JP2000217344A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 軽負荷時のスイッチング損失をより低減する
ことのできるスイッチング電源回路を提供する。 【解決手段】 通常動作時には負荷電流検出回路４ｆが
通常の負荷電流を検出して切り換え回路４ｅに検出信号
を送り、切り換え回路４ｅが通常動作用スイッチング素
子２ａにベース電流を供給し、ＰＷＭコンパレータ４ｃ
から出力されたパルスのデューティでスイッチング動作
させる。負荷６が軽負荷に移行すると負荷電流が減少す
るため、負荷電流検出回路４ｆは負荷電流が軽負荷時の
ものであることを示す信号を切り換え回路４ｅに送る。
切り換え回路４ｅは軽負荷用スイッチング素子２ｂにベ
ース電流を供給し、駆動対象を通常動作用スイッチング
素子２ａから、通常動作用スイッチング素子２ａよりも
スイッチング時間の短い軽負荷用スイッチング素子２ｂ
に切り換える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、産業用や民生用の
電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源
回路の省エネルギー機能に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のスイッチング電源回路として、例
えば図９に示すようなチョッパ方式で他励型のスイッチ
ング電源回路１０１が用いられている。スイッチング電
源回路１０１において、直流電源１０２から印加された
直流電圧は、ＮＰＮ型トランジスタからなるスイッチン
グ素子１０３のスイッチング動作により所定のデューテ
ィを有するパルスに変換される。スイッチング素子１０
３のＯＮ時にはスイッチング素子１０３から出力された
電圧により流れる電流でコイル１０５にエネルギーが蓄
えられ、スイッチング素子１０３のＯＦＦ時にはＯＮ時
にコイル１０５に蓄えられたエネルギーがダイオード１
０６を通して放出され、パルスの一周期を通して平滑コ
ンデンサ１０４により平滑化された電圧が負荷１１２に
供給される。

【０００３】また、スイッチング電源回路１０１の出力
電圧はスイッチング素子１０３にフィードバックされ、
スイッチング素子１０３から出力されるパルスのデュー
ティが制御される。出力電圧はまず差動増幅器１０７の
非反転入力端子に入力され、反転入力端子に入力される
基準電圧源１０８の電圧と比較される。差動増幅器１０
７は両者の差を増幅して出力し、その出力はＰＷＭコン
パレータ１０９の非反転入力端子に入力される。ＰＷＭ
コンパレータ１０９は、その反転入力端子に入力された
発振器１１０からの三角波に同期させて、差動増幅器１
０７の出力電圧に応じたデューティを有するパルスを出
力する。

【０００４】このパルスはスイッチング素子１０３の駆
動回路１１１に入力され、駆動回路１１１は上記パルス
のＯＮ期間またはＯＦＦ期間にスイッチング素子１０３
へベース電流の供給を行い、スイッチング素子１０３を
スイッチングさせる。これによりスイッチング素子１０
３のＯＮ期間が制御され、スイッチング電源回路１０１
の出力電圧は所定の値に安定化される。

【０００５】また、一般にスイッチング電源回路は、接
続される負荷が重負荷であるか軽負荷であるかに関わら
ず高効率で負荷に電力を供給することが望ましい。スイ
ッチング電源回路の電力効率を決定する要因の一つに、
スイッチング素子のスイッチング損失がある。図１０
に、スイッチング素子の入出力間電圧と、スイッチング
素子に流れる電流の波形とを示す。同図において、スイ
ッチング素子がＯＦＦからＯＮになる期間Ｆ、およびＯ
ＮからＯＦＦになる期間Ｇには、入出力間電圧と電流と
の積の時間積分に相当する電力損失がある。

【０００６】このように、スイッチング素子自身が電力
を消費するので、これがスイッチング電源回路の電力効
率を低下させている。特に、待機時などの軽負荷の状態
にある場合には、負荷で消費する電力に対してスイッチ
ング損失の割合が大きくなる。

【０００７】そこで、図１１に示すように、軽負荷時の
スイッチング損失を抑制するように構成されたスイッチ
ング電源回路１２１が考えられている。このスイッチン
グ電源回路１２１は出力側に負荷電流検出回路１１３を
有し、これにより重負荷が検出されたときにはその負荷
信号に基づき、周波数切り換え器１１４が発振器１１０
の発振周波数を重負荷用の高めの周波数に設定する。逆
に軽負荷が検出されたときには周波数切り換え器１１４
が発振器１１０の発振周波数を軽負荷用の低めの周波数
に設定する。

【０００８】このような構成とすることにより、特に軽
負荷の場合にスイッチング素子１０３のスイッチング周
波数を低下させて、スイッチング損失を低減させること
ができる。これと類似の構成が、特開平８−５１７７４
号公報に開示されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のスイッチング電源回路１２１では、発振器１
１０の発振周波数を２０ｋＨｚ以下の可聴周波数領域に
まで低下させることはできない上、発振周波数を低下さ
せることに伴いコイル１０５を大きくする必要があるた
め、発振周波数の低下だけで軽負荷時のスイッチング損
失を低減するには限界があるという問題が起こる。

【００１０】また、重負荷時に大電流を流すことのでき
るスイッチング素子１０３はスイッチング時間、すなわ
ち図１０に示した期間Ｆ・Ｇが長いため、軽負荷時にも
同じスイッチング素子１０３を用いるのはスイッチング
損失を抑制する上で不利である。

【００１１】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであって、その目的は、軽負荷時のスイッチング
損失をより低減することのできるスイッチング電源回路
を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明のス
イッチング電源回路は、上記課題を解決するために、入
力される直流電圧をスイッチング動作によってパルスと
して出力するスイッチング手段と、上記パルスを平滑し
て得られる直流電圧を負荷へ出力する出力手段と、上記
出力手段によって出力される直流電圧をフィードバック
して上記スイッチング手段を所定の周波数およびデュー
ティでスイッチング動作させるように制御する制御手段
とを有するスイッチング電源回路において、上記スイッ
チング手段は、負荷が所定値以上となる重負荷時に対応
した電流を流すことが可能な第１スイッチング素子と、
負荷が所定値以下となる軽負荷時に対応した電流を流す
ことが可能であるとともに上記第１スイッチング素子よ
りもスイッチング時間が短い第２スイッチング素子とが
入出力間で並列に設けられてなり、上記制御手段は、負
荷電流を検出する負荷電流検出手段と、上記負荷電流検
出手段によって検出された負荷電流から上記重負荷時と
上記軽負荷時とを判別し、上記重負荷時には上記第１ス
イッチング素子を駆動して上記第２スイッチング素子の
駆動を停止する一方、上記軽負荷時には上記第１スイッ
チング素子の駆動を停止して上記第２スイッチング素子
を駆動する切り換え手段とを有することを特徴としてい
る。

【００１３】上記の発明によれば、重負荷時には大電流
を流すことが可能な第１スイッチング素子のみをスイッ
チング動作させるように駆動し、軽負荷時には第１スイ
ッチング素子のような大電流を流すことはできないまで
も、スイッチング時間が短い第２スイッチング素子のみ
をスイッチング動作させるように駆動する。

【００１４】従って、例えばスイッチング電源回路の通
常動作を上記重負荷時の設定で制御し、待機時の動作を
上記軽負荷時の設定で制御することにより、待機時にお
ける第２スイッチング素子のスイッチング時間が通常動
作時の第１スイッチング素子よりも短い分だけスイッチ
ング損失を低減することができる。

【００１５】請求項２に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項１に記載のス
イッチング電源回路において、上記負荷電流検出手段
は、上記出力手段から負荷への出力電流が流れる抵抗を
有し、上記抵抗の電圧降下に基づいて負荷電流を検出す
ることを特徴としている。

【００１６】上記の発明によれば、スイッチング電源回
路の出力電流が抵抗を流れる際の電圧降下の大小を検出
することで負荷電流を検出する。従って、電圧降下が所
定値よりも大きい場合は負荷電流が大きい重負荷時と判
定し、その逆の場合は負荷電流が小さい軽負荷時と判定
する。この電圧降下は微小な値でよいので、抵抗での消
費電力は僅かとなり、負荷への供給電力に影響を与える
ことなく第１スイッチング素子と第２スイッチング素子
との切り換えを行うことができる。

【００１７】請求項３に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項１に記載のス
イッチング電源回路において、上記負荷電流検出手段
は、上記スイッチング手段への入力電流が流れる抵抗を
有し、上記抵抗の電圧降下に基づいて負荷電流を検出す
ることを特徴としている。

【００１８】上記の発明によれば、スイッチング電源回
路の入力電流が抵抗を流れる際の電圧降下の大小を検出
することで負荷電流を検出する。従って、電圧降下が所
定値よりも大きい場合は負荷電流が大きい重負荷時と判
定し、その逆の場合は負荷電流が小さい軽負荷時と判定
する。この電圧降下は微小な値でよいので、抵抗での消
費電力は僅かとなり、負荷への供給電力に影響を与える
ことなく第１スイッチング素子と第２スイッチング素子
との切り換えを行うことができる。

【００１９】請求項４に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項１に記載のス
イッチング電源回路において、上記負荷電流検出手段
は、上記スイッチング手段の入出力間電圧に基づいて負
荷電流を検出することを特徴としている。

【００２０】上記の発明によれば、スイッチング手段の
入出力間電圧、すなわち第１スイッチング素子および第
２スイッチング素子のうち駆動されている方で決定され
る入出力間電圧の大小を検出することで負荷電流を検出
する。従って、例えば通常動作時において第１スイッチ
ング素子の入出力間電圧が所定値よりも小さくなること
は、第１スイッチング素子に流れる電流が減少すること
に相当するので、これを負荷電流が小さい軽負荷に移行
した状態であると判定する。負荷電流をこのように検出
することにより、負荷への供給電力に影響を与えること
なく第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との
切り換えを行うことができる。

【００２１】請求項５に係る発明のスイッチング電源回
路は、上記課題を解決するために、請求項１ないし４の
いずれかに記載のスイッチング電源回路において、上記
第２スイッチング素子は上記第１スイッチング素子より
も低い消費電力で駆動されることを特徴としている。

【００２２】上記の発明によれば、第２スイッチング素
子は第１スイッチング素子よりも低い消費電力で駆動さ
れ、例えば第１スイッチング素子および第２スイッチン
グ素子がバイポーラトランジスタである場合に、第２ス
イッチング素子の駆動時のベース電流が第１スイッチン
グ素子よりも小さくなるように設定される。これによ
り、軽負荷時にはスイッチング損失の低減に加えて、第
２スイッチング素子を駆動するための消費電力を抑制す
ることもでき、電力効率をさらに高めることができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】本発明のスイッチング電源回路の
実施の一形態について図１ないし図８に基づいて説明す
れば、以下の通りである。

【００２４】図１に、本実施の形態のスイッチング電源
回路１の構成を示す。スイッチング電源回路１は、スイ
ッチング部２、出力部３、および制御部４から構成され
る。

【００２５】スイッチング部（スイッチング手段）２
は、ＮＰＮ型のトランジスタからなる通常動作用スイッ
チング素子（第１スイッチング素子）２ａと、ＮＰＮ型
トランジスタからなる軽負荷用スイッチング素子（第２
スイッチング素子）２ｂとが入出力間（コレクタ・エミ
ッタ間）で並列に接続された構成である。

【００２６】通常動作用スイッチング素子２ａは通常動
作時に電力が供給される所定値以上の負荷（重負荷）に
対応した電流を流すことが可能であり、軽負荷用スイッ
チング素子２ｂは通常動作用スイッチング素子２ａほど
の大電流を流すことはできないまでも、通常動作用スイ
ッチング素子２ａよりもスイッチング時間が短いという
特性を有する。スイッチング電源回路１の通常動作時に
は通常動作用スイッチング素子２ａが駆動され、軽負荷
時には軽負荷用スイッチング素子２ｂが駆動されて、そ
れぞれ直流電源５からコレクタに入力された直流電圧を
スイッチング動作によってパルスに変換して出力する。

【００２７】出力部（出力手段）３は、スイッチング部
２から出力されたパルスを平滑化し、安定化した直流電
圧を負荷６に供給するものであり、ダイオード３ａ、コ
イル３ｂ、および平滑コンデンサ３ｃからなる。ダイオ
ード３ａのカソードはスイッチング部２の出力線上の端
子Ｂに、アノードはアースラインにそれぞれ接続されて
いる。コイル３ｂは、スイッチング部２の出力線上でダ
イオード３ａのカソードと後述する負荷電流検出回路４
ｆの入力端子Ｃとの間に接続されている。平滑コンデン
サ３ｃの一方の電極はスイッチング部２の出力線上で負
荷電流検出回路４ｆの出力端子Ｄに接続され、他方の電
極はアースラインに接続されている。

【００２８】制御部（制御手段）４は、出力部３から出
力される直流電圧をフィードバックしてスイッチング部
２のスイッチング動作のデューティを制御し、上記直流
電圧を安定化させるとともに、重負荷時と軽負荷時とを
判別してスイッチング部２の通常動作用スイッチング素
子２ａと軽負荷用スイッチング素子２ｂとの切り換えを
行うものであり、差動増幅器４ａ、基準電圧源４ｂ、Ｐ
ＷＭコンパレータ４ｃ、発振器４ｄ、切り換え回路４
ｅ、および負荷電流検出回路４ｆからなる。

【００２９】差動増幅器４ａの非反転入力端子は出力部
３の出力線に、反転入力端子はアースラインとの間に直
流電圧を発生する基準電圧源４ｂの正極にそれぞれ接続
されている。ＰＷＭコンパレータ４ｃの非反転入力端子
は差動増幅器４ａの出力端子に、反転入力端子は所定の
周波数の三角波を発生する発振器４ｄの出力端子にそれ
ぞれ接続されている。

【００３０】切り換え回路（切り換え手段）４ｅの入力
端子はＰＷＭコンパレータ４ｃの出力端子に接続され、
２系統の出力端子のうち一方は通常動作用スイッチング
素子２ａのベースに、他方は軽負荷用スイッチング素子
２ｂのベースにそれぞれ接続されている。負荷電流検出
回路（負荷電流検出手段）４ｆは出力部３内のコイル３
ｂと平滑コンデンサ３ｃとの間に接続され、負荷電流の
検出結果を出力する出力端子が切り換え回路４ｅのもう
一つの入力端子Ａに接続されている。

【００３１】上記の構成のスイッチング電源回路１の動
作について以下に説明する。まず通常動作時の負荷６が
接続された状態でスイッチング部２に直流電源５から直
流電圧が印加されると、通常動作用スイッチング素子２
ａに所定の周期でベース電流が供給されて通常動作用ス
イッチング素子２ａがスイッチング動作を行い、出力部
３にパルスを出力する。このとき軽負荷用スイッチング
素子２ｂはベース電流が供給されずＯＦＦ状態のままで
ある。

【００３２】通常動作用スイッチング素子２ａがＯＮ状
態の間、出力部３ではスイッチング素子２ａから出力さ
れた電圧により流れる電流でコイル３ｂにエネルギーが
蓄えられ、通常動作用スイッチング素子２ａがＯＦＦ状
態となるときに蓄積したエネルギーがダイオード３ａを
通して放出され、パルスの一周期を通して平滑コンデン
サ３ｃによって平滑化して得られた直流電圧が負荷６に
供給される。

【００３３】また、出力部３から出力された直流電圧は
制御部４の差動増幅器４ａに入力され、差動増幅器４ａ
は上記直流電圧と基準電圧源４ｂの電圧との差を増幅し
てＰＷＭコンパレータ４ｃに出力する。ＰＷＭコンパレ
ータ４ｃには発振器４ｄから所定の発振周波数の三角波
が入力されており、ＰＷＭコンパレータ４ｃはこの三角
波に同期させて上記電圧の差に応じたデューティのパル
スを生成して切り換え回路４ｅに出力する。切り換え回
路４ｅには負荷電流検出回路４ｆから負荷電流が通常動
作時（重負荷時）のものであることを示す信号が入力さ
れているので、切り換え回路４ｅは２系統の出力線のう
ち通常動作用スイッチング素子２ａに接続されている方
の出力線を選択し、ＰＷＭコンパレータ４ｃから出力さ
れたパルスのデューティで通常動作用スイッチング素子
２ａにベース電流を供給する。

【００３４】これにより通常動作用スイッチング素子２
ａは、出力部３から出力される直流電圧が所定値よりも
高いときにはデューティを減少させるように、また上記
直流電圧が所定値よりも低いときにはデューティを増加
させるようにスイッチング動作を行うので、上記直流電
圧は所定値に安定化される。

【００３５】一方、負荷６が待機状態などとなって軽負
荷に移行すると負荷電流が減少するため、負荷電流検出
回路４ｆは負荷電流が軽負荷時のものであることを示す
信号を出力する。すると、切り換え回路４ｅは２系統の
出力線のうち軽負荷用スイッチング素子２ｂに接続され
ている方の出力線を選択し、ＰＷＭコンパレータ４ｃか
ら出力されたパルスのデューティで軽負荷用スイッチン
グ素子２ｂにベース電流を供給する。

【００３６】軽負荷用スイッチング素子２ｂは通常動作
用スイッチング素子２ａよりも短いスイッチング時間で
スイッチング動作を行うので、従来のようにスイッチン
グ周波数を低下させなくとも、軽負荷時のスイッチング
損失を通常動作時よりも低減することができる。スイッ
チング時間が短くなることは、従来の技術で述べた期間
Ｆ・Ｇ（図１０参照）が短くなることに相当する。な
お、スイッチング電源回路１が通常動作に復帰した場合
には、前述した動作によって再び通常動作用スイッチン
グ素子２ａが駆動される。

【００３７】次に、図２に切り換え回路４ｅの具体的な
回路構成例を示す。切り換え回路４ｅは、差動増幅器１
１、定電流源１２、ＮＰＮ型のトランジスタ１３・３
０、およびＰＮＰ型のトランジスタ１４からなる通常動
作用スイッチング素子２ａの駆動回路と、差動増幅器２
１、定電流源２２、ＮＰＮ型のトランジスタ２３・３
０、およびＰＮＰ型のトランジスタ２４からなる軽負荷
用スイッチング素子２ｂの駆動回路とから構成される。
また、基準電圧源３１が差動増幅器１１・２１に共有さ
れている。

【００３８】通常動作用スイッチング素子２ａの駆動回
路において、差動増幅器１１の非反転入力端子は切り換
え回路４ｅの入力端子Ａに、反転入力端子はアースライ
ンとの間に直流電圧を発生する基準電圧源３１の正極に
それぞれ接続されている。トランジスタ１３のベースは
差動増幅器１１の出力端子に、エミッタは定電流源１２
を介してトランジスタ３０のコレクタに、コレクタはト
ランジスタ１４のベースにそれぞれ接続されている。ト
ランジスタ３０のベースはＰＷＭコンパレータ４ｃの出
力端子に、エミッタはアースラインにそれぞれ接続され
ている。トランジスタ１４のエミッタは通常動作用スイ
ッチング素子２ａのコレクタ、すなわちスイッチング部
２の入力端子Ｅに、またコレクタは通常動作用スイッチ
ング素子２ａのベースにそれぞれ接続されている。

【００３９】軽負荷用スイッチング素子２ｂの駆動回路
において、差動増幅器２１の反転入力端子は切り換え回
路４ｅの入力端子Ａに、非反転入力端子は基準電圧源３
１の正極にそれぞれ接続されている。トランジスタ２３
のベースは差動増幅器２１の出力端子に、エミッタは定
電流源２２を介してトランジスタ３０のコレクタに、コ
レクタはトランジスタ２４のベースにそれぞれ接続され
ている。トランジスタ３０の接続状態は前述の通りで、
トランジスタ２４のエミッタは軽負荷用スイッチング素
子２ｂのコレクタ、すなわちスイッチング部２の入力端
子Ｅに、またコレクタは軽負荷用スイッチング素子２ｂ
のベースにそれぞれ接続されている。

【００４０】上記の構成の切り換え回路４ｅにおいて、
入力端子Ａに負荷電流検出回路４ｆからの検出信号が入
力されると、その検出電圧が差動増幅器１１・２１に入
力され、基準電圧源３１の電圧と比較される。検出電圧
が基準電圧源３１の電圧よりも高いときには重負荷時で
あると判別して差動増幅器１１はＨｉｇｈレベルの電圧
を出力し、差動増幅器２１はＬｏｗレベルの電圧を出力
する。

【００４１】これによりトランジスタ１３がＯＮ状態と
なり、ＰＷＭコンパレータ４ｃから出力されるパルスに
よるトランジスタ３０のスイッチング動作に同期して定
電流源１２からトランジスタ１４にベース電流が供給さ
れる。従って、トランジスタ１４も同じようにスイッチ
ング動作を行い、通常動作用スイッチング素子２ａにベ
ース電流を供給して通常動作用スイッチング素子２ａを
スイッチング動作させる。このときトランジスタ２３は
ＯＦＦ状態に保たれるため、軽負荷用スイッチング素子
２ｂの駆動回路は動作しない。

【００４２】一方、検出電圧が基準電圧源３１の電圧よ
りも低いときには軽負荷時であると判別して差動増幅器
１１はＬｏｗレベルの電圧を出力し、差動増幅器２１は
Ｈｉｇｈレベルの電圧を出力する。これによりトランジ
スタ２３がＯＮ状態となり、ＰＷＭコンパレータ４ｃか
ら出力されるパルスによるトランジスタ３０のスイッチ
ング動作に同期して定電流源２２からトランジスタ２４
にベース電流が供給される。従って、トランジスタ２４
も同じようにスイッチング動作を行い、軽負荷用スイッ
チング素子２ｂにベース電流を供給して軽負荷用スイッ
チング素子２ｂをスイッチング動作させる。このときト
ランジスタ１３はＯＦＦ状態に保たれるため、通常動作
用スイッチング素子２ａの駆動回路は動作しない。

【００４３】なお、トランジスタ２４はトランジスタ１
４よりも小さいベース電流で動作する特性となってお
り、定電流源２２は定電流源１２よりも小さい電流値で
すむ。これにより、結果的に軽負荷用スイッチング素子
２ｂを駆動するためのベース電流は通常動作用スイッチ
ング素子２ａよりも小さくなる。従って、軽負荷用スイ
ッチング素子２ｂの駆動回路の動作時における消費電力
は通常動作用スイッチング素子２ａの駆動回路の動作時
における消費電力よりも低く抑えられ、スイッチング損
失の低減と合わせて軽負荷時のさらなる電力効率の向上
を図ることができる。

【００４４】次に、図３に負荷電流検出回路４ｆの具体
的な回路構成例を示す。負荷電流検出回路４ｆは、抵抗
４１および差動増幅器４２から構成される。抵抗４１は
出力部３内の端子Ｃ・Ｄ間に設けられ、差動増幅器４２
の非反転入力端子は抵抗４１の端子Ｃ側の一端に、反転
入力端子は抵抗の端子Ｄ側の一端にそれぞれ接続されて
いる。また、差動増幅器４２の出力端子は切り換え回路
４ｅの入力端子Ａに接続されている。

【００４５】上記の構成の負荷電流検出回路４ｆにおい
て、抵抗４１には負荷電流に応じた大きさの電流が流
れ、その電流が抵抗４１における電圧降下に換算されて
差動増幅器４２に入力される。差動増幅器４２はその電
圧降下を増幅し、電圧降下が所定値以上となる通常動作
時には前述した基準電圧源３１の電圧よりも高い電圧と
して出力する一方、電圧降下が所定値以下となる軽負荷
時には基準電圧源３１の電圧よりも低い電圧として出力
する。

【００４６】抵抗４１には例えば１０ｍΩという小さい
値のものを用い、軽負荷であると判定する負荷電流のし
きい値を１０ｍＡ、差動増幅器４２の増倍率を１０００
０倍とすると、差動増幅器４２の出力電圧が１Ｖ以下の
ときに軽負荷時であると判定される。このように微小な
電圧降下を検出することができればよいので、抵抗４１
の値が小さくてすみ、抵抗４１における消費電力は僅か
となって、負荷６への供給電力に影響を与えることなく
通常動作用スイッチング素子２ａと軽負荷用スイッチン
グ素子２ｂとの切り換えを行うことができる。

【００４７】上述の例では負荷電流検出回路４ｆを出力
部３内に設けたが、図４に示すように直流電源５からの
直流電圧の入力側に設けるようにしてもよい。この場合
の負荷電流検出回路４ｆは、直流電源５とスイッチング
部２の入力端子Ｅとの間に抵抗５１を設け、抵抗５１の
両端を差動増幅器５２に接続する。すなわち、スイッチ
ング部２への入力電流は負荷電流に対応するため、この
入力電流を抵抗５１における電圧降下に換算して差動増
幅器５２に入力し、増幅して出力する。

【００４８】抵抗５１には例えば１ｍΩという小さい値
のものを用い、軽負荷であると判定する負荷電流のしき
い値を１０ｍＡ、スイッチング部２のスイッチング動作
のデューティを１０％、差動増幅器５２の増倍率を１０
０００倍とすると、差動増幅器５２の出力電圧が１Ｖ以
下のときに軽負荷時であると判定される。このような負
荷電流の検出方法によっても前例と同様の効果が得られ
る。

【００４９】さらに、図５に示すように、負荷電流検出
回路４ｆをスイッチング部２の入出力間電圧から負荷電
流を検出するように構成することもできる。この場合の
負荷電流検出回路４ｆは、差動増幅器６１、ＡＮＤ回路
６２、およびフリップフロップ６３から構成される。差
動増幅器６１の非反転入力端子はスイッチング部２の入
力端子Ｅに、反転入力端子はスイッチング部２の出力端
子にそれぞれ接続されている。ＡＮＤ回路６２は２入力
であり、その一方は差動増幅器６１の出力端子に、他方
はＰＷＭコンパレータ４ｃの出力端子にそれぞれ接続さ
れている。また、ＡＮＤ回路６２の出力端子はフリップ
フロップ６３のリセット端子Ｒに接続されている。フリ
ップフロップ６３のセット端子Ｓは差動増幅器６１の出
力端子に、出力端子Ｑは切り換え回路４ｅの入力端子Ａ
にそれぞれ接続されている。

【００５０】なお、図６に示すように、ここではＰＷＭ
コンパレータ４ｃの出力がＨｉｇｈレベルのときにスイ
ッチング部２がＯＮ状態になる論理で切り換え回路４ｅ
が構成されているものとする。また、切り換え回路４ｅ
は、フリップフロップ６３の出力がＨｉｇｈレベルのと
きに通常動作用スイッチング素子２ａを駆動し、Ｌｏｗ
レベルのときに軽負荷用スイッチング素子２ｂを駆動す
るようになっている。フリップフロップ６３は差動増幅
器６１の出力がＬｏｗレベルとなるときにセットされ、
ＡＮＤ回路６２の出力がＨｉｇｈレベルとなるときにリ
セットされる。フリップフロップ６３の出力端子Ｑはセ
ットされるとＬｏｗレベルを出力し続け、リセットされ
るとＨｉｇｈレベルを出力し続けるように構成されてい
る。

【００５１】上記の構成の負荷電流検出回路４ｆにおい
て、まずスイッチング電源回路１が通常動作時の状態に
あるものとすると、スイッチング部２の入出力間電圧は
通常動作用スイッチング素子２ａのエミッタ・コレクタ
間電圧となる。通常動作用スイッチング素子２ａがＯＮ
状態にあるときには、負荷電流に対応して比較的大きな
コレクタ電流が流れるため、このときのエミッタ・コレ
クタ間電圧を差動増幅器６１で増幅して図６の破線で示
すようにＨｉｇｈレベルに設定する。差動増幅器６１の
出力はＨｉｇｈレベルであるので、フリップフロップ６
３はセットされず出力をＨｉｇｈレベルとする。これに
より、切り換え回路４ｅは通常動作用スイッチング素子
２ａを駆動し続ける。

【００５２】次いで軽負荷になると、通常動作用スイッ
チング素子２ａにはＯＮ状態のときに負荷電流に対応し
た比較的小さなコレクタ電流が流れるようになるので、
通常動作用スイッチング素子２ａのエミッタ・コレクタ
間電圧は低下する。従って、このときのエミッタ・コレ
クタ間電圧を差動増幅器６１で増幅してＬｏｗレベルに
設定する。差動増幅器６１の出力はＬｏｗレベルである
ので、フリップフロップ６３はセットされ出力をＬｏｗ
レベルとする。

【００５３】これにより、切り換え回路４ｅは駆動対象
を通常動作用スイッチング素子２ａから軽負荷用スイッ
チング素子２ｂへ切り換える。軽負荷の間は軽負荷用ス
イッチング素子２ｂのＯＮ時に低いエミッタ・コレクタ
間電圧が検出されて、図６に示すように、差動増幅器６
１の出力とＰＷＭコンパレータ４ｃの出力とのＡＮＤ演
算は常にＬｏｗレベルとなり、フリップフロップ６３は
リセットされずＬｏｗレベルを出力するので、切り換え
回路４ｅは軽負荷用スイッチング素子２ｂを駆動し続け
る。

【００５４】ここで、図７にＮＰＮ型トランジスタのコ
レクタ電流−コレクタ飽和電圧特性の一例を示す。負荷
電流が１０ｍＡ以下である状態を軽負荷であるとすると
き、ＮＰＮ型トランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧
であるコレクタ飽和電圧は軽負荷時には３０ｍＶ以下と
なる。従って、このとき図５の差動増幅器６１の増倍率
を１０倍、フリップフロップ６３でのＬｏｗレベルの定
義を０．３Ｖ以下とすれば、軽負荷時にはフリップフロ
ップ６３から切り換え回路４ｅにＬｏｗレベルの信号が
入力されることになる。

【００５５】このように、スイッチング部２の入出力間
電圧から負荷電流を検出する方法によれば、検出による
無駄な電力消費がないので、負荷６への供給電力に全く
影響を与えることなく通常動作用スイッチング素子２ａ
と軽負荷用スイッチング素子２ｂとの切り換えを行うこ
とができる。

【００５６】なお、以上に述べたスイッチング電源回路
１は、通常動作用スイッチング素子２ａおよび軽負荷用
スイッチング素子２ｂにバイポーラトランジスタを用い
たものであるが、図８に示すように、通常動作用スイッ
チング素子２ａおよび軽負荷用スイッチング素子２ｂに
ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング電源回路１’を構
成することもできる。この場合、一般にＭＯＳ−ＦＥＴ
のスイッチング時間はバイポーラトランジスタと比較し
て短いため、通常動作時および軽負荷時の両方において
バイポーラトランジスタの場合よりもスイッチング損失
を大きく低減することができ、電力効率をさらに高める
ことができる。

【００５７】

【発明の効果】請求項１に係る発明のスイッチング電源
回路は、以上のように、入力される直流電圧をスイッチ
ング動作によってパルスとして出力するスイッチング手
段と、上記パルスを平滑して得られる直流電圧を負荷へ
出力する出力手段と、上記出力手段によって出力される
直流電圧をフィードバックして上記スイッチング手段を
所定の周波数およびデューティでスイッチング動作させ
るように制御する制御手段とを有するスイッチング電源
回路において、上記スイッチング手段は、負荷が所定値
以上となる重負荷時に対応した電流を流すことが可能な
第１スイッチング素子と、負荷が所定値以下となる軽負
荷時に対応した電流を流すことが可能であるとともに上
記第１スイッチング素子よりもスイッチング時間が短い
第２スイッチング素子とが入出力間で並列に設けられて
なり、上記制御手段は、負荷電流を検出する負荷電流検
出手段と、上記負荷電流検出手段によって検出された負
荷電流から上記重負荷時と上記軽負荷時とを判別し、上
記重負荷時には上記第１スイッチング素子を駆動して上
記第２スイッチング素子の駆動を停止する一方、上記軽
負荷時には上記第１スイッチング素子の駆動を停止して
上記第２スイッチング素子を駆動する切り換え手段とを
有する構成である。

【００５８】それゆえ、例えばスイッチング電源回路の
通常動作を上記重負荷時の設定で制御し、待機時の動作
を上記軽負荷時の設定で制御することにより、待機時に
おける第２スイッチング素子のスイッチング時間が通常
動作時の第１スイッチング素子よりも短い分だけスイッ
チング損失を低減することができるという効果を奏す
る。

【００５９】請求項２に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項１に記載のスイッチング電
源回路において、上記負荷電流検出手段は、上記出力手
段から負荷への出力電流が流れる抵抗を有し、上記抵抗
の電圧降下に基づいて負荷電流を検出する構成である。

【００６０】それゆえ、抵抗における電圧降下が所定値
よりも大きい場合は負荷電流が大きい重負荷時と判定
し、その逆の場合は負荷電流が小さい軽負荷時と判定す
る。この電圧降下は微小な値でよいので、抵抗での消費
電力は僅かとなり、負荷への供給電力に影響を与えるこ
となく第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と
の切り換えを行うことができるという効果を奏する。

【００６１】請求項３に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項１に記載のスイッチング電
源回路において、上記負荷電流検出手段は、上記スイッ
チング手段への入力電流が流れる抵抗を有し、上記抵抗
の電圧降下に基づいて負荷電流を検出する構成である。

【００６２】それゆえ、抵抗における電圧降下が所定値
よりも大きい場合は負荷電流が大きい重負荷時と判定
し、その逆の場合は負荷電流が小さい軽負荷時と判定す
る。この電圧降下は微小な値でよいので、抵抗での消費
電力は僅かとなり、負荷への供給電力に影響を与えるこ
となく第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と
の切り換えを行うことができるという効果を奏する。

【００６３】請求項４に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項１に記載のスイッチング電
源回路において、上記負荷電流検出手段は、上記スイッ
チング手段の入出力間電圧に基づいて負荷電流を検出す
る構成である。

【００６４】それゆえ、例えば通常動作時において第１
スイッチング素子の入出力間電圧が所定値よりも小さく
なることは、第１スイッチング素子に流れる電流が減少
することに相当するので、これを負荷電流が小さい軽負
荷に移行した状態であると判定する。負荷電流をこのよ
うに検出することにより、負荷への供給電力に影響を与
えることなく第１スイッチング素子と第２スイッチング
素子との切り換えを行うことができるという効果を奏す
る。

【００６５】請求項５に係る発明のスイッチング電源回
路は、以上のように、請求項１ないし４のいずれかに記
載のスイッチング電源回路において、上記第２スイッチ
ング素子は上記第１スイッチング素子よりも低い消費電
力で駆動される構成である。

【００６６】それゆえ、例えば第１スイッチング素子お
よび第２スイッチング素子がバイポーラトランジスタで
ある場合に、第２スイッチング素子の駆動時のベース電
流が第１スイッチング素子よりも小さくなるように設定
される。これにより、軽負荷時にはスイッチング損失の
低減に加えて、第２スイッチング素子を駆動するための
消費電力を抑制することもでき、電力効率をさらに高め
ることができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態におけるスイッチング電
源回路の構成を示す回路ブロック図である。

【図２】図１のスイッチング電源回路の切り換え回路の
一構成例を示す回路図である。

【図３】図１のスイッチング電源回路の負荷電流検出回
路の一構成例を示す回路図である。

【図４】図１のスイッチング電源回路の負荷電流検出回
路を他の箇所に設ける場合の一構成例を示す回路図であ
る。

【図５】図１のスイッチング電源回路の負荷電流検出回
路をさらに他の箇所に設ける場合の一構成例を示す回路
図である。

【図６】図５の負荷電流検出回路の動作を説明するタイ
ミングチャートである。

【図７】ＮＰＮ型トランジスタのコレクタ電流とコレク
タ飽和電圧との関係を示すグラフである。

【図８】本発明のスイッチング電源回路の変形例の構成
を示す回路ブロック図である。

【図９】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路
ブロック図である。

【図１０】図９のスイッチング電源回路におけるスイッ
チング素子の入出力間電圧とスイッチング素子に流れる
電流との関係を示すタイミングチャートである。

【図１１】従来の他のスイッチング電源回路の構成を示
す回路ブロック図である。

【符号の説明】

１ スイッチング電源回路 １’ スイッチング電源回路 ２ スイッチング部（スイッチング手段） ２ａ 通常動作用スイッチング素子（第１スイッチ
ング素子） ２ｂ 軽負荷用スイッチング素子（第２スイッチン
グ素子） ３ 出力部（出力手段） ４ 制御部（制御手段） ４ｅ 切り換え回路（切り換え手段） ４ｆ 負荷電流検出回路（負荷電流検出手段） ６ 負荷 ４１ 抵抗 ５１ 抵抗

フロントページの続き (72)発明者 因幡 克己 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AA16 AS01 BB13 BB57 DD02 DD13 EE08 EE10 FD01 FD31 FF02 FG05 FV02

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力される直流電圧をスイッチング動作に
   よってパルスとして出力するスイッチング手段と、上記
   パルスを平滑して得られる直流電圧を負荷へ出力する出
   力手段と、上記出力手段によって出力される直流電圧を
   フィードバックして上記スイッチング手段を所定の周波
   数およびデューティでスイッチング動作させるように制
   御する制御手段とを有するスイッチング電源回路におい
   て、 上記スイッチング手段は、負荷が所定値以上となる重負
   荷時に対応した電流を流すことが可能な第１スイッチン
   グ素子と、負荷が所定値以下となる軽負荷時に対応した
   電流を流すことが可能であるとともに上記第１スイッチ
   ング素子よりもスイッチング時間が短い第２スイッチン
   グ素子とが入出力間で並列に設けられてなり、上記制御
   手段は、負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、上記
   負荷電流検出手段によって検出された負荷電流から上記
   重負荷時と上記軽負荷時とを判別し、上記重負荷時には
   上記第１スイッチング素子を駆動して上記第２スイッチ
   ング素子の駆動を停止する一方、上記軽負荷時には上記
   第１スイッチング素子の駆動を停止して上記第２スイッ
   チング素子を駆動する切り換え手段とを有することを特
   徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】上記負荷電流検出手段は、上記出力手段か
   ら負荷への出力電流が流れる抵抗を有し、上記抵抗の電
   圧降下に基づいて負荷電流を検出することを特徴とする
   請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】上記負荷電流検出手段は、上記スイッチン
   グ手段への入力電流が流れる抵抗を有し、上記抵抗の電
   圧降下に基づいて負荷電流を検出することを特徴とする
   請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】上記負荷電流検出手段は、上記スイッチン
   グ手段の入出力間電圧に基づいて負荷電流を検出するこ
   とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
   路。
5. 【請求項５】上記第２スイッチング素子は上記第１スイ
   ッチング素子よりも低い消費電力で駆動されることを特
   徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のスイッチ
   ング電源回路。