 지령치로 하고, 제 2의 설정치를, 피드백 신호가 하강을 시작하고 나서 저점에 도달할 때까지의 변화율에 비해 낮은 기울기로 저하시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 스위칭 기간의 처음과 끝에, 각각 충전 또는 방전되는 콘덴서를 마련하고, 이 콘덴서의 충전시의 양단 전압을 상기 제 1의 설정치, 방전시의 양단 전압을 상기 제 2의 설정치로서 각각 이용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 콘덴서의 양단 전압과 상기 피드백 신호를 비교하는 콤퍼레이터를 마련하고, 상기 스위칭 기간에 있어서, 콘덴서의 양단 전압이 피드백 신호보다도 작은 경우에는 콘덴서를 충전하고, 콘덴서의 양단 전압이 피드백 신호보다도 큰 경우에는 콘덴서를 방전함에 의해, 콘덴서의 양단 전압을 피드백 신호에 추종시키고, 콘덴서의 양단 전압을 상기 여자 전류 피크 값의 지령치로서 이용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 제 1의 설정치를 기동시에는 상승시키고, 상기 여자 전류 피크 값의 지령치를 증가시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 통상 모드 동작과 상기 대기 모드 동작의 상호 전환시에는, 상기 제 1의 설정치를 상승 또는 하강시키고, 상기 여자 전류 피크 값의 지령치를 증가 또는 감소시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  7. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 피드백 신호의 저하를 검출하는 제 3의 설정치와, 상기 피드백 신호의 상승을 검출하는 제 4의 설정치를 마련함과 함께, 상기 제 4의 설정치는 상기 제 3의 설정치보다도 크게 하고, 피드백 신호가 제 3의 설정치를 하회(下廻)하고 나서 제 4의 설정치를 초과하기까지의 기간을 스위칭 휴지 기간으로 하고, 피드백 신호가 제 4의 설정치를 초과하고 나서 제 3의 설정치를 하회 하기까지의 기간을 스위칭 기간으로 하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 통상 모드 동작시에, 상기 제 4의 설정치를 상기 제 3의 설정치를 하회하지 않을 정도의 가까운 값까지 인하하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로의 제어 방식.
KR1020050076651A 2005-03-07 2005-08-22 스위칭 전원 회로의 제어 방식 KR100920278B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2005-00061893 2005-03-07
JP2005061893A JP4617931B2 (ja) 2005-03-07 2005-03-07 スイッチング電源回路の制御方式

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20060097534A KR20060097534A (ko) 2006-09-14
KR100920278B1 true KR100920278B1 (ko) 2009-10-08

Family

ID=36943952

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050076651A KR100920278B1 (ko) 2005-03-07 2005-08-22 스위칭 전원 회로의 제어 방식

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7242596B2 (ko)
JP (1) JP4617931B2 (ko)
KR (1) KR100920278B1 (ko)
CN (1) CN100583614C (ko)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101207333B (zh) * 2006-12-21 2010-05-19 辉芒微电子（深圳）有限公司 一种开关电源及其待命模式控制方法
US7911808B2 (en) * 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
JP2008245419A (ja) * 2007-03-27 2008-10-09 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 負荷検出回路およびスイッチング電源回路
US7869229B2 (en) * 2007-04-23 2011-01-11 Active-Semi, Inc. Compensating for cord resistance to maintain constant voltage at the end of a power converter cord
JP5353119B2 (ja) * 2008-08-26 2013-11-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
TWI393320B (zh) * 2009-06-16 2013-04-11 Mitsubishi Heavy Ind Ltd System stabilization devices, methods, and wind power generation systems
US9035626B2 (en) * 2010-08-18 2015-05-19 Volterra Semiconductor Corporation Switching circuits for extracting power from an electric power source and associated methods
US8804385B2 (en) * 2010-08-30 2014-08-12 Mosway Semiconductor Limited SMPS control IC with 4 terminals
JP6168746B2 (ja) * 2012-10-10 2017-07-26 キヤノン株式会社 スイッチング電源及びスイッチング電源を備えた画像形成装置
US9246392B2 (en) * 2013-03-13 2016-01-26 Power Integrations, Inc. Switched mode power converter controller with ramp time modulation
CN103457469B (zh) * 2013-08-16 2015-07-22 国家电网公司 防爆稳压电源
CN103633824B (zh) * 2013-10-10 2017-03-01 吴宗宪 一种开关电源控制方法及系统
CN105576973A (zh) * 2016-02-24 2016-05-11 台州谊聚机电有限公司 水泵系统的开关电源电路
DE102016103474B4 (de) * 2016-02-26 2021-07-22 Fujitsu Client Computing Limited Schaltnetzteil und elektronisches Gerät mit einem Schaltnetzteil
JP6915253B2 (ja) * 2016-09-30 2021-08-04 ヤマハ株式会社 制御装置、制御方法およびプログラム
CN106549574A (zh) * 2016-11-25 2017-03-29 沈阳新阳光机电科技有限公司 大功率dcdc变换器系统及其控制方法
JP6885163B2 (ja) * 2017-04-03 2021-06-09 コニカミノルタ株式会社 電源装置および画像形成装置
JP6437072B2 (ja) * 2017-09-27 2018-12-12 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002136125A (ja) 2000-10-30 2002-05-10 Shindengen Electric Mfg Co Ltd フライバック型スイッチング電源
JP2002171760A (ja) 2000-12-04 2002-06-14 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2004166446A (ja) 2002-11-15 2004-06-10 Rohm Co Ltd 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0626480B2 (ja) * 1987-04-15 1994-04-06 沖電気工業株式会社 スイツチングレギユレ−タ
US5453921A (en) * 1993-03-31 1995-09-26 Thomson Consumer Electronics, Inc. Feedback limited duty cycle switched mode power supply
US5852550A (en) * 1997-08-04 1998-12-22 Philips Electronics North America Corporation Switched-mode power supply circuit having a very low power stand-by mode
JP2000050626A (ja) 1998-07-30 2000-02-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置
DE69810625T2 (de) * 1998-10-07 2003-11-27 St Microelectronics Srl Leistungsübertragungssteueurung in Sperrwandler durch lastabhängige Austastmodulation
US6134123A (en) * 1999-12-06 2000-10-17 Sanken Electric Co., Ltd. Switch-mode DC power supply, monolithic IC and hybrid IC for the same
DE60020334T2 (de) * 1999-12-09 2006-01-26 Sanken Electric Co. Ltd., Niiza Gleichstrom-gleichstromwandler
JP2003299356A (ja) * 2002-04-01 2003-10-17 Nanao Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP4017432B2 (ja) * 2002-04-08 2007-12-05 松下電器産業株式会社 スイッチング電源制御用半導体装置
US7035119B2 (en) * 2002-08-30 2006-04-25 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power source device
JP4033806B2 (ja) * 2003-06-11 2008-01-16 松下電器産業株式会社 スイッチング電源制御用半導体装置
US6944034B1 (en) * 2003-06-30 2005-09-13 Iwatt Inc. System and method for input current shaping in a power converter
JP3948448B2 (ja) * 2003-10-09 2007-07-25 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP4064377B2 (ja) * 2004-07-20 2008-03-19 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002136125A (ja) 2000-10-30 2002-05-10 Shindengen Electric Mfg Co Ltd フライバック型スイッチング電源
JP2002171760A (ja) 2000-12-04 2002-06-14 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2004166446A (ja) 2002-11-15 2004-06-10 Rohm Co Ltd 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ

Also Published As

Publication number Publication date
US7242596B2 (en) 2007-07-10
KR20060097534A (ko) 2006-09-14
JP4617931B2 (ja) 2011-01-26
US20060198168A1 (en) 2006-09-07
JP2006246664A (ja) 2006-09-14
CN1832313A (zh) 2006-09-13
CN100583614C (zh) 2010-01-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100920278B1 (ko) 스위칭 전원 회로의 제어 방식
US7852640B2 (en) System and method for providing control for switch-mode power supply
US7609533B2 (en) Light-load efficiency improving method and apparatus for a flyback converter
US6429709B1 (en) Power converter circuit and method for controlling
US8049481B2 (en) Adaptive multi-mode digital control improving light-load efficiency in switching power converters
CN111614264B (zh) 开关电源及其改进
US7042178B2 (en) Motor driving apparatus
US8159846B2 (en) Switching control circuit, semiconductor device and switching power source apparatus
US7295450B2 (en) Primary-controlled SMPS with adjustable switching frequency for output voltage and current control
JP6597239B2 (ja) スイッチング電源装置
US20110255315A1 (en) Switching power supply device
US9407153B2 (en) Switching power supply system
JP2006034045A (ja) スイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置
KR101021993B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치
TWI656722B (zh) 高壓充電控制方法、電源控制器、以及電源供應器
JP6860118B2 (ja) 力率改善回路及び半導体装置
JP2006094690A (ja) パワースイッチング装置
US20110149612A1 (en) Control Method and Controller with constant output current control
JPH06351231A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2008099395A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2007143230A (ja) スイッチング電源回路の制御方式
US20220368236A1 (en) Circuit for controlling a switching mode power supply and the method thereof
JP2007274853A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP3871213B2 (ja) 同期整流スイッチング電源装置
JP2006094656A (ja) スイッチング電源

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120907

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130903

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140901

Year of fee payment: 6

LAPS Lapse due to unpaid annual fee