CN1726631A - 开关电源装置及开关电源装置控制方法 - Google Patents

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Abstract

通过NMOS(22)的导通和截止，直流电压E0被充入到电容器(24)中，将DC/DC变换电路(30)向负载L供给的直流输出电压V0充入到电容器(34)中。负载状态检测电路(40)判别负载L是轻负载状态还是非轻负载状态，输出信号(S40)作为判别信号。当负载状态检测电路(40)输出“L”的信号作为表示是轻负载状态的信号时，期间设定电路(41)在经过了预先设定的时间后，输出“L”的信号。PFC导通截止切换电路(42)被供给“L”的信号(S41)，将“L”的控制信号(S25)输出到功率因数改善电路(20)。因此，在负载L成为轻负载状态时，在经过了预先设定的时间时，功率因数改善电路(20)停止工作。

Description

开关电源装置及开关电源装置控制方法
技术领域
本发明涉及搭载了功率因数改善电路的开关电源装置。
背景技术
图11是表示现有的开关电源装置的电路图。
在该开关电源装置中，具有设在与交流电源1相连的全波整流电路2的输出端的功率因数改善电路(Power Factor Improvement Circuit)、和设在功率因数改善电路的输出端的DC/DC变换电路。由于开关电源装置包括功率因数改善电路，所以能够减小DC/DC变换电路的输入电解电容器的电容。
功率因数改善电路包括线圈3、N沟道型MOSFET(以下称为NMOS)4、二极管5、电容器6、以及PFC部控制电路7。
在功率因数改善电路中，NMOS 4根据PFC部控制电路7输出的控制信号来导通和截止，在线圈3中重复流过开关电流。开关电流与全波整流电路2产生的脉动电压的瞬时值成正比。通过流过开关电流，在线圈3中积蓄能量，该能量经二极管5成为直流电压之后充入电容器6。
DC/DC变换电路包括变压器8、NMOS 9、二极管10、电容器11、DC/DC部控制电路12、以及输出电压检测电路13。
DC/DC部控制电路12是控制NMOS 9的导通和截止的电路，DC/DC部控制电路12的输出端子与NMOS 9的栅极相连。输出电压检测电路13是检测电容器11的充电电压并提供给DC/DC部控制电路12的电路。
在该开关电源装置中，还设有负载状态检测电路14和PFC导通截止切换电路15。负载状态检测电路14被连接在DC/DC部控制电路12上。在负载状态检测电路14和功率因数改善电路的PFC部控制电路7之间配备了PFC导通截止切换电路15。PFC导通截止切换电路15用于使PFC部控制电路7起动或停止。
在该开关电源装置中，NMOS 4根据PFC部控制电路7产生的控制信号来导通和截止。在NMOS 4导通时，在线圈3中流过开关电流而积蓄能量。在NMOS 4截止的期间，该能量经二极管5供给到电容器6，对电容器6进行充电。对电容器6以比交流电源1产生的交流电压更高的电压E0进行充电。
另一方面，NMOS 9根据DC/DC部控制电路12向NMOS 9的栅极提供的控制信号来导通和截止。在NMOS 9导通时，从电容器6向变压器8的初级线圈8a流过开关电流而积蓄能量。在NMOS 9截止时，该能量经二极管10充入到电容器11中。在电容器11中，充入了用于向负载16提供的直流电压V0。
输出电压检测电路13检测直流电压V0的电平，将表示直流电压V0的电平的电压信号供给DC/DC部控制电路12。DC/DC部控制电路12根据从输出电压检测电路13提供的电压信号，来产生用于设定使NMOS 9导通和截止的定时的控制信号。NMOS 9根据该控制信号来导通和截止。负载状态检测电路14根据该控制信号的占空比，来输出表示负载16的负载状态是轻负载还是重负载的检测结果。
在检测结果表示是重负载时，PFC导通截止切换电路15使PFC部控制电路7产生控制信号来使开关工作继续，将其结果所得的能量充入到电容器6中。
相反，在检测结果表示是轻负载时，PFC导通截止切换电路15使来自PFC部控制电路7的控制信号固定在低电平(“L”)，使开关工作停止。由此，开关电流产生的能量停止充入到电容器6中。如果功率因数改善电路停止工作，则功耗相应降低。在此状态下，只有DC/DC变换电路工作。
这样，在现有的搭载了功率因数改善电路的开关电源装置中，有根据负载的状态使功率因数改善电路停止工作的装置(例如参照(日本)特开平8-111975号公报)。
如前所述，在现有的开关电源装置中，在负载16轻的情况下功率因数改善电路停止工作，所以能够降低功耗。但是，从功率因数改善电路开始起动，到功率因数改善电路的输出电压达到预定电压，需要一定的起动时间，所以如果轻负载和重负载交替重复，则产生问题。参照图12来说明其内容。
图12是用于说明现有的开关电源装置的课题的时序图。
在负载16的功耗多、负载16重时，负载16中流过的负载电流I0增加，在负载16的功耗少、负载16轻时，负载16中流过的负载电流I0减少，电容器11的充电电压V0将会变动。DC/DC部控制电路12产生使得输出电压检测电路13检测出的电压恒定的控制信号，设定NMOS 9导通和截止的定时。
这里，如果例如在时刻t1负载16低于预定值，则控制信号的占空比变化。负载状态检测电路14根据该占空比来检测负载16的状态，在负载16轻的期间内，产生例如低电平(以下称为“L”)的信号S14。在产生“L”的信号S14的期间内，由PFC导通截止切换电路15将从PFC部控制电路7向NMOS 4提供的控制信号固定在“L”，功率因数改善电路停止。即，NMOS 4停止开关。
由于功率因数改善电路停止，所以电容器6的充电电压E0降低。如果功率因数改善电路仍旧停止，则电容器6的充电电压E0大致为全波整流电路2产生的脉动电压的有效值E1。
即使在时刻t2负载16再次变重、功率因数改善电路开始工作，到功率因数改善电路的输出电压达到预定电压，也需要一定的起动时间。在此期间，开关电源装置的负载重，所以从时刻t2起电容器6的充电电压E0急剧下降。充电电压E0从其后的时刻t3起缓慢上升。
在电容器6的充电电压E0完全上升之前，如果负载16在时刻t4再次变轻，则功率因数改善电路再次停止工作，电容器6的充电电压E0从此时的电压起开始下降。
如上所述，如果负载16变轻的状态和变重的状态交替出现，则产生电容器6的充电电压E0大幅度跌落的期间t12～t13、t15～t16、t17～t18。假设电压值E2[V]为用于保持DC/DC变换电路输出的电压V0恒定的最低限度需要的电压，则在期间t12～t13、t15～t16、t17～t18中，电容器6的充电电压E0低于该充电电压值E2[V]，DC/DC变换电路的输出电压降低(デイップ)。
发明内容
本发明的目的在于提供一种开关电源装置及开关电源装置控制方法，即使负载变动，也能够维持输出电压。
为了实现上述目的，本发明第1观点的电源装置的特征在于，包括：
充电部(20，50)，被起动后对充电元件(24、54)进行充电；
直流电压生成部(30，60)，根据上述充电元件(24，54)的第1直流电压来生成第2直流电压，将生成的第2直流电压施加到负载(L)上；以及
工作控制部(40，41，42，70，71，72，80，90，100)，起动上述充电部(20，50)，并且判别上述直流电压生成部(30，60)施加上述第2直流电压的上述负载(L)的状态是否为轻负载状态，当判别为上述负载(L)成为轻负载状态时，在判别为上述负载(L)成为轻负载状态之后经过了预先设定的时间时，使上述充电部(20，50)停止向上述充电元件(24，54)充电的工作。
本发明第2观点的电源装置控制方法，控制电源装置，该电源装置包括：
充电部(20，50)，被起动后对充电元件(24、54)进行充电；以及
直流电压生成部(30，60)，根据上述充电元件(24，54)的第1直流电压来生成第2直流电压，将生成的第2直流电压施加到负载(L)上；
其特征在于，包括下述步骤：
判别上述负载(L)是否为轻负载状态的步骤；以及
当判别为上述负载(L)成为轻负载状态后，在经过了上述预先设定的时间时，使上述充电部(20，50)停止工作。
附图说明
图1是表示本发明第1实施方式的开关电源装置的结构图。
图2是表示图1中的DC/DC部控制电路、输出电压检测电路及负载状态检测电路的电路图。
图3是表示图1中的期间设定电路的电路图。
图4是表示图1中的PFC导通截止切换电路的电路图。
图5是用于说明图1的DC/DC变换电路30的输出电压的状态的时序图。
图6是表示本发明第2实施方式的开关电源装置的结构图。
图7是表示期间设定电路的变形例的电路图。
图8是表示负载状态检测电路的变形例的电路图。
图9是表示PFC导通截止切换电路的变形例的电路图。
图10是表示PFC导通截止切换电路的另一变形例的电路图。
图11是表示现有的开关电源装置的结构图。
图12是表示用于说明现有的开关电源装置的课题的时序图。
具体实施方式
(第1实施方式)
本发明第1实施方式的开关电源装置如图1所示，包括功率因数改善电路20、DC/DC变换电路30、负载状态检测电路40、期间设定电路41、以及PFC导通截止切换电路42，向负载L供给直流电压V0。
全波整流电路2对交流电源1产生的交流电压进行整流并向功率因数改善电路20施加脉动电压。
功率因数改善电路20被连接在全波整流电路2的输出端，是通过将开关电流控制成追从脉动电压来改善功率因数的电路。功率因数改善电路20是非绝缘型的，包括线圈21、NMOS 22、二极管23、电容器24、以及PFC部控制电路25。
线圈21的一端被连接在全波整流电路2的正极上，线圈21的另一端被连接在开关元件——NMOS 22的漏极和二极管23的阳极上。NMOS22的源极被连接在全波整流电路2的负极上。二极管23的阴极被连接在作为充电元件的电容器24的一个电极上，电容器24的另一个电极被连接在全波整流电路2的负极上。
PFC部控制电路25是用于向NMOS 22供给控制信号S25、来控制整个功率因数改善电路20的电路，如图4所示，包括定时控制电路25a。定时控制电路25a是生成向NMOS 22供给的控制信号S25的电路，其输出端子如图1所示，被连接在NMOS 22的栅极上。电容器24的充电电压E0成为功率因数改善电路20的输出电压。
NMOS 22在从PFC部控制电路25输出的控制信号S25的电平成为高电平(以下称为“H”)后导通，在控制信号S25的电平成为低电平(以下称为“L”)后截止。NMOS 22导通和截止后，功率因数改善电路20开始工作，对电容器24进行充电。
电容器24是DC/DC变换电路30的输入电解电容器，是由功率因数改善电路20充电的充电元件。在功率因数改善电路20停止工作的情况下，电容器24的充电电压E0被充到全波整流电路2施加的脉动电压的峰值附近。电容器24的充电电压E0大致成为脉动电压的有效值。
功率因数改善电路20工作后经过了起动时间后，用比交流电源1产生的交流电压更高的电压对电容器24进行充电。设此时的电容器24的充电电压E0为电压E1。
DC/DC变换电路30是用于对功率因数改善电路20的输出电压E0进行电压变换、将该电压施加到负载L上的电路。DC/DC变换电路30通过PWM (Pulse Width Modulation，脉宽调制)控制来稳定向负载L供给的电压。DC/DC变换电路30包括变压器31、NMOS 32、二极管33、电容器34、DC/DC部控制电路35、以及输出电压检测电路36。
变压器31具有相互电磁耦合的初级线圈31a和次级线圈31b，初级线圈31a的一端被连接在功率因数改善电路20的二极管23的阴极和电容器24的一个电极的连接点上。
在变压器31的初级线圈31a的另一端上，连接着NMOS 32的漏极。NMOS 32的源极被接地在电容器24的另一个电极上。
在变压器31的次级线圈31b的一端上，连接着二极管33的阳极。二极管33的阴极被连接在电容器34的一个电极上。电容器34的另一个电极与次级线圈31b的另一端一起接地。
变压器31的初级线圈31a和次级线圈31b之间的匝数比被设定成：即使电容器24的充电电压E0成为工作所需的最低电压，也能够维持DC/DC变换电路30向负载L施加的输出电压。
该电容器24的充电电压E0的最低电压由交流电源1的交流电压的最低输入电压、负载L的负载状态、电容器24的电容值、余量(マ一ジン)等来决定。设该最低电压为E2。
NMOS 32是由N沟道型MOSFET组成的开关元件，NMOS 32的栅极与DC/DC部控制电路35的输出端子相连。
DC/DC部控制电路35是用于对DC/DC变换电路30进行PWM控制的电路，如图2所示，包括控制信号产生部35a。控制信号产生部35a用于根据从输出电压检测电路36输出的信号的电平来设定占空比(dutyratio)，生成设定了该占空比的控制信号S35。占空比是以1个周期为总期间时的、“H”期间与总期间之比。DC/DC部控制电路35将控制信号产生部35a生成的控制信号S35供给到NMOS 32。NMOS 32在DC/DC部控制电路35输出的控制信号S35成为“H”后导通，在控制信号S35成为“L”后截止。
二极管33用于对次级线圈31b产生的电压进行整流。电容器34用于对从二极管33输出的整流电压进行平滑来生成直流电压V0。该直流电压V0是DC/DC变换电路30的输出电压，并且成为开关电源装置的输出电压。在电容器34的一个电极和二极管33的阴极的连接点上，连接着输出电压检测电路36。
输出电压检测电路36例如如图2所示，由串联连接的电阻36a、36b构成。电阻36a的一端被连接在电容器34的一个电极和二极管33的阴极的连接点上，电阻36b的一端接地。电阻36a及电阻36b的连接点成为输出电压检测电路36的输出端子。输出电压检测电路36将由电阻36a和电阻36b分压出的直流电压V0的分压信号输出到DC/DC部控制电路35。
负载状态检测电路40、期间设定电路41、以及PFC导通截止切换电路42用于判别负载L的状态是否为轻负载状态，如果判别为上述负载L成为轻负载状态，则在上述负载L成为轻负载状态后经过了预先设定的时间时，使功率因数改善电路20停止向电容器24充电的工作。
负载状态检测电路40是根据控制信号S35的占空比来检测负载L的负载状态、输出表示负载L是否为轻负载状态的判别信号的电路。
负载状态检测电路40如图2所示，被连接在DC/DC部控制电路35的输出端子上，取得由DC/DC部控制电路35的控制信号产生部35a生成的控制信号S35。
负载状态检测电路40包括串联的电阻40a及电阻40b、电容器40c、比较器40d、以及基准电源40e。电阻40a的一端被连接在DC/DC部控制电路35的输出端子上，电阻40b的另一端接地。电阻40a和电阻40b的连接点被连接在电容器40c的一个电极和比较器40d的输入端子(+)上。电容器40c的另一个电极接地。
在比较器40d的另一个输入端子(-)上，连接着基准电源40e。该基准电源40e的基准电压是为了判别负载L是轻负载状态还是非轻负载状态而预先设定的电压。
比较器40d从输出端子输出表示供给到输入端子(+)的电压和供给到输入端子(-)的基准电源40e的电压的比较结果的信号S40。
如果负载L的负载电流小，则控制信号S35的占空比变小，供给到输入端子(+)的电压变低。如果供给到输入端子(+)的电压低于基准电源40e的电压，则比较器40d从输出端子输出“L”的信号S40。比较器40d的输出端子成为负载状态检测电路40的输出端子，负载状态检测电路40将该“L”的信号S40作为表示成为轻负载状态的判别信号，输出到期间设定电路41。
另一方面，如果负载L的消耗电流增大，则控制信号S35的占空比增大。因此，供给到比较器40d的输入端子(+)的电压上升。供给到输入端子(+)的电压达到大于等于基准电源40e的电压后，比较器40d从输出端子输出“H”的信号S40。负载状态检测电路40将该“H”的信号S40作为表示成为非轻负载状态的判别信号，输出到期间设定电路41。
期间设定电路41是在从负载状态检测电路40输出了“L”的信号S40作为表示负载L成为轻负载状态的判别信号时，设定定时并输出表示成为轻负载状态的“L”的信号S41的电路。
期间设定电路41如图3所示，包括NMOS 41a、电容器41b、恒流源41c、以及施密特触发电路41d。
NMOS 41a是用于导通后使电容器41b放电的N沟道型MOSFET，向其栅极供给来自负载状态检测电路40的信号S40。NMOS 41a的源极接地。NMOS 41a在从负载状态检测电路40向其栅极供给了“H”的信号S40后导通，在供给了“L”的信号S40后截止。
电容器41b用于设定向施密特触发电路41d供给的信号的电平，NMOS 41a的漏极被连接在电容器41b的一个电极上。电容器41b的另一个电极接地。
恒流源41c用于对电容器41b进行充电，被连接在电容器41b的一个电极和NMOS 41a的源极的连接点上。
施密特触发电路41d的输入端子被连接在电容器41b的一个电极上。施密特触发电路41d比较电容器41b的一个电极的电压Vc和预先设定的阈值，根据比较结果来输出输出信号S41。施密特触发电路41d具有2个阈值Vth1、Vth2。阈值Vth1是用于在电压Vc从低处上升时进行比较的阈值。阈值Vth2是用于在电压Vc从高处下降时进行比较的阈值。当信号S40的电平从“H”转移到“L”，电压Vc从低处超过阈值Vth1时，则带“非”门(インバ一タ)的施密特触发电路41d输出“L”的信号S41。当信号S40的电平从“L”转移到“H”，电压Vc从高处超过阈值Vth2时，施密特触发电路41d输出“H”的信号S41。
阈值Vth1被设定成比阈值Vth2高(Vth1＞Vth2)。通过这样设定2个阈值Vth1、Vth2，施密特触发电路41d在输入的电压Vc和输出的信号S41的信号电平之间具有迟滞，不受噪声等的影响而稳定地工作。
其中，电容器41b的电容值和恒流源41c的电流供给能力被设定成：使得从NMOS 41a截止开始到电容器41b的一个电极的电压超过阈值Vth1为止的时间T成为预先设定的时间。
时间T根据从功率因数改善电路20开始起动到功率因数改善电路的输出电压即电容器24的充电电压E0达到电压E1为止的起动时间及功耗的降低效果来设定，在实用上最好为100μsec～10sec。
PFC导通截止切换电路42是这样的电路，其在从期间设定电路41输出了“L”的信号S41时，使定时控制电路25a停止将控制信号S25输出到NMOS 22而使功率因数改善电路20停止工作。
PFC导通截止切换电路42如图4所示，包括PMOS 42a。PMOS 42a是P沟道型MOSFET，向其栅极输入期间设定电路41的信号S41。PMOS42a的源极被连接在PFC部控制电路25的输出端子上，PMOS 42a的漏极接地。PMOS 42a在向其栅极提供了“L”的信号S41后导通。PMOS 42a导通后，PFC部控制电路25输出的控制信号S25成为“L”，NMOS 22截止，功率因数改善电路20停止工作。
接着，说明该开关电源装置的工作。
全波整流电路2在从交流电源1供给了交流电压后，对供给的交流电压进行整流而向功率因数改善电路20施加脉动电压。
如果PFC导通截止切换电路42的PMOS 42a截止，则PFC部控制电路25将定时控制电路25a生成的交替成为“H”、“L”的控制信号S25输出到功率因数改善电路20。
向功率因数改善电路20的NMOS 22的栅极供给控制信号S25，功率因数改善电路20的NMOS 22根据控制信号S25的电平来导通和截止。
如果控制信号S25成为“H”，则NMOS 22导通，在NMOS 22导通的期间内，在线圈21中流过开关电流而积蓄能量。如果控制信号S25成为“L”，则NMOS 22截止，在NMOS 22截止的期间内，电流根据导通期间内积蓄的能量经二极管23流过电容器24。电容器24由该电流来充电，对施加到功率因数改善电路20上的脉动电压进行平滑。功率因数改善电路20用比交流电源1产生的交流电压更高的电压对电容器24进行充电。电容器24的充电电压E0成为电压E1。
DC/DC部控制电路35开始工作，向NMOS 32的栅极供给“H”或“L”的控制信号S35。
在控制信号S35为“H”时，NMOS 32导通，在NMOS 22导通的期间内，从电容器24向变压器31的初级线圈31a流过开关电流而积蓄能量。
在控制信号S35为“L”时NMOS 32截止，在NMOS 32截止时，电流根据导通期间内积蓄的能量，经次级线圈31b及二极管33流向电容器34。电容器34由该电流来充电，对二极管33的整流电压进行平滑。电容器34被以用于向负载L供给的直流电压V0进行充电。
输出电压检测电路36用电阻36a及36b来生成与直流电压V0成正比的电压，将表示直流电压V0的电平的信号提供给DC/DC部控制电路35。DC/DC部控制电路35根据从输出电压检测电路36提供的信号的电平来进行PWM控制。
即，如果直流电压V0略微高于预先设定的电压，则DC/DC部控制电路35略微减小控制信号S35的占空比。如果控制信号S35的占空比略微变小，则直流电压V0降低。
另一方面，如果直流电压V0略微低于预先设定的电压，则DC/DC部控制电路35略微增大控制信号S35的占空比。如果略微增大控制信号S35的占空比，则直流电压V0上升。这样，直流电压V0被控制成为预先设定的电压，大致恒定。
随着负载L中流过的负载电流I0的增减，负载L成为轻负载状态，或者成为非轻负载状态。随着该负载状态的变化，直流电压V0也略微变化。
负载状态检测电路40根据DC/DC部控制电路35产生的控制信号S35的占空比，来检测负载L的负载状态。
负载状态检测电路40的电阻40a及电阻40b对“H”和“L”重复的控制信号S35的电平进行分压。电容器40c由该控制信号S35的分压信号来充电，对该分压信号进行平滑。负载状态检测电路40将电平平滑过的信号供给到比较器40d的输入端子(+)。
比较器40d比较从电容器40c提供的信号的电平和从基准电源40e提供的基准电压。
如图5所示，在时刻t2～t3，在负载L中流过恒定的负载电流I0，提供给比较器40d的输入端子(+)的电容器40c的信号电平高于基准电压后，比较器40d输出“H”的信号S40。负载状态检测电路40将该“H”的信号S40作为表示负载L是非轻负载状态的判别信号，输出到期间设定电路41。
如果供给到期间设定电路41的NMOS 41a的栅极的信号S40的电平是“H”，则NMOS 41a导通。NMOS 41a导通后，电容器41b的一个电极接地，电容器41b的充电电压Vc大致成为0。供给到施密特触发电路41d的信号的电平在阈值小于等于Vth1，所以施密特触发电路41d将“H”的信号S41供给到PFC导通截止切换电路42。
PFC导通截止切换电路42的PMOS 42a，在向其栅极供给了“H”的信号S41后截止。PMOS 42a截止后，PFC部控制电路25将定时控制电路25a生成的控制信号S25输出到功率因数改善电路20。功率因数改善电路20用比交流电源1产生的交流电压更高的电压对电容器24进行充电，电容器24的充电电压E0成为电压E1。
到了时刻t3，负载L中流过的负载电流I0减少后，控制信号S35的占空比变小。控制信号S35的占空比变小、从电容器40c提供的信号的电平低于基准电压后，比较器40d输出的信号S40的电平从“H”变成“L”。负载状态检测电路40将该“L”的信号S40作为表示负载L成为轻负载状态的信号，输出到期间设定电路41。
供给到期间设定电路41的NMOS 41a的栅极的信号S40的电平从“H”变成“L”后，导通着的NMOS 41a截止。NMOS 41a截止后，电容器41b由恒流源41c的电流来充电，电容器41b的充电电压Vc从0起上升。
即使电容器41b的充电电压Vc上升，如果在超过施密特触发电路41d的阈值Vth1前的时刻t4返回到非轻负载状态，则负载状态检测电路40也将“H”的信号S40输出到期间设定电路41。然后，期间设定电路41的NMOS 41a在向其栅极供给了“H”的信号S40后导通，电容器41b的充电电压Vc仍旧未超过阈值Vth1，电容器41b再次接地。因此，施密特触发电路41d将“H”的信号S41继续供给到PFC导通截止切换电路42的PMOS 42a。
PMOS 42a仍旧截止，功率因数改善电路20的NMOS 22根据PFC部控制电路25输出的控制信号S25的电平来导通和截止。这样，即使负载L成为轻负载状态，如果在经过预先设定的时间T前切换到非轻负载状态，则功率因数改善电路20仍旧继续工作。
功率因数改善电路20继续工作，到了时刻t9，负载L中流过的负载电流I0减少，比较器40d的输入端子(+)的电压低于基准电压后，负载状态检测电路40同样将“L”的信号S40作为表示负载L成为轻负载状态的信号，输出到期间设定电路41。
期间设定电路41的NMOS 41a截止，电容器41b的充电电压Vc从0起上升。即使从时刻t9起经过时间T，到了时刻t10，如果非轻负载状态继续，则电容器41b的充电电压Vc超过施密特触发电路41d的阈值Vth1。
供给到施密特触发电路41d的信号的电平超过阈值Vth1后，施密特触发电路41d将“L”的信号S41供给到PFC导通截止切换电路42。
PFC导通截止切换电路42的PMOS 42a在向其栅极供给了“L”的信号S41后导通。PMOS 42a导通后，PFC部控制电路25将“L”的控制信号S25供给到功率因数改善电路20。功率因数改善电路20的NMOS 22在向其栅极供给了“L”的控制信号S25后仍旧截止。即，功率因数改善电路20停止工作。功率因数改善电路20停止工作后，功耗相应降低。然后，电容器24的充电电压E0降低。
在时刻t11，负载L成为非轻负载状态的情况下，功率因数改善电路20开始工作。在负载L成为非轻负载状态的情况下，开关电源装置的负载增大，所以电容器24的充电电压E0进一步降低。但是，功率因数改善电路20停止工作的时刻t10的电容器24的充电电压E0成为电压E1，所以即使功率因数改善电路20开始工作，充电电压E0也不会降低到小于等于电压E2。因此，DC/DC变换电路30能够维持输出电压V0，将大致恒定的输出电压V0施加到负载L上。
然后，功率因数改善电路20开始工作后，经过了起动时间后，对电容器24进行充电，使充电电压E0上升到电压E1。
如上所述，在本实施方式的开关电源装置中，即使负载L成为轻负载状态，在经过预先设定的时间T之前，也使起动需要一定的时间的功率因数改善电路20继续工作。
因此，即使负载L重复轻负载状态和非轻负载状态，也能够防止电容器24的充电电压E0达到小于等于DC/DC变换电路30的最低工作电压E2，能够将DC/DC变换电路30的输出电压V0维持在预先设定的电压上。因此，能够防止负载L的误操作。
(第2实施方式)
图6是本发明第2实施方式的开关电源装置的结构图。
在前述第1实施方式中，说明了搭载了使用线圈21的非绝缘型功率因数改善电路20的开关电源装置，但是可以搭载各种功率因数改善电路。此外，第1实施方式的开关电源装置的DC/DC变换电路30使用了变压器31，但是也可以搭载不使用变压器的DC/DC变换电路。本实施方式的开关装置搭载绝缘型的功率因数改善电路50和升压型的DC/DC变换电路60，并且包括负载状态检测电路70、期间设定电路71、以及PFC导通截止切换电路72。
功率因数改善电路50包括变压器51、NMOS 52、二极管53、电容器54、以及PFC部控制电路55。
在对交流电源1产生的交流电压进行整流的全波整流电路2的正极上，连接着变压器51的初级线圈的一端，在初级线圈的另一端上连接着NMOS 52的漏极。NMOS 52的源极被连接在全波整流电路2的负极上。
在变压器51的次级线圈的一端上，连接着二极管53的阳极，在二极管53的阴极上连接着电容器54的一个电极。电容器54的另一个电极与变压器51的次级线圈的另一端一起接地。在NMOS 52的栅极上连接着PFC部控制电路55的输出端子。PFC部控制电路55是与第1实施方式的PFC部控制电路25同样的电路。
DC/DC变换电路60包括线圈61、NMOS 62、二极管63、电容器64、DC/DC部控制电路65、以及输出电压检测电路66。
线圈61的一端被连接在功率因数改善电路50的电容器54和二极管53的连接点上。在线圈61的另一端上，连接着NMOS 62的漏极和二极管63的阳极。二极管63的阴极被连接在电容器64的一个电极上。电容器64的另一个电极与NMOS 62的源极一起接地。在电容器64的两个电极间连接着负载L。
DC/DC部控制电路65是与第1实施方式的DC/DC部控制电路35同样的电路，DC/DC部控制电路65的输出端子被连接在NMOS 62的栅极上。输出电压检测电路66是与输出电压检测电路36同样的电路，被连接在电容器64的一个电极和二极管63的阴极的连接点上。输出电压检测电路66的输出端子被连接在DC/DC部控制电路65上。
负载状态检测电路70、期间设定电路71及PFC导通截止切换电路72是与第1实施方式的负载状态检测电路40、期间设定电路41及PFC导通截止切换电路42分别同样的电路，同样连接。
功率因数改善电路50根据PFC部控制电路55产生的控制信号使NMOS 52导通和截止。在NMOS 52导通时，在变压器51的初级线圈中流过开关电流。通过流过该开关电流，在变压器51中积蓄能量，在NMOS52截止时，该能量经变压器51的次级线圈及二极管53被充入到电容器54中。
DC/DC变换电路60的NMOS 62根据DC/DC部控制电路65产生的控制信号的电平来导通和截止，在NMOS 62导通时，在线圈61流过开关电流。通过在线圈61流过开关电流，在NMOS 62截止的期间内，线圈61中积蓄的能量经二极管63积蓄到电容器64中。电容器64中积蓄的能量成为向负载L供给的直流输出电压V0。
负载状态检测电路70、期间设定电路71及PFC导通截止切换电路72与第1实施方式的负载状态检测电路40、期间设定电路41及PFC导通截止切换电路42分别同样工作。
如上所述，本实施方式的开关电源装置搭载了与第1实施方式不同的功率因数改善电路50及DC/DC变换电路60，但是负载状态检测电路70、期间设定电路71及PFC导通截止切换电路72与第1实施方式的负载状态检测电路40、期间设定电路41及PFC导通截止切换电路42分别同样工作。因此，与第1实施方式同样，抑制了向负载L提供的直流输出电压V0的变动，能够防止负载L的误操作等。
此外，本发明不限于上述实施方式，能够进行各种变形。其变形例有以下几种。
(1)本发明并不限于功率因数改善电路20、50，可以是与功率因数改善电路20、50不同的升压型的开关电源电路，也可以是倍压整流电路。
(2)本发明不仅能够应用于DC/DC变换电路30、60，也能够应用于各种搭载DC/DC变换电路的开关电源装置。
(3)图3的期间设定电路41包括施密特触发电路41d，但是也可以如图7所示包括直流电源41e及比较器41f，来取代施密特触发电路41d。
图7是期间设定电路41的变形例的电路图。
在此情况下，将电容器41b的一个电极和NMOS 41a的漏极的连接点连接在比较器41f的输入端子(-)上，将直流电源41e连接在比较器41f的输入端子(+)上即可。此外，也可以按照比较器41f的输出来改变直流电源41e产生的基准电压，与设有施密特“非”门即施密特触发电路41d的情况同样，具有迟滞。
(4)在第1实施方式中，使用具有施密特触发电路的期间设定电路41，在负载状态检测电路40的输出信号S40和期间设定电路41的输出信号S41之间设置迟滞，稳定地切换功率因数改善电路20中的充电的实施和停止。相反，也可以在负载状态检测电路40中设置施密特触发电路等具有迟滞的电路，稳定地切换功率因数改善电路20中的充电的实施和停止。
(5)在负载状态检测电路40中，根据控制信号S35的占空比来判定是轻负载状态还是非轻负载状态，但是也可以采用根据直流输出电压V0来判定的结构、或根据反馈信号来判定的结构。
(6)采用了用PMOS 42a来构成PFC导通截止切换电路42、将控制信号S25固定在“L”的结构，但是也可以采用用PFC导通截止切换电路42产生的信号来激活、或者去活PFC部控制电路25的结构。
(7)负载状态检测电路40可以变更为下面的图8所示的负载状态检测电路80。
图8是负载状态检测电路40的变形例——负载状态检测电路80的电路图。
该负载状态检测电路80包括导通期间比较电路80A和基准期间产生电路80B。
导通期间比较电路80A由延迟型触发器(フリップフロップ)(以下称为D-FF)81构成。向D-FF 81的数据输入端子D输入从DC/DC部控制电路35向NMOS 32的栅极提供的控制信号S35。D-FF 81的正相输出端子Q成为该负载状态检测电路80的输出端子，负载状态检测电路80输出表示负载L为轻负载状态还是非轻负载状态的信号S40。
基准期间产生电路80B包括第1基准期间产生电路82和第2基准期间产生电路83、以及切换开关电路84。第1基准期间产生电路82是与未图示的内部振荡器等产生的周期波信号同步、产生具有第1基准期间(T1)的宽度的脉冲信号P1的电路。第2基准期间产生电路83是与该周期波信号同步、而且产生具有比第1基准期间短的第2基准期间(T2)的宽度的脉冲信号P2的电路。
切换开关电路84包括二输入“与”门84a、二输入“与”门84b、以及二输入“或”门84c。“与”门84a的一个输入端子被连接在第1基准期间产生电路82的输出端子上，“与”门84a的另一个输入端子被连接在D-FF 81的反相输出端子 Q上。“与”门84a的输出端子被连接在“或”门84c的一个输入端子上。
“与”门84b的一个输入端子被连接在第2基准期间产生电路83的输出端子上。“与”门84b的另一个输入端子被连接在D-FF 81的正相输出端子Q上。“与”门84b的输出端子被连接在“或”门84c的另一个输入端子上。“或”门84c的输出端子成为切换开关电路84的输出端子，被连接在D-FF 81的时钟端子上。
下面说明负载状态检测电路80的工作。
第1基准期间产生电路82与未图示的振荡器产生的周期波信号同步，来产生脉宽为T1的脉冲信号P1。第2基准期间产生电路83与该周期波信号同步来产生脉宽为比T1短的T2的脉冲信号P2。
D-FF 81的正相输出端子Q和反相输出端子 Q分别输出逻辑电平互补的信号。在D-FF 81的反相输出端子 Q为“H”时，切换开关电路84的“与”门84a使第1基准期间产生电路82产生的脉冲信号P1通过。在D-FF 81的正相输出端子Q为“H”时，“与”门84b使第2基准期间产生电路83产生的脉冲信号P2通过。“或”门84c求“与”门84a、84b的输出信号的逻辑“或”，提供给D-FF 81的时钟端子。即，切换开关电路84在D-FF 81的正相输出端子Q为“H”时选择第2基准期间产生电路83，将其输出信号提供给D-FF 81的时钟端子，在D-FF 81的反相输出端子 Q为“H”时，选择第1基准期间产生电路82并将其输出信号提供给D-FF 81的时钟端子。
D-FF 81在时钟端子的电平下降时，锁存DC/DC部控制电路35提供给NMOS 32的栅极的控制信号S35的信号电平的状态。
例如，在D-FF 81的反相输出端子 Q为“H”时，切换开关电路84选择第1基准期间产生电路82，向D-FF 81的时钟端子提供脉冲信号P1。在脉冲信号P1下降时，如果是控制信号S35为“H”、NMOS 32导通着的状态，则D-FF 81锁存“H”，从正相输出端子Q输出“H”。
如果控制信号S35在脉冲信号P1下降以前为“L”，则D-FF 81锁存“L”，从正相输出端子Q输出“L”。即，D-FF 81比较NMOS 32导通的期间和第1基准期间产生电路82产生的期间，将其结果表示为信号S40。在负载L为轻负载状态时，NMOS 32截止的定时早，所以信号S40成为“L”。在负载L为非轻负载状态时，NMOS 32截止的定时晚，所以信号S40成为“H”。
在D-FF 81的正相输出端子Q为“H”时，切换开关电路84选择第2基准期间产生电路83，向D-FF 81的时钟端子提供脉冲信号P2。在脉冲信号P2下降时，如果是控制信号S35为“H”、NMOS 32导通的状态，则D-FF 81锁存“H”，正相输出端子Q的电平成为“H”。如果控制信号S35在脉冲信号P2下降以前为“L”，则D-FF 81锁存“L”，输出正相输出端子Q的电平。
即，D-FF 81比较NMOS 32导通的期间、和第2基准期间产生电路83产生的期间，输出表示其结果的信号S40。在负载L为轻负载状态时，NMOS 32截止的定时早，所以信号S40成为“L”。在负载L为非轻负载状态时，NMOS 32截止的定时晚，所以信号S40成为“H”。
其中，通过使第1基准期间产生电路82设定的期间(T1)比第2基准期间产生电路83设定的基准期间(T2)长，切换开关电路84在选择切换时具有迟滞。
(8)图4的PFC导通截止切换电路42通过使PMOS 42a导通、使PFC部控制电路25的输出端子接地，而使开关元件——NMOS 22停止开关工作。在该方法中，驱动PFC部控制电路25的未图示的控制电源接地，损耗很大。为了防止这种损耗，也可以采用下面的图9及图10的PFC导通截止切换电路90、100。
图9是PFC导通截止切换电路42的变形例——PFC导通截止切换电路90的电路图。
该PFC导通截止切换电路90包括“非”门91、3个NPN型晶体管92、93、94、2个PNP型晶体管95、96、以及恒流源97。从期间设定电路41向“非”门91的输入端子输入信号S41。“非”门91的输出端子被连接在晶体管92的基极上。晶体管92的发射极接地。
晶体管92的集电极、晶体管93的集电极及基极、以及晶体管94的基极被连接在恒流源97上。晶体管93、94的发射极一起接地。晶体管93、94构成电流镜电路。
晶体管94的集电极被连接在晶体管95的集电极及基极、以及晶体管96的基极上。晶体管95、96的发射极被共同连接在电源上。晶体管95、96构成电流镜电路。晶体管96的集电极被连接在PFC部控制电路25的驱动电流Ibias输入端子上。
在图9的PFC导通截止切换电路90中，如果从期间设定电路41提供的信号S41的电平高，则“非”门91输出“L”，晶体管92截止。由此，晶体管93及晶体管94的基极电压上升，晶体管93及晶体管94导通。即，由晶体管93、94组成的电流镜电路导通。由于晶体管94导通，所以晶体管95及晶体管96的基极电压下降，由晶体管95及晶体管96组成的电流镜电路导通。由此，驱动电流Ibias经晶体管96流入到PFC部控制电路25中。被提供了驱动电流Ibias的PFC部控制电路25开始工作，产生使NMOS 22导通和截止的控制信号S25。
如果从期间设定电路41提供的信号S41的电平低，则“非”门91输出“H”，晶体管92导通。由于晶体管92导通，所以晶体管93及晶体管94的基极电压降低，由晶体管93、94构成的电流镜电路成为截止状态。由于晶体管94截止，所以构成电流镜电路的晶体管95、96的基极电压上升，晶体管96截止。由于晶体管96截止，所以驱动电流Ibias不流入到PFC部控制电路25中，PFC部控制电路25停止工作。即，控制NMOS 22的导通截止的控制信号S25被固定在“L”，NMOS 22停止导通和截止。
在该图9的PFC导通截止切换电路90中，通过不使PFC部控制电路25的内部的驱动电流Ibias流入到PFC部控制电路25中，来停止NMOS22的导通和截止，所以能够大幅度抑制PFC部控制电路25中的功耗。
图10是PFC导通截止切换电路42的另一变形例——PFC导通截止切换电路100的电路图。
该PFC导通截止切换电路100由电阻101、NPN型晶体管102、电阻103、以及PNP型晶体管104构成。从期间设定电路41向电阻101的一端输入信号S41。电阻101的另一端被连接在晶体管102的基极上。晶体管102的发射极接地，晶体管102的集电极被连接在电阻103的一端上。电阻103的另一端被连接在晶体管104的基极上。
晶体管104的发射极被连接在电源上，晶体管104的集电极被连接在PFC部控制电路25的电源端子上。晶体管104成为切断向PFC部控制电路25供给的电力的开关。
在期间设定电路41输出的信号S41的电平高时，晶体管102是导通状态，使晶体管104的基极电压下降。因此，晶体管104是导通状态，向PFC部控制电路25供给电力，PFC部控制电路25工作。由此，NMOS22导通和截止。如果期间设定电路41的输出信号S41的电平降低，则晶体管102截止，晶体管104截止。在此状态下，不向PFC部控制电路25供给电力，PFC部控制电路25不工作，NMOS 22不导通和截止。
在该图10的PFC导通截止切换电路100中，晶体管104切断PFC部控制电路25的电源，所以能够将PFC部控制电路25中的功耗抑制到最小限度。
本发明以2002年12月24日申请的(日本)特愿2002-373027为基础，在本说明书中包含其整个说明书、权利要求书、附图作为参考。
产业上的可利用性
本发明能够应用于使用电源装置的产业领域。

Claims (8)

1.一种电源装置，其特征在于，包括：
充电部(20，50)，被起动后对充电元件(24、54)进行充电；
直流电压生成部(30，60)，根据上述充电元件(24，54)的第1直流电压来生成第2直流电压，将生成的第2直流电压施加到负载(L)上；以及
工作控制部(40，41，42，70，71，72，80，90，100)，起动上述充电部(20，50)，并且判别上述直流电压生成部(30，60)施加上述第2直流电压的上述负载(L)的状态是否为轻负载状态，当判别为上述负载(L)成为轻负载状态时，在判别为上述负载(L)成为轻负载状态之后经过了预先设定的时间时，使上述充电部(20，50)停止向上述充电元件(24，54)充电的工作。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
从判别为上述负载(L)成为轻负载状态开始、到上述工作控制部(40，41，42，70，71，72，80，90，100)使上述充电部(20，50)停止工作为止的时间，是根据从上述充电部(20，50)被起动开始、到上述第1直流电压达到上述充电部(20，50)在非轻负载状态下工作时的电压为止的起动时间来预先设定。
3.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
上述工作控制部包括：
负载状态检测部(40，70，80)，检测上述负载(L)的负载状态，输出表示上述负载(L)是否为轻负载状态的判别信号；
输出定时设定部(41，71)，在从上述负载状态检测部(40，70，80)输出了表示上述负载(L)成为轻负载状态的判别信号时，设定并输出从输出该判别信号时起的定时；以及
工作停止部(42，72，90，100)，在从上述输出定时设定部(41，71)输出了表示上述负载(L)成为轻负载状态的判别信号时，使上述充电部(20，50)停止向上述充电元件(24，54)充电的工作。
4.如权利要求3所述的电源装置，其特征在于，
上述直流电压生成部(30，60)由包括开关元件(32)的开关电源电路构成；
上述负载状态检测部(40，70，80)取得使上述开关元件(32)导通和截止的控制信号，根据取得的控制信号的占空比，来判别上述负载(L)是否成为轻负载状态。
5.如权利要求3所述的电源装置，其特征在于，
上述输出定时设定部(41，71)具有用于与从上述负载状态检测部(40，70，80)输出的判别信号的电平进行比较的2个阈值，通过将第1阈值设定成比第2阈值高，而具有迟滞；所述第1阈值用于与表示上述负载(L)成为轻负载状态的判别信号的电平进行比较，所述第2阈值用于与表示上述负载(L)成为非轻负载状态的判别信号的电平进行比较。
6.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
上述充电部(20，50)是功率因数改善电路，该功率因数改善电路包括：
上述充电元件(24，54)；
线圈(21，51)；
开关元件(22，52)，由上述工作控制部(40，41，42，70，71，72，80，90，100)来控制而重复导通/截止的开关工作，向上述线圈(21，51)中重复流入与上述线圈(21，51)的输入电压对应的开关电流；以及
二极管(23，53)，对根据上述线圈(21，51)中积蓄的能量而流过的开关电流进行整流，并供给到上述充电元件(24，54)。
7.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，
从上述负载(L)成为轻负载状态开始、到上述工作控制部(40，41，42，70，71，72，80，90，100)使上述充电部(20，50)停止工作为止的时间，被设定在100μsec至10sec的范围内。
8.一种电源装置控制方法，控制电源装置，该电源装置包括：
充电部(20，50)，被起动后对充电元件(24、54)进行充电；以及
直流电压生成部(30，60)，根据上述充电元件(24，54)的第1直流电压来生成第2直流电压，将生成的第2直流电压施加到负载(L)上；
其特征在于，包括下述步骤：
判别上述负载(L)是否为轻负载状态的步骤；以及
当判别为上述负载(L)成为轻负载状态后，在经过了上述预先设定的时间时，使上述充电部(20，50)停止工作。
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