CN103430439A - Dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

切换式DC-DC转换器(110)的输出级包括一对晶体管(220，240)及连接在所述晶体管(220，240)之间的偏置晶体管(230)。电压调节器(210)产生偏置电压以用固定的偏置电压偏置所述偏置晶体管(230)的控制端子。所述电压调节器(210)可在全功率模式及低功率模式中操作。所述电压调节器(210)在所述全功率模式中比在所述低功率模式中消耗更大的电流。在低负载电流下，所述电压调节器(210)当所述对晶体管(220，230)中的两个所述晶体管关断时在所述低功率模式中操作，否则在所述全功率模式中操作。

Description

DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及电源电路；且更明确地说，涉及DC-DC转换器及DC-DC转换的方法。
背景技术
DC-DC转换器是从电源(举例来说，未经调节的DC输入电压)产生经调节的直流(DC)输出电压的电路。经调节的输出电压一般指的是不管从转换器汲取的电流值的变化(在一范围内)的恒定值输出电压。DC-DC转换器的经调节的DC输出电压可用作向电子电路供电的电力供应，电子电路因此构成负载且从DC-DC转换器汲取负载电流。DC-DC转换器可包括线性以及切换式转换器。切换式(或切换模式)DC-DC转换器一般指的是使用经操作以接通及关断以从输入DC电压产生需要的输出DC电压的晶体管的转换器。切换式DC-DC转换器可使用平滑电路(例如，使用电感器及电容器的滤波器)以从由晶体管的切换操作所产生的脉动/切换式输出电压获得恒定值DC电压。线性转换器指的是其中在线性区内操作的晶体管的电阻经控制以从输入DC电压产生需要的输出DC电压的DC-DC转换器。
DC-DC转换器的效率一般是递送给由DC-DC转换器的输出供电的负载(或若干负载)的总输出功率与由DC-DC转换器递送输出功率所消耗的总功率的比率，且可指定为(例如)一个百分比。DC-DC转换器的效率在低负载电流处可比在相对较高负载电流处较差(较小)。举例来说，当移动电话未被用于处理语音通话时及/或当未使用移动电话所提供的其它功用及应用时，可使移动电话的一个或一个以上电路部分或功能块掉电。在此情况下，用于为移动电话供应电力的由移动电话从DC-DC转换器汲取的负载电流可称为(与(举例来说)当移动电话被用于进行语音通话时相比)‘低’。
发明内容
DC-DC转换器的输出级包括第一晶体管及第二晶体管。所述第一晶体管及所述第二晶体管中的每一者的接通及关断的持续时间经控制以致使在DC-DC转换器的输出节点上产生经调节的DC电压。所述经调节的DC电压在于上限与下限之间的容限范围内产生。输出级进一步包括耦合在所述第一晶体管与所述第二晶体管之间的偏置晶体管，其中所述偏置晶体管的电流端子耦合到所述输出节点。电压调节器将偏置晶体管偏置在固定的偏置电压。所述电压调节器可在第一模式与第二模式中的一者中操作。所述电压调节器在第一模式中比在第二模式中消耗更大的电流。如果从所述输出节点汲取的电流低于低电流阈值且所述经调节的DC电压具有在上限与下限之间的值，那么所述电压调节器在所述第二模式中操作，否则所述电压调节器在所述第一模式中操作。
附图说明
参考附图描述实例实施例，其中：
图1是其中可实施本发明的实施例的实例装置的框图。
图2展示DC-DC转换器实施例的输出级的细节。
图3展示提供给用于DC-DC转换器的输出级中的偏置晶体管的偏置电压的变化。
图4展示组件的操作级及在DC-DC转换器的输出级的节点处的电流及电压波形。
具体实施方式
图1展示包括切换式DC-DC转换器110及通信块120的移动电话100。通信块120包括GSM(全球移动通信系统)块130、应用块160、存储器170、显示器180及输入/输出(I/O)块150。图1中仅通过说明来展示移动电话100的组件/块。移动电话100可含有更多或更少的组件/块，且也可根据其它技术实施。举例来说，移动电话100可根据码分多址(CDMA)技术而不是GSM技术实施。另外，下文所描述的用于降低DC-DC转换器中的功率消耗的技术也可在其它装置及其它环境中应用。
图1的块可作为单独的集成电路(IC)实施或全部在同一IC内实施。通常，图1的天线199(以及组件中的一者或一者以上，例如滤波器，(假设包含在块130内))可安装在印刷电路板(PCB)上，其中对应的PCB迹线提供由路径149所表示的电气连接性，另外，当以下技术在切换式转换器的背景下描述时，所述技术也可扩展到线性调节器。
转换器110表示切换式转换器，且操作用以在路径112上从从电源接收的未经调节的DC电压产生经调节的DC电压。在路径112上的经调节的DC电压为通信块120的组件及块的操作供应电力。在路径101上的DC电压电平一般不同于在路径112上的DC电压电平。在实施例中，在路径112上的电压小于电力供应电压101，转换器110为降压调节器。然而，在其它实施例中，转换器110也可作为升压调节器实施，其中输出电压112大于电力供应电压101。转换器110可在路径121上从通信块120接收信号，其中信号指定通信块120是否处于待机中(低功率模式)。
通信块120在路径112上接收经调节的DC电压，经调节的DC电压用作用于通信块120的内部块及组件的操作的电力供应。
GSM块130展示为含有GSM收发器140及发射天线199。GSM块130也可含有接收天线及滤波器(但未在图1中展示)。GSM块130操作以提供无线电话操作，其中GSM收发器140含有接收器及发射器部分以执行对应的接收及发射功能。
输入/输出(I/O)块150为用户提供经由路径155提供输入(例如，拨号)的设施。另外，I/O块150也可在路径155上提供从应用块160接收的输出。此输出可包括数据、话音、图像等。I/O块150经由路径156与应用块160通信。
应用块160可含有对应的硬件电路(例如，处理器)，且操作以提供由移动电话100提供的各种用户应用。用户应用可包括话音呼叫操作，数据传输、提供定位信息等。应用块160可与I/O块150结合操作以提供此类特征。应用块160基于确定通信块120中的GSM块130及/或其它块(包括应用块160中的一些或全部部分)是否在低功率模式(例如，待机模式)中而产生信号121。应用块160可以已知方式作出此确定。举例来说，GSM收发器130可在寄存器中设置位(经由路径164可读)来指定GSM收发器130是否在断电模式中。
显示器180响应于在路径168上从应用块160接收的对应的显示信号而显示图像帧及用户所提供的输入。图像帧可由移动电话100中提供的相机产生(但未在图1中展示)。显示器180可在内部含有为了图像刷新的目的用于暂存像素值的存储器(帧缓冲器)，且可实施为(举例来说)具有相关联的控制电路的液晶显示器屏幕。
存储器170存储由应用块160所使用的程序(指令)及/或数据(经由路径167提供)，且可实施为RAM、ROM、快闪等，且因此含有易失性以及非易失性存储元件，且表示计算机(或机器)可读媒体。
当未使用对应的特征时，可使移动电话100中的一个或一个以上块(尤其含在通信块120中的块)断电。举例来说，当未发射及接收语音呼叫时，GSM收发器140的部分可设置为低功率或断电模式。在此情形下，通信块120从DC-DC转换器汲取的负载电流比其它情形低。
图2说明转换器110的实例输出级的细节。所述输出级展示为含有P型MOS(PMOS)晶体管220、N型MOS(NMOS)晶体管240、偏置晶体管230、放大器210及控制块280。电感器260及电容器270形成LC滤波器且平滑在节点234处的波形以在输出节点112(Vout)处产生DC电压，所述DC电压是由转换器110产生的经调节的DC电力供应电压。Vout112可产生为具有在由上限(Vu)与下限(Vl)所指定的容限内的值。晶体管220、230及240中的每一者可作为漏极增强型MOS晶体管来实施。
在实施例中，转换器110以集成电路(IC)形式实施，而电感器260及电容器270作为在转换器110的外部的离散组件实施。然而，在替代实施例中，电感器260及电容器还可片上集成，即，在IC110内。转换器110可包括用于其操作所要求的各种其它组件及块(但为了简明起见未在图2中展示)。端子201及299各自表示电力供应及接地端子。在端子201上接收的电力供应可与在图1的端子101上接收的电力供应相同或从在图1的端子101上接收的电力供应导出。
晶体管220(第一晶体管)及240(第二晶体管)中的每一者作为开关操作，且从脉冲产生块接收对应的切换波形(未在图2中展示)。在路径221及241上提供的切换波形实质上相同，但经产生以确保晶体管220及240接通的时间间隔不重叠。可根据所使用的特定技术(脉宽调制或脉频调制)通过脉冲产生块调制在路径221及241上提供的切换波形的脉冲的持续时间(脉冲宽度)及/或频率，以使得能够在节点(输出节点)112(Vout)处产生需要的电压值。脉冲产生块可接收指示输出电压(在输出节点112上)的电压以调整在节点221及241上提供的信号的脉冲宽度或脉冲频率，以提供(及维持)在需要的电压电平处的输出112(Vout)。脉冲产生块还可操作以限制从输出节点112(由负载，未展示)汲取的电流，从而提供输出电流限制。
晶体管220、240及230可作为漏极增强型功率MOSFETS，且使用低电压技术在超深亚微米(UDSM)CMOS工艺中实施。如果未使用偏置晶体管230，那么在路径201上接收的电力供应电压(电源)可为可造成晶体管220经受超过安全极限的电压应力的值(大于安全阈值)。在无偏置晶体管230时，在CMOS反相器配置中晶体管220将直接与晶体管240串联连接。超过安全阈值的电力供应电压201的使用可导致端子对(栅极-源极，漏极-源极等)经受超过安全极限的电压。为了进一步用实例说明，假设偏置晶体管230未如图2中所展示那样存在及连接，且电力供应电压201具有3.6伏的值，那么跨越晶体管220的栅极及源极端子的电压可具有1.8的值。当晶体管220关断且晶体管240接通时，跨越晶体管220的栅极及漏极端子的电压将为3.6V。如果电压201较高，例如4.8V，那么会更加担心此可靠性问题。
偏置晶体管230串联连接在晶体管220与240之间，且防止晶体管220经受超过安全极限的电压，贯穿转换器110的操作，偏置晶体管230的栅极端子231经维持在(理想上)恒定偏置电压(Vpb)处。放大器210(展示为作为单一增益反馈放大器实施)在其非反相输入端子上接收恒定参考电压202(VREF1)，且在路径231上产生恒定偏置电压Vpb。尽管展示为单一增益反馈放大器，但组件210可使用其它方式实施，且一般可看作操作以将在路径231上的偏置电压维持在恒定电平处的电压调节器。在实施例中，低压差线性电压调节器(LDO)在放大器210的位置实施。电压调节器(LDO)210从端子201接收电力供应用于操作。
可在栅极与源极端子之间存在寄生电容232及233，且偏置晶体管230各自的栅极及漏极端子可导致偏置电压V231关于时间的变化，如图3中所示。图3中，t31表示晶体管220接通的时刻，稍微在接通晶体管220之前关断晶体管240，寄生电容232的存在导致在偏置晶体管230的栅极端子处的电压(图3中标记为V231)上升到在路径201上提供的电力供应电压V201。电压调节器210操作以将V231降低回到Vpb，且在t32处V231稳定回到Vpb。t31到t32的时间间隔因此表示在栅极端子231上的瞬变，在这期间V231不在恒定电平Vpb处。类似地，t33表示晶体管240接通的时刻，稍微在接通晶体管240之前关断晶体管220。寄生电容233导致V231降低到接地电势(V299)。电压调节器操作以将V231增加回到Vpb，且在t34处V231稳定回到Vpb。t33到t34的时间间隔同样表示在栅极端子231上的瞬变，在这期间，V231不在理想上恒定的电平Vpb处。
在节点231处与Vpb的偏离可使偏置晶体管230的接通电阻升高，且导致晶体管230中的功率损耗升高，从而降低了转换器110的效率。归因于在瞬变期间偏置晶体管230的变化的偏置状态，所述偏离同样可不利地影响晶体管220及230的可靠性(如果V231的值变得非常低，那么晶体管230的可靠性会受影响)。因此，通常需要将V231恒定维持在Vpb处，或至少能够从与Vpb的偏离快速恢复(即，减少时间间隔t31到t32及t33到t34的持续时间)。因此，电压调节器210作为高带宽(宽带)调节器实施以使得能够进行此快速恢复或将V231恒定维持在Vpb(固定的偏置电压)。
将电压调节器210作为高带宽组件来实施的一种潜在结果是从电力供应201汲取的电流可相对较高。具体来说，从电力供应201汲取的电流，及因此由转换器110所消耗的额外电力可将转换器110的效率降低到在低负载电流下的不可接受的电平。作为一实例说明，假设电压112为1.8V，V201为3.6V，则由电压调节器210汲取的电流(Ipb)是200微安(μA)，且由负载从输出112(Vout)汲取的负载电流(Iload)是100μA，且忽略归因于其它影响而引起的转换器110中的损失，转换器110效率等于25％。
当负载电流Iload小于‘低电流’阈值时，开关220及240仅可需要间断地操作(为由对应的切换波形进行的接通及关断，由如上文所述)。低电流阈值的特定值可基于部署环境及其它考虑而变化。参考图1，当块130、150、160、170及180中的一者或一者以上断电时，‘低电流’阈值可对应于由块120从转换器110汲取的电流(经由路径112)。举例来说，当移动电话100未用于处理话音呼叫时，块130可断电，且从转换器110汲取的电流可小于对应的低电流阈值。
在当开关220及240关断时的持续时间(例如，图4中的450(t42到t43))(称为非切换时间间隔)中，电压调节器210设置到低电流(及因此的低功率)模式，如参考图4的波形所说明。图4展示当Iload低于低电流阈值时组件中的一些的操作状态以及在转换器110的一些节点处的电流及电压波形。波形410表示当Iload低于低电流阈值时开关220及240的操作状态。电压电平420(Vu)及430(Vl)分别表示在其内允许电压112(Vout)变化的上限及下限。范围Vu到Vl因此表示提供电压112(Vout)的容限范围。波形440表示由电压调节器210汲取的电流(Ipb)的量值。
在时间间隔t41到t42、t43到t44及t45到t46中，开关220及240操作为接通与关断。类似于在其中它们可正常操作的方式。然而，在非切换时间间隔450(t42到t43)及460(t44到t45)中，开关220及240两者均维持在关断状态(即，整个持续时间关断)。在图2展示的时间间隔450及460中的每一者中，电压112(Vout)展示为从上限(Vu)降低到下限(Vl)。在时间间隔t41到t42、t43到t44及t45到t46(切换时间间隔)中，电压112(Vout)上升到Vu。
电压调节器210实施为具有提供&吸收电流且在全功率模式及低功率模式中的一者中操作的能力。在所述全功率模式中，电压调节器210从电力供应201汲取高电流以使得能够作为宽带组件操作。在所述低功率模式中，电压调节器210从电力供应201汲取比在所述全功率模式中少的电流。在所述全功率模式及所述低功率模式中的每一者中，电压调节器在路径231上产生偏置电压Vpb。
在非切换时间间隔450及460中，电压调节器210在低功率模式中操作，且因此电流440(Ipb)为低(460(Iql))。在切换时间间隔(t41到t42、t43到t44及t45到t46)中，电压调节器210在全功率模式操作中操作，且电流440(Ipb)比在低功率模式(由460(Iql)指示的值)中相对较大(由450(Iqh)所指示的值)，如由图4中的波形440所说明。
在实施例中，控制块280含有比较器，所述比较器感测输出电压112(Vout)是否到达高阈值Vu。输出电压112电平等于Vu指示开关220及240中的两者均将关断。比较器的输出用于将调节器210设置为低功率模式。控制块280接收表示路径282上的上限(Vu)及路径283上的下限(Vl)的电压值。路径282及283上的值可由(例如)电压参考(未展示)或使用分压网络产生。控制块280还接收电压112(Vout)。在路径121上，控制块280从应用块160(图1)接收指示Iload是否小于低电流阈值的信号。信号121可由上文参考图1所描述来产生。控制块280在路径281上产生信号(控制输出)，其作为输入提供给电压调节器210。信号281的一个逻辑值将电压调节器210设置在低功率(低电流消耗)模式中，且其它逻辑值将电压调节器210设置在(正常)全功率模式中。
如果信号121(第一信号)指示Iload小于低电流阈值，那么控制块280将电压112的值(Vout)与上限(Vu)及下限(Vl)比较。如果电压112小于下限(Vl)，那么控制块280将信号281设置到将电压调节器210设置到全功率模式的逻辑电平(为了方便起见称作全功率逻辑电平)。控制块210在全功率逻辑电平下维持信号281，直到电压112(Vout)等于上限(Vu)。一旦电压112(Vout)等于Vu，控制块即将信号281设置到将电压调节器210设置到低功率模式的逻辑电平(为方便起见称作低功率逻辑电平)。控制块210在低功率逻辑电平下维持信号281，直到(归因于Iload)电压112(Vout)等于(或下降低于)下限(Vl)，且控制块210继续将信号281设置为适当的电平，直到Iload上升到等于或大于低电流阈值的值。电容器270在非切换时间间隔中提供Iload。
图4中，信号281的低功率逻辑电平展示为逻辑高，且全功率逻辑电平展示为逻辑低。在t41处，112(Vout)等于Vl，且控制块280将信号281设置为逻辑低，从而使电压调节器210能够以全功率操作。在t42处，112(Vout)等于Vu，且控制块280将信号281设置为逻辑高，从而使电压调节器210能够在低功率模式中操作。类似地，信号281展示为在时间间隔t43到t44及t45到t46中为逻辑低，且在时间间隔t42到t43及t44到t45中为逻辑高。波形440展示在对应的时间间隔的每一者中Ipb的值。电流电平450(Iqh)表示在全功率模式中汲取的电流(Ipb)，而电流电平460(Iql)表示在低功率模式中汲取的电流(Ipb)。Ipb的平均值由以下等式(1)指定：
Iavg＝[(Iqh*Tsw)+(Iql*Tnsw)]/[(Tsw+Tnsw)]；          (1)
其中Iavg表示平均电流，Tsw表示切换时间间隔的持续时间，且Tnsw表示非切换时间间隔的持续时间。
假设非切换时间间隔比切换时间间隔长得多，那么Iavg大约等于Iql。Ipb的平均值的减小导致电压调节器210中减少的电力消耗，从而改进当Iload小于低电流阈值时的转换器110的效率。
Iload是大于(或等于)低电流阈值还是小于低电流阈值也可用数个其它众所周知的方式中的任一者来确定。如已在上文提到的一种技术可基于由电路(例如，图1的应用块160)所产生的输出信号(例如，图1的信号121)，所述电路由转换器110供电，其中输出信号指示Iload是否小于低电流阈值。根据其它技术，低值电阻器(举例来说，作为金属电阻器来实施)可连接在电力供应端子201与晶体管220的源极端子之间，且可将跨越电阻器的电压降作为输入提供到控制块280，跨越低值电阻器的电压降表示负载电流Iload。
根据又一技术，可实施电流镜电路以镜射流过晶体管220的电流，由电流镜电路所产生的镜射电流指示负载电流Iload。此电流镜将实施为其栅极及源极端子分别连接到晶体管220的栅极及源极端子，且可以已知方式实施。
通过如上文所描述而实施的转换器110，可保存移动电话100的电池电力(假设图1的电源101由电池提供)，及可减少频繁对电池再充电的需要。
在图1及2的说明中，尽管端子/节点展示为直接连接到各个其它端子，但应理解，额外的组件(如适合于特定环境)同样可在路径中存在，且因此所述连接可视为电耦合到同一经连接的端子。
应理解，上述晶体管的特定类型(例如NMOS、PMOS等)仅作为说明之用。然而，通过阅读本文提供的揭示内容，使用不同的配置及晶体管的替代实施例对于相关技术领域的技术人员来说是显而易见的。举例来说，可交换NMOS晶体管与PMOS晶体管，然而，还可互换到电力与接地端子的连接。因此，在当前应用中，电力及接地端子被称作恒定参考电势，晶体管的源极(发射极)及漏极(集电极)端子(经由其当接通时提供电流路径且当关断时提供断开路径)称作电流端子，且栅极(基极)端子称作控制端子。
本发明涉及的领域的技术人员将理解，可对所描述的实施例做出修改且在所主张的本发明的范围内其它实施例是可能的。

Claims (11)

1.一种DC-DC转换器的输出级，所述输出级包含：
第一晶体管及第二晶体管，所述第一晶体管及所述第二晶体管中的每一者的接通及关断的持续时间经控制以在所述DC-DC转换器的输出节点上从电源产生经调节的DC电压，所述经调节的DC电压产生为具有在上限与下限之间的容限范围内的值；
偏置晶体管，其耦合在所述第一晶体管与所述第二晶体管之间，其中所述偏置晶体管的电流端子耦合到所述输出节点；以及
电压调节器，其用以偏置所述偏置晶体管的控制端子，所述电压调节器经设计成可在全功率模式及低功率模式中的一者中操作，所述电压调节器在所述全功率模式中比在所述低功率模式中消耗更大的电流；
其中，如果从所述输出节点汲取的电流低于低电流阈值且所述经调节的DC电压具有在所述上限与所述下限之间的值，那么所述电压调节器在所述低功率模式中操作，否则所述电压调节器在所述全功率模式中操作。
2.根据权利要求1所述的输出级，其中当与在所述低功率模式中操作相比时，所述电压调节器在所述全功率模式中作为更高带宽的组件而操作。
3.根据权利要求2所述的输出级，其中所述DC-DC转换器是切换式转换器，所述输出级进一步包含：
控制块，其用以产生耦合到所述电压调节器的控制输出，所述控制输出的第一值用以将所述电压调节器设置在所述全功率模式中，且所述控制输出的第二值用以将所述电压调节器设置在所述低功率模式中；
其中所述控制块接收指示从所述输出节点汲取的所述电流是否低于低电流阈值的第一信号，所述控制块还接收表示所述经调节的DC电压、所述上限及所述下限的值；且
其中，如果所述第一信号指示从所述输出节点汲取的所述电流低于所述低电流阈值，那么所述控制块在所述控制块确定所述经调节的DC电压具有在所述上限与所述下限之间的值的情况下产生具有所述第二值的所述控制输出，否则所述控制块产生具有所述第一值的所述控制输出。
4.根据权利要求3所述的输出级，其中所述第一晶体管及所述第二晶体管中的每一者是漏极增强型功率金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，且是使用低电压技术在超深亚微米UDSM CMOS工艺中实施。
5.根据权利要求3所述的输出级，其中所述第一信号是跨越耦合在所述电源与所述第一晶体管的电流端子之间的电阻器的电压。
6.根据权利要求3所述的输出级，其中所述第一信号是由经实施以镜射流过所述第一晶体管的电流的电流镜电路产生的。
7.根据权利要求3所述的输出级，其中所述第一信号是由通过所述经调节的DC电压供电的电路产生的。
8.一种装置，其包含：
应用块，其用以提供一个或一个以上用户应用；
收发器，其用以发射及接收对应的信号，所述对应的信号与所述一个或一个以上用户应用相关联；以及
切换式DC-DC转换器，其用以从电源接收电力且在输出节点上产生经调节的DC电压，所述输出节点上的所述经调节的DC电压作为电力供应而提供以用于所述应用块及所述收发器的操作，其中所述切换式DC-DC转换器的输出级包含：
一对晶体管，其耦合在第一恒定参考电势与第二恒定参考电势之间，所述对晶体管包含第一晶体管及第二晶体管，其各自在对应的时间间隔中操作为接通及关断，以在所述输出节点上产生所述经调节的DC电压，所述经调节的DC电压产生为具有在上限与下限之间的容限范围内的值；
偏置晶体管，其耦合在所述第一晶体管与所述第二晶体管之间，以使得所述第一晶体管及所述第二晶体管能够从所述第一恒定参考电势的比安全阈值大的值操作；以及
电压调节器，其用以偏置所述偏置晶体管的控制端子，所述电压调节器经设计成可在全功率模式及低功率模式中的一者中操作，所述电压调节器在所述全功率模式中比在所述低功率模式中消耗更大的电流；
其中，如果从所述输出节点汲取的电流低于低电流阈值且所述经调节的DC电压具有在所述上限与所述下限之间的值，那么所述电压调节器在所述低功率模式中操作，否则所述电压调节器在所述全功率模式中操作。
9.根据权利要求8所述的装置，其中当与在所述低功率模式中操作相比时，所述电压调节器在所述全功率模式中作为更高带宽的组件而操作。
10.根据权利要求9所述的装置，其进一步包含控制块以产生耦合到所述电压调节器的控制输出，所述控制输出的第一值用以将所述电压调节器设置在所述全功率模式中，且所述控制输出的第二值用以将所述电压调节器设置在所述低功率模式中；
其中所述控制块接收指示从所述输出节点汲取的所述电流是否低于低电流阈值的第一信号，所述控制块还接收表示所述经调节的DC电压、所述上限及所述下限的值；且
其中，如果所述第一信号指示从所述输出节点汲取的所述电流低于所述低电流阈值，那么所述控制块在所述控制块确定所述经调节的DC电压具有在所述上限与所述下限之间的值的情况下产生具有所述第二值的所述控制输出，否则所述控制块产生具有所述第一值的所述控制输出。
11.一种切换式DC-DC转换器的输出级，所述输出级包含：
第一晶体管，其具有耦合到第一恒定参考电势的第一电流端子，及经耦合以接收第一切换波形的控制端子；
第二晶体管，其具有耦合到第二恒定参考电势的第一电流端子，及经耦合以接收第二切换波形的控制端子，其中所述第二切换波形是所述第一切换波形的逻辑逆，其中所述第一切换波形及所述第二切换波形中的每一者的脉宽或脉频是可调整的，以在所述切换式DC-DC转换器的输出节点处产生DC电压；
偏置晶体管，其具有耦合到所述第一晶体管的第二电流端子的第一电流端子、耦合到所述第二晶体管的第二电流端子的第二电流端子及经耦合以接收固定的偏置电压的控制端子，其中所述偏置晶体管的所述第二端子耦合到所述切换式DC-DC转换器的所述输出节点；以及
电压调节器，其耦合到所述偏置晶体管的所述控制端子，以提供所述固定的偏置电压，其中所述电压调节器经设计成可在第一模式及第二模式中的一者中操作，所述电压调节器在所述第一模式中比在所述第二模式中消耗更大的电流；
其中如果从所述输出节点汲取的电流低于低电流阈值且所述经调节的DC电压具有在上限与下限之间的值，那么所述电压调节器在所述第二模式中操作，否则所述电压调节器在所述第一模式中操作。
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