JP2002136125A - フライバック型スイッチング電源 - Google Patents
フライバック型スイッチング電源Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】連続発振、バーストモード切換えを行なう回路
において出力電圧リプル、間欠音を抑制しながら、スタ
ンバイ時の効率を改善したスイッチング電源装置を提供
する。 【解決手段】第一の動作モード（通常動作モード）で動
作中にスタンバイ切換え信号出力手段１１１へスタンバ
イ信号が入ると、第二の動作モード(スタンバイモード)
へ切換る。オン幅制御用コンパレータ１２０の出力はON
OFF用RSフリップフロップ１０２には出力されなくな
り、スタンバイモード電流制限用コンパレータ１０６が
ONOFF用RSフリップフロップ１１８に信号を出力しオフ
タイミングを決定するように切り替わる。又、ｄ端子電
圧が定電圧源１１６電圧以下になるとONOFF用RSフリッ
プフロップ１１８をRESET状態に維持し発振を停止し、
定電圧源１１４電圧以上になるとONOFF用RSフリップフ
ロップ１１８のRESETを解除し発振を開始する。この動
作の繰り返しでバーストモード動作を行なう。
において出力電圧リプル、間欠音を抑制しながら、スタ
ンバイ時の効率を改善したスイッチング電源装置を提供
する。 【解決手段】第一の動作モード（通常動作モード）で動
作中にスタンバイ切換え信号出力手段１１１へスタンバ
イ信号が入ると、第二の動作モード(スタンバイモード)
へ切換る。オン幅制御用コンパレータ１２０の出力はON
OFF用RSフリップフロップ１０２には出力されなくな
り、スタンバイモード電流制限用コンパレータ１０６が
ONOFF用RSフリップフロップ１１８に信号を出力しオフ
タイミングを決定するように切り替わる。又、ｄ端子電
圧が定電圧源１１６電圧以下になるとONOFF用RSフリッ
プフロップ１１８をRESET状態に維持し発振を停止し、
定電圧源１１４電圧以上になるとONOFF用RSフリップフ
ロップ１１８のRESETを解除し発振を開始する。この動
作の繰り返しでバーストモード動作を行なう。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は制御ＩＣを使用したスイ
ッチング電源に関するもので、特にフライバックコンバ
ータと呼ばれる直流変換器のスタンバイ時の効率を改善
する為に、連続発振、バーストモード切換えを行なう回
路に関するものである。
ッチング電源に関するもので、特にフライバックコンバ
ータと呼ばれる直流変換器のスタンバイ時の効率を改善
する為に、連続発振、バーストモード切換えを行なう回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８はこの種のフライバックコンバータ
の回路構成図であり、図中１は直流電源、２はMOSFET
（主スイッチング素子）、３は制御部、４は電流制限抵
抗、５は出力電圧検出＋信号帰還部、６はトランス（６
−ａは一次巻線、６−ｂは二次巻線、６−ｃは制御巻
線）、７は二次出力整流ダイオード、８は出力コンデン
サ、９は負荷である。図９の図中１０１は主スイッチン
グ素子ドライブ用バッファ、１１０はANDゲート、１１
１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１７はリスター
ト手段、１１８はONOFF用RSフリップフロップ、１１９
はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１２
０はオン幅制御用コンパレータ、１０８は定電流回路、
１０９は定電圧源、１２１はオン幅タイマ手段、１２５
は間欠発振周期決定手段（タイマ）である。
の回路構成図であり、図中１は直流電源、２はMOSFET
（主スイッチング素子）、３は制御部、４は電流制限抵
抗、５は出力電圧検出＋信号帰還部、６はトランス（６
−ａは一次巻線、６−ｂは二次巻線、６−ｃは制御巻
線）、７は二次出力整流ダイオード、８は出力コンデン
サ、９は負荷である。図９の図中１０１は主スイッチン
グ素子ドライブ用バッファ、１１０はANDゲート、１１
１はスタンバイ切換え信号出力手段、１１７はリスター
ト手段、１１８はONOFF用RSフリップフロップ、１１９
はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、１２
０はオン幅制御用コンパレータ、１０８は定電流回路、
１０９は定電圧源、１２１はオン幅タイマ手段、１２５
は間欠発振周期決定手段（タイマ）である。
【０００３】図９は図８回路に適用する制御部３のブロ
ック図で先ず通常の動作について図８とともに説明す
る。直流電源１がオンし制御部３が動作するとリスター
ト手段１１７からオントリガ信号が出力されONOFF用RS
フリップフロップ１１８をセットし、バッファ１０１を
通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給さ
れ主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素
子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流
れ、エネルギーをトランス６に蓄積する。主スイッチン
グ素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１
２１とのコンパレータ１２０による比較結果で決まるオ
ン時間経過後にOFFする。主スイッチング素子オン期間
にトランス６に蓄積されたエネルギーは主スイッチング
素子がオフの期間にトランス2次巻線６−ｂ、2次整流ダ
イオード７を通して負荷９へ電流が流れるとともに出力
コンデンサ８に充電される。
ック図で先ず通常の動作について図８とともに説明す
る。直流電源１がオンし制御部３が動作するとリスター
ト手段１１７からオントリガ信号が出力されONOFF用RS
フリップフロップ１１８をセットし、バッファ１０１を
通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧が供給さ
れ主スイッチング素子２がオンする。主スイッチング素
子２がオンするとトランス1次巻線６−ａに電流が流
れ、エネルギーをトランス６に蓄積する。主スイッチン
グ素子２は、制御部端子ｄの電圧とオン幅タイマ手段１
２１とのコンパレータ１２０による比較結果で決まるオ
ン時間経過後にOFFする。主スイッチング素子オン期間
にトランス６に蓄積されたエネルギーは主スイッチング
素子がオフの期間にトランス2次巻線６−ｂ、2次整流ダ
イオード７を通して負荷９へ電流が流れるとともに出力
コンデンサ８に充電される。
【０００４】これと同時に主スイッチング素子がオフし
ている期間には、制御巻線６−ｃにも電圧が発生してお
り、トランス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデ
ンサ８＋負荷９側へ放出されると、制御巻線６−ｃに発
生していた電圧は減少し始める。このマイナスエッジを
オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９で
検出して、ONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット
信号を送る。ONOFF用RSフリップフロップ１１８はバッ
ファ１０１を通して主スイッチング素子２にドライブ電
圧を供給し、主スイッチング素子２はONする。この動作
を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即
ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号
帰還部５で制御部端子ｄの電圧を制御し、主スイッチン
グ素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に
安定化している。
ている期間には、制御巻線６−ｃにも電圧が発生してお
り、トランス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデ
ンサ８＋負荷９側へ放出されると、制御巻線６−ｃに発
生していた電圧は減少し始める。このマイナスエッジを
オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１１９で
検出して、ONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット
信号を送る。ONOFF用RSフリップフロップ１１８はバッ
ファ１０１を通して主スイッチング素子２にドライブ電
圧を供給し、主スイッチング素子２はONする。この動作
を繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即
ち出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号
帰還部５で制御部端子ｄの電圧を制御し、主スイッチン
グ素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に
安定化している。
【０００５】次に間欠周期固定方式のバーストモード動
作は、スタンバイ信号が外部から入力され間欠発振周期
決定手段（タイマ）１２５が一定期間RESET信号をRSフ
リップフロップ１１８へ送る。ONOFF用RSフリップフロ
ップ１１８がRESETされている期間はリスタート手段１
１７、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１
１９がONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット信号
を送ってもセットされない。主スイッチング素子２への
ドライブ信号は間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５
がRESET信号をRSフリップフロップ１１８へ送っている
期間は出力されない。よって、主スイッチング素子はオ
ンせず発振停止している。間欠発振周期決定手段（タイ
マ）１２５がRESET信号出力を停止すると、リスタート
手段１１７又は、オントリガ検出+オンタイミング信号
出力手段１１９でONOFF用RSフリップフロップ１１８に
セット信号を送りONOFF用RSフリップフロップ１１８は
バッファ１０１を通してドライブ信号を主スイッチング
素子２へ供給する。主スイッチング素子２がONすると以
降は前記通常動作と同モードで出力電圧を制御し安定化
するように動作する。再度間欠発振周期決定手段（タイ
マ）１２５がRESET信号をONOFF用RSフリップフロップ１
１８へ出力すると発振停止する。この動作を繰り返すこ
とによりバースト動作を行なっている。
作は、スタンバイ信号が外部から入力され間欠発振周期
決定手段（タイマ）１２５が一定期間RESET信号をRSフ
リップフロップ１１８へ送る。ONOFF用RSフリップフロ
ップ１１８がRESETされている期間はリスタート手段１
１７、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段１
１９がONOFF用RSフリップフロップ１１８へセット信号
を送ってもセットされない。主スイッチング素子２への
ドライブ信号は間欠発振周期決定手段（タイマ）１２５
がRESET信号をRSフリップフロップ１１８へ送っている
期間は出力されない。よって、主スイッチング素子はオ
ンせず発振停止している。間欠発振周期決定手段（タイ
マ）１２５がRESET信号出力を停止すると、リスタート
手段１１７又は、オントリガ検出+オンタイミング信号
出力手段１１９でONOFF用RSフリップフロップ１１８に
セット信号を送りONOFF用RSフリップフロップ１１８は
バッファ１０１を通してドライブ信号を主スイッチング
素子２へ供給する。主スイッチング素子２がONすると以
降は前記通常動作と同モードで出力電圧を制御し安定化
するように動作する。再度間欠発振周期決定手段（タイ
マ）１２５がRESET信号をONOFF用RSフリップフロップ１
１８へ出力すると発振停止する。この動作を繰り返すこ
とによりバースト動作を行なっている。
【０００６】
【解決すべき課題】図８電源回路、図９制御部の組み合
わせの間欠周期固定方式バーストモード動作では、間欠
の周期をタイマで決定するので、間欠発振停止期間ｔと
出力コンデンサ容量Cと負荷電流ILで決まる数式１の出
力リプルが発生する。
わせの間欠周期固定方式バーストモード動作では、間欠
の周期をタイマで決定するので、間欠発振停止期間ｔと
出力コンデンサ容量Cと負荷電流ILで決まる数式１の出
力リプルが発生する。
【数１】 よって出力リプルの大きいバーストモードとなってしま
うという欠点がでてしまう。又、バーストモード特有の
問題点である間欠音の問題もでてくる。
うという欠点がでてしまう。又、バーストモード特有の
問題点である間欠音の問題もでてくる。
【０００７】
【課題を解決するための本発明の手段】上記課題を解決
するため請求項１の発明は一次巻線、二次巻線を有する
トランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイ
ッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回
路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流
回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差
信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制
御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、
前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手
段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに
蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に
前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライ
バック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差
帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン
期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差
帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の
設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオン
を禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に
上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体ス
イッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電
圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値
を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有
し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切
換える機能を有することを特徴とするスイッチング電
源。この構成にすることにより、通常動作モード、スタ
ンバイモードそれぞれに最適な動作モードを切換えるこ
とによりスタンバイ時の間欠うなり音の低減、出力リプ
ルの低減、及びメイン電源とスタンバイ専用電源の機能をワ
ンコンバータで実現することによりコストの低減効果も期待
できる。
するため請求項１の発明は一次巻線、二次巻線を有する
トランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイ
ッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回
路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流
回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差
信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制
御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、
前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手
段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに
蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に
前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライ
バック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差
帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン
期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差
帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の
設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオン
を禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に
上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体ス
イッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電
圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値
を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有
し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切
換える機能を有することを特徴とするスイッチング電
源。この構成にすることにより、通常動作モード、スタ
ンバイモードそれぞれに最適な動作モードを切換えるこ
とによりスタンバイ時の間欠うなり音の低減、出力リプ
ルの低減、及びメイン電源とスタンバイ専用電源の機能をワ
ンコンバータで実現することによりコストの低減効果も期待
できる。
【０００８】
【実施の態様】図１は本発明を適用するフライバックコ
ンバータの回路構成図で図８と相違する点は電流検出抵
抗１０が追加された点にある。図２は図１に適用する本
発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中１０
１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１１７は
リスタート手段、１１８はONOFF用RSフリップフロッ
プ、１１９はオントリガ検出+オンタイミング信号出力
手段、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１０５はI
NVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用コンパ
レータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回路、１０
９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号出力手
段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、１１３
はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１１４は
定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用コンパ
レータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御用コン
パレータ、１２１はオン幅タイマ手段である。
ンバータの回路構成図で図８と相違する点は電流検出抵
抗１０が追加された点にある。図２は図１に適用する本
発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中１０
１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１１７は
リスタート手段、１１８はONOFF用RSフリップフロッ
プ、１１９はオントリガ検出+オンタイミング信号出力
手段、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１０５はI
NVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用コンパ
レータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回路、１０
９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号出力手
段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、１１３
はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１１４は
定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用コンパ
レータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御用コン
パレータ、１２１はオン幅タイマ手段である。
【０００９】第一の動作モード（通常動作モード）はオ
ン幅制御の周波数変調型フライバック電源であり、前述
従来の技術の動作モードと同様である。第一の動作モー
ド（通常動作モード）で動作中にスタンバイ切換え信号
出力手段１１１へスタンバイ信号が入ると、第二の動作
モード(スタンバイモード)へ切換る。オン幅制御用コン
パレータ１２０の出力はONOFF用RSフリップフロップ１
０２には出力されなくなり、スタンバイモード電流制限
用コンパレータ１０６がONOFF用RSフリップフロップ１
１８に信号を出力しオフタイミングを決定するように切
り替わる。又、ｄ端子電圧が定電圧源１１６電圧以下に
なるとONOFF用RSフリップフロップ１１８をRESET状態に
維持し発振を停止し、定電圧源１１４電圧以上になると
ONOFF用RSフリップフロップ１１８のRESETを解除し発振
を開始する。この動作の繰り返しでバーストモード動作
を行なう。
ン幅制御の周波数変調型フライバック電源であり、前述
従来の技術の動作モードと同様である。第一の動作モー
ド（通常動作モード）で動作中にスタンバイ切換え信号
出力手段１１１へスタンバイ信号が入ると、第二の動作
モード(スタンバイモード)へ切換る。オン幅制御用コン
パレータ１２０の出力はONOFF用RSフリップフロップ１
０２には出力されなくなり、スタンバイモード電流制限
用コンパレータ１０６がONOFF用RSフリップフロップ１
１８に信号を出力しオフタイミングを決定するように切
り替わる。又、ｄ端子電圧が定電圧源１１６電圧以下に
なるとONOFF用RSフリップフロップ１１８をRESET状態に
維持し発振を停止し、定電圧源１１４電圧以上になると
ONOFF用RSフリップフロップ１１８のRESETを解除し発振
を開始する。この動作の繰り返しでバーストモード動作
を行なう。
【００１０】スタンバイモード動作中は発振・停止制御
となるので確実に間欠動作となり、間欠動作中の主スイ
ッチング素子のピーク電流はスタンバイモード電流制限
用コンパレータ１０６で制限されるので、間欠音も大幅
に軽減される。又、通常動作モードと同じ出力電圧誤差
帰還信号を使いバーストモード動作中も常に出力電圧制
御しながら間欠動作を行なうので、出力電圧リプルも小
さい値に抑えられる。尚、図３はこのスタンバイ動作モ
ードの動作波形であり、図中VF/Bは制御端子ｄの電圧、
VGSは主スイッチング素子２のゲート・ソース間電圧、
１１２RS-FFOUTはスタンバイ用フリップフロップ１１２
の出力である。図３波形はVF/Bが任意の設定電圧以上で
１１２RS-FFOUTは論理LOWとなりVGSが主スイッチング素
子２に供給され発振する。又、VF/Bが任意の設定電圧以
下で112RS-FFOUTは論理HIGHとなりVGSが出力されず発振
停止しているところを示している。
となるので確実に間欠動作となり、間欠動作中の主スイ
ッチング素子のピーク電流はスタンバイモード電流制限
用コンパレータ１０６で制限されるので、間欠音も大幅
に軽減される。又、通常動作モードと同じ出力電圧誤差
帰還信号を使いバーストモード動作中も常に出力電圧制
御しながら間欠動作を行なうので、出力電圧リプルも小
さい値に抑えられる。尚、図３はこのスタンバイ動作モ
ードの動作波形であり、図中VF/Bは制御端子ｄの電圧、
VGSは主スイッチング素子２のゲート・ソース間電圧、
１１２RS-FFOUTはスタンバイ用フリップフロップ１１２
の出力である。図３波形はVF/Bが任意の設定電圧以上で
１１２RS-FFOUTは論理LOWとなりVGSが主スイッチング素
子２に供給され発振する。又、VF/Bが任意の設定電圧以
下で112RS-FFOUTは論理HIGHとなりVGSが出力されず発振
停止しているところを示している。
【００１１】図４は制御部の他の実施例を示すブロック
図で図2制御部と異なる点はオン幅制御用コンパレータ
１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し、電流制御
用コンパレータ１２２を設けたところにある。この第二
実施例は、第一実施例の第一の動作モード（通常動作モ
ード）がオン幅制御ではなく電流制御型の電源例を示し
ている。その他の動作は第一実施例と同様である。
図で図2制御部と異なる点はオン幅制御用コンパレータ
１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し、電流制御
用コンパレータ１２２を設けたところにある。この第二
実施例は、第一実施例の第一の動作モード（通常動作モ
ード）がオン幅制御ではなく電流制御型の電源例を示し
ている。その他の動作は第一実施例と同様である。
【００１２】図５はフライバックコンバータの他の回路
構成図で図１と相違する点はトランス６の制御巻線６−
ｃ、電流制限抵抗４を削除した点にある。図６は図５に
適用する制御部３の一実施例を示すブロック図で図中１
０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２
はORゲート、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１
０５はINVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用
コンパレータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回
路、１０９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号
出力手段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、
１１３はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１
１４は定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用
コンパレータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御
用コンパレータ、１２１はオン幅タイマ手段、１２３は
ONOFF用RSフリップフロップ、１２４は発振周波数決定
用クロックである。
構成図で図１と相違する点はトランス６の制御巻線６−
ｃ、電流制限抵抗４を削除した点にある。図６は図５に
適用する制御部３の一実施例を示すブロック図で図中１
０１は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、１０２
はORゲート、１０３、１０４、１１０はANDゲート、１
０５はINVERTER、１０６はスタンバイモード電流制限用
コンパレータ、１０７は定電圧源、１０８は定電流回
路、１０９は定電圧源、１１１はスタンバイ切換え信号
出力手段、１１２はスタンバイ用RSフリップフロップ、
１１３はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、１
１４は定電圧源、１１５はスタンバイモード発振停止用
コンパレータ、１１６は定電圧源、１２０はオン幅制御
用コンパレータ、１２１はオン幅タイマ手段、１２３は
ONOFF用RSフリップフロップ、１２４は発振周波数決定
用クロックである。
【００１３】図５と図６の組み合わせの電源回路を例と
してPWM方式フライバック電源の通常動作モードを説明
する。直流電源１がオンし制御部３が動作すると発振周
波数決定用クロック１２４がオンオフ用RSフリップ１２
３をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチン
グ素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子
２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトラ
ンス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーーをトラン
ス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子
ｄの電圧とオン幅タイマ手段１２１とのオン幅制御用コ
ンパレータ１２０による比較結果で決まるオン時間経過
後にオフする。主スイッチング素子がオン期間中にトラ
ンス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ８に
充電される。再び発振周波数決定用クロック１２４がON
OFF用RSフリップフロップ１２３をセットし、バッファ
１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧
が供給され主スイッチング素子がオンする。この動作を
繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち
出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰
還部５で制御端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素
子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定
化している。
してPWM方式フライバック電源の通常動作モードを説明
する。直流電源１がオンし制御部３が動作すると発振周
波数決定用クロック１２４がオンオフ用RSフリップ１２
３をセットし、バッファ１０１を通して、主スイッチン
グ素子２にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子
２がオンする。主スイッチング素子２がオンするとトラ
ンス1次巻線６−ａに電流が流れ、エネルギーーをトラン
ス６に蓄積する。主スイッチング素子２は、制御部端子
ｄの電圧とオン幅タイマ手段１２１とのオン幅制御用コ
ンパレータ１２０による比較結果で決まるオン時間経過
後にオフする。主スイッチング素子がオン期間中にトラ
ンス６に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ８に
充電される。再び発振周波数決定用クロック１２４がON
OFF用RSフリップフロップ１２３をセットし、バッファ
１０１を通して、主スイッチング素子２にドライブ電圧
が供給され主スイッチング素子がオンする。この動作を
繰り返し、出力コンデンサ８、負荷９の両端電圧（即ち
出力電圧）が設定値に達すると、出力電圧検出＋信号帰
還部５で制御端子ｄの電圧を制御し、主スイッチング素
子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定
化している。
【００１４】第三実施例は第一実施例の周波数変調方式
をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その
他の動作は第一実施例と同様である。
をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その
他の動作は第一実施例と同様である。
【００１５】図７は制御部の他の実施例を示すブロック
図で、図６制御部と異なる点は、オン幅制御用コンパレ
ータ１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し電流制
御用コンパレータ１２２を設けたところにある。この第
四実施例は第二実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置
き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第二
実施例と同様である。
図で、図６制御部と異なる点は、オン幅制御用コンパレ
ータ１２０及びオン幅タイマ手段１２１を省略し電流制
御用コンパレータ１２２を設けたところにある。この第
四実施例は第二実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置
き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第二
実施例と同様である。
【００１６】
【発明の効果】本発明の動作モード切換え機能を有する
フライバック型スイッチング電源では、スタンバイ時の
電力損失を低減できるバーストモードのメリットを生か
しつつ、バーストモードの欠点である間欠時の音なり、
出力電圧リプルを大幅に低減することが可能となった。
フライバック型スイッチング電源では、スタンバイ時の
電力損失を低減できるバーストモードのメリットを生か
しつつ、バーストモードの欠点である間欠時の音なり、
出力電圧リプルを大幅に低減することが可能となった。
【図１】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路
例１
例１
【図２】本発明の電流臨界方式フライバック電源（オン
幅制御型）制御部ブロック図
幅制御型）制御部ブロック図
【図３】第二の動作モード（スタンバイ動作モード）の
動作波形
動作波形
【図４】本発明の電流臨界方式フライバック電源（電流
制御型）制御部ブロック図
制御型）制御部ブロック図
【図５】他励制御PWM方式フライバック電源の回路例
【図６】本発明のPWM方式フライバック電源（オン幅制
御型）制御部ブロック図
御型）制御部ブロック図
【図７】本発明のPWM方式フライバック電源（電流制御
型）制御部ブロック図
型）制御部ブロック図
【図８】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路
例２
例２
【図９】公知の間欠周期固定方式のバーストモード制御
部ブロック図
部ブロック図
１：直流電源 ２：MOSFET（主スイッチング素子） ３：制御部 ４：電流制限抵抗 ５：出力電圧検出+信号帰還部 ６：トランス ６−ａ：一次巻線 ６−ｂ：二次巻線 ６−ｃ：制御巻線 ７：二次整流ダイオード ８：出力コンデンサ ９：負荷 １０：電流検出抵抗 １０１：主スイッチング素子ドライブ用バッファ １０２：ORゲート １０３、１０４、１１０：ANDゲート １０５：INVERTER １０６：スタンバイモード電流制限用コンパレータ １０７、１０９、１１４、１１６：定電圧源 １０８：定電流回路 １１０：ANDゲート １１１：スタンバイ切換え信号出力手段 １１２：スタンバイ用RSフリップフロップ １１３：スタンバイモード発振開始用コンパレータ １１５：スタンバイモード発振停止用コンパレータ １１７：リスタート手段 １１８：ONOFF用RSフリップフロップ １１９：オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段 １２０：オン幅制御用コンパレータ １２１：オン幅タイマ手段 １２２：電流制御用コンパレータ １２３：ONOFF用RSフリップフロップ １２４：発振周波数決定用クロック １２５：間欠発振周期決定手段（タイマ）
Claims (5)
- 【請求項1】一次巻線、二次巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記
半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二
次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整
流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成す
る手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力
電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧
誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段を備え前記
半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエ
ネルギーーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻
線より整流回路に放出するようにしたフライバック型ス
イッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に
対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整
する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が
第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レ
ベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する
状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第
一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオ
ンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能
を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に
制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第
一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能
を有することを特徴とするフライバック型スイッチング
電源。 - 【請求項2】第一の動作モードと第二の動作モードを外
部信号により切換える機能を有する請求項1に記載のフ
ライバック型スイッチング電源。 - 【請求項3】トランスに制御巻線を有し、前記制御巻線
に発生する電圧を検出する手段を有し、前記制御回路は
前記二次巻線の放出エネルギーーがゼロになるタイミン
グを検出するタイミング検出手段を有し、前記第一の動
作状態において、前記半導体スイッチがオフ期間中に前
記制御巻線の電圧が設定電圧以上にならないときに前記
第一の動作モードから第二の動作モードに切換える機能
を有し、前記第二の動作状態において前記半導体スイッ
チがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上に
なると第二の動作モードから第一の動作モードに切換る
機能を有する請求項2に記載のフライバック型スイッチ
ング電源。 - 【請求項4】第一の動作モードで動作中に前記半導体ス
イッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設
定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前記第
二の動作モードで動作中に前記出力電圧誤差帰還信号が
設定電圧値以上になると第一の動作モードに切換る機能
を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバッ
ク型スイッチング電源。 - 【請求項5】第一の動作モードで動作中に前記半導体ス
イッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設
定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前期第
二の動作モードで動作中に連続発振期間が設定時間以上
になると第一の動作モードに切換る機能を有することを
特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチン
グ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000329747A JP3822787B2 (ja) | 2000-10-30 | 2000-10-30 | フライバック型スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000329747A JP3822787B2 (ja) | 2000-10-30 | 2000-10-30 | フライバック型スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002136125A true JP2002136125A (ja) | 2002-05-10 |
| JP3822787B2 JP3822787B2 (ja) | 2006-09-20 |
Family
ID=18806371
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000329747A Expired - Lifetime JP3822787B2 (ja) | 2000-10-30 | 2000-10-30 | フライバック型スイッチング電源 |
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| JP (1) | JP3822787B2 (ja) |
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-
2000
- 2000-10-30 JP JP2000329747A patent/JP3822787B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| CN117175952B (zh) * | 2023-11-01 | 2024-01-30 | 艾科微电子(深圳)有限公司 | 电源控制器、开关式电源供应器及控制方法 |
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