KR20020087100A - 울트라 커패시터 기반의 다이내믹하게 조절되는 전하 펌프전력 컨버터 - Google Patents

울트라 커패시터 기반의 다이내믹하게 조절되는 전하 펌프전력 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 포함하는 전하 펌프의 스위치 매트릭스를 다이내믹하게 제어함으로써 전력을 효율적으로 제공하는 전하 펌프 전력 컨버터에 관한 것이다. 개방형-루프 발진기-기초 제어 대신에, 다이내믹 제어기는 출력 전압을 감지하고, 응답하는 전하 펌프의 동작 주파수를 변화시킴으로써 수요에 따른 전력을 제공한다. 더욱이, 이러한 폐쇄형-루프 다이내믹 제어는 전력 컨버터 하류에, 스텝-다운 전압 조절기의 불충분한 추가 없이, 전하 펌프 전력 컨버터의 출력 전압을 본질적으로 조절한다. 또한, 이러한 폐쇄형-루프 다이내믹 제어는 입력 전압의 변화에 조차 목적하는 출력 전압을 유지하기 위해 허용된다. 추가의 효율은 전류 변화율 및 전압 리플 모두에서 플라잉 울트라-커패시터(CU F)의 충전 및 방전을 제어함으로써 달성된다.

Description

울트라 커패시터 기반의 다이내믹하게 조절되는 전하 펌프 전력 컨버터 {Ultra-capacitor based dynamically regulated charge pump power converter}
전자 공학 기술의 진보는 휴대용 전자 장치들의 설계 및 효과적인 단가의 제조를 가능케 하였다. 따라서, 휴대용 전자 장치들의 사용은 이용가능한 생산품들의 수 및 생산품들의 유형 모두에서 계속 증가하고 있다. 휴대용 전자 장치들의 광범위한 스펙트럼의 예로는 호출기, 셀 방식 전화기, 음악 플레이어, 계산기, 랩탑 컴퓨터, 및 개인용 디지털 보조 장치 등등을 들 수 있다.
휴대용 전자 장치에서 전자 공학은 일반적으로 직류(DC) 전력을 필요로 한다. 전형적으로, 1개 이상의 배터리들이 이러한 DC 전력을 제공하는 에너지원으로서 사용된다. 이상적으로, 에너지원은 휴대용 전자 장치의 에너지 요건들에 완전히 매치될 수 있다. 그러나, 흔히, 배터리의 전압 및 전류는 휴대용 전자 장치의 전자 부품들에 직접적으로 전력을 공급하기에 적절하지 못하다. 예를 들면, 배터리의 전압 레벨은 그 장치가 필요로 하는 전압 레벨과 상이할 수 있다. 또한, 전자 부품들의 일부 부분들은 다른 부분들과 상이한 전압 레벨로 동작할 수 있고, 다른 에너지원 전압 레벨들을 필요로 한다. 또한, 전자들은 전류 수요량에 있어서 신속한 동요에 대해 신속하게 반응할 수 없다.
1개 이상의 배터리들 등의 에너지원(12), 및 전력을 필요로 하는 전자 부품들 등의 로드 장치(load device: 14)를 포함하는 휴대용 전자 장치에 대한 전형적인 장치가 도 1에 도시된다. 에너지원(12)과 로드 장치(14) 사이에는 많은 기능들을 수행할 수 있는 전원(16)이 삽입된다. 예를 들면, 전원(16)에 통합되는 것으로 나타내지는 전력 컨버터(20)는 로드 장치(14)에 대해 그것을 적절하게 만들기 위해에너지원(12)으로부터 전력에 필요한 변화를 제공한다.
전원(16)은 전력 변환 이외의 다른 기능들을 수행할 수도 있다. 예를 들면, 지속되는 큰 전류에 의한 손상으로부터 에너지원(12), 로드 장치(14) 및(또는) 전력 컨버터(20)를 보호하기 위해서는 휴대용 전자 장치(10)의 나머지로부터 에너지원(12)을 전기적으로 접속해제(disconnecting)시키는 것을 필요로 한다. 다른 예로서, 전력 컨버터(20)는 시동하는 동안 도움을 필요로 한다.
필요한 전력 변환의 유형들에 관하여, 전력 컨버터(20)는 전압을 "스텝 업(step up)"하거나(즉, 증가시키거나(boost)) 또는 "스텝 다운(step down)"시킬 수 있다. 즉, 컨버터(20)는 에너지원(12)으로부터 입력 전압(Vs)에 관하여 로드 장치(14)에 제공된 출력 전압(Vout)을 증가시키거나 또는 감소시킬 수 있다. 전력 컨버터(20)는 에너지원(12)이 제공될 수 없는 로드 장치(14)에 의해 수요(demand)를 증가시키거나 또는 짧은 스파이크를 만족시키기 위한 에너지양을 저장할 수도 있다.
전력 컨버터(20)는 또한 로드 장치(14)의 바람직하지 못한 성능을 유발하거나 또는 유해한 잡음을 유발할 수 있는 고속 요동들(rapid fluctuations)을 감소시키고 바람직한 출력 전압 레벨에 그것을 근접시키는, 출력 전압(VOUT)을 조절할 수도 있다. 그러한 요동들은 수요의 변화, 외부 전자기원으로부터 유도된 잡음, 에너지원(12)의 특성들, 및(또는) 전원(13)에서 다른 부품들로부터의 잡음으로 인해 발생할 수 있다.
전력 컨버터(20)가 많은 이익들을 제공하지만, 현존하는 전력 컨버터(20)는 휴대용 전자 장치들(10)에 대해 바람직하지 못한 성능 제한들을 부여할 수도 있다. 일반적으로 공지된 전력 컨버터들(20)의 특정 속성들은 일반적으로 관련된 구속 요건들의 유형에 따라 아래에 고찰된다.
일반적으로 공지된 많은 전력 컨버터들(20)은 로드 장치(14)로부터 특정 로드 수요 및 특정 에너지원(12)에 대해 최적화된다. 전력 컨버터(20)는 에너지원(12) 및(또는) 로드 장치(14)의 전압 및 전류 특성의 변화들을 수용할 수 없거나, 또는 비효율적으로 수용할 수 있다. 예를 들면, 전력 컨버터들(20) 중의 일부 유형은 입력 전압(Vs)보다 높은 출력 전압(VOUT)을 제공할 수 없고(없거나), 이들의 효율은 입력 전압(Vs)이 필요한 출력 전압(VOUT)에 어떻게 접근하는지에 관련된다. 또한, 일부 전력 컨버터들(20)은 0.5-1.0W 등의 중간 전력 레벨을 제공할 수 있다. 더욱이, 일반적으로 공지된 전력 컨버터들(20)은 입력 전압, 출력 전압 및 전력 용량들의 협소한 범위 내에서만 동작하는 디자인을 갖는다.
또한, 도 2에 관하여 아래 고찰되는 바와 같이, 일부 전력 컨버터들(20)은 비효율적인 전압 조절기들을 통해서만 허용될 수 있게 조절되는 출력 전압(VOUT)을 달성한다.
다른 예들에서, 전력 컨버터(20)에 의한 전압 조절은 로드 장치(14)의 필요성에 대해 부적절하다. 예를 들면, 명목상의 출력 전압(VOUT)은 입력 전압(Vs)의 변동, 로드 장치(14)에 의해 유도된 출력 전류 또는 전력 컨버터의 온도 변화로 인해변화할 수 있다. 또한, VOUT가 허용 가능한 명목상의 출력 레벨인 경우조차, 전력 컨버터(20)는 명목상의 출력 전압(VOUT)에 관하여 바람직하지 못하게 발진시킬 수 있다. 이러한 전압 리플(voltage ripple: VRIP)은 명목상의 출력 전압(VOUT)에 관한 발진들(oscillations)의 범위로서 정의되고, 로드 장치(14)의 적절한 동작을 손상시키거나 또는 배제할 수 있다.
따라서, 현존하는 전력 컨버터(20)는 로드 장치에 필요한 전력을 수요만큼 효율적으로 제공하지 못할 뿐만 아니라, 안정한 VOUT를 제공하기 위해 에너지원 및 로드 장치에서의 변화를 조절할 수 없다.
더욱이, 현존하는 전력 컨버터들(20)은 서브-원 볼트 입력 전압(sub-one volt input voltage: VS) 등의 낮은 입력 전압 레벨들에 의해 동작하지 않는다. 기존의 전력 컨버터들(20)은 일반적으로 1볼트보다 큰 로드 장치(14)의 출력 전압 수요에 전형적으로 필적하는 동작 가능한 바이어스 전압을 필요로 한다. 또한, 특정량의 잡음은 외부 및 내부 소스들에 의해 입력 전압(VS)에 중첩된다. 입력 전압 레벨(VS)이 낮을 때, 이러한 잡음은 전력 컨버터(20)의 오퍼레이션을 무시하거나 또는 배제함으로써 비교적 중요해질 수 있다.
1볼트보다 튼 입력 전압을 필요로 하는 하나의 밀접한 관계는 다른 바람직한 단일 셀 배터리, 또는 전력의 선택적인 소스가 장치(10)에 대한 에너지원(12)으로서 부적절할 수 있다는 것이다. 예를 들면, 특정 전기 화학적 배터리 또는 선택적인 전원에 의해 공급된 명목상의 전압은 1볼트 아래일 수 있거나, 또는 이들의 저장된 전하가 감소함에 따라 감소하는 전압 특성을 갖는다. 그러한 배터리들은 서브-원 볼트 레벨에서만 회복될 수 있는 이들의 저장 에너지의 현저한 양 및 아마도 대다수를 갖게 된다. 결과적으로, 휴대용 전자 장치(10)에서 배터리의 작용 수명은 배터리로부터 서브-원 볼트 입력 전압(Vs)으로 동작하는 장치의 무능력에 의해 제한된다. 결과적으로, 배터리들은 현저한 양의 전하 또는 "수명"이 그들 내부에 여전히 남겨진 채로 폐기된다. 장치(10) 내에 추가의 배터리들을 삽입함으로써 추가의 작용 수명을 얻기 위해서는 장치(10)의 크기 및 중량을 증가시킨다.
따라서, 많은 기존의 전력 컨버터들은 서브-원 볼트 입력 전압으로 동작하지 않거나 또는 바람직하지 못하게 동작한다.
더욱이, 전력 컨버터(20)가 서브-원 볼트 입력 전압(Vs)에서 연속적으로 동작할 수 있는 경우조차, 일반적으로 보다 큰 입력 전압 레벨(즉, 1 볼트보다 큰)이 전력 컨버터(20)를 시동시키는 데 필요하다. 즉, 컨버터는 연속적인 동작에 필요한 것보다 시동 페이스(start-up phase)에서 더 큰 입력 전압(예, 0.4V보다 큰)을 필요로 한다. 따라서, 전력 컨버터(20)는 일단 최소 시동 입력 전압에 도달하면 연속적으로 동작되고, 그에 따라 에너지원(12)으로부터 회복되는 에너지의 양을 증가시키기 위해 전력을 소비한다.
시동 페이스 동안, 외부 시동 회로(쇼트키 다이오드)는 종종 외부 전력 컨버터(20)에 부가된다. 시동 회로는 시동시에 추가의 입력 전압 수요를 극복하고 전력 컨버터(20)가 그의 디자인된 출력 전압에 도달하는 데 필요한 기간을 단축시키는 것을 돕는다. 그러나, 일반적으로 공지된 시동 회로들은 통상적으로 서브-원 볼트 입력 전압에서 동작할 수 없다. 또한, 외부 시동 회로를 사용해야 하는 것은 전력 컨버터(20)를 소형화시키는 능력을 제한한다. 또한, 외부 시동 회로들은 전력 컨버터(20)가 시동 상태가 아닐 때조차 전력을 낭비하는 경향이 있고, 그에 따라 전력 컨버터(20)의 효율을 감소시킨다.
따라서, 기존의 전력 컨버터들(20)은 일반적으로 서브-원 볼트 입력 전압으로 시동될 수 없고, 뿐만 아니라 1볼트보다 큰 입력 전압으로 시동될 수 없다.
기존의 전력 컨버터들(20)의 다른 결점은 이들이 서브-미크론 집적 회로에 필요한 출력 전압을 효율적으로 제공할 수 없다는 것이다. 휴대용 전자 장치들(10)에서 집적 회로 디자인은 낮은 동작 전압을 갖는 회로들 쪽으로 이동하고 있다. 예를 들면, 서브-미크론 기술(0.5㎛ 이하)에 기초한 상보형 금속 산화물 반도체(CMOS)에 대한 전류 제조 용량은 전형적으로 3.0-3.3V에서 동작하는 장치들을 제공한다. 그러한 집적 회로들의 피처(feature) 크기를 감소시키기 위해 계획된 기술 개발은 이러한 동작 전압을 추가로 감소시키는 것을 의미할 것이고, 따라서, 전원들 및 전력 컨버터들은 이들 감소된 동작 전압을 제공하도록 개발되어야 할 것이다.
예를 들면, 마이크로프로세서 디자인의 경향은 보다 낮은 동작 전압에서 동작하는 전원들의 필요성 및 장점들을 부각시킨다. 마이크로프로세서의 집적 회로 부품들의 피처 크기는 감소된 단가로 기능성을 증가시키기 위해 감소된다. 따라서, 하나의 칩은 많은 칩들 및 이산적인 부품들의 회로 소자를 포함할 수 있다.작은 피처 크기 역시 마이크로프로세서가 그의 기능들을 보다 신속히 수행하게 한다. 보다 작은 피처들에 의해, 디지털 스위칭은 보다 신속히 수행될 수 있다. 스위치된 부품들은 이들이 스위치되는 속도에 비례하여 열을 발생시키는 경향이 있고, 보다 치밀하게 패킹되고 보다 신속히 스위치된 부품들은 열 낭비를 마이크로프로세서의 디자인에 대한 제한 요건으로 만든다. 증가된 스위칭은 각각의 피처가 무선 주파수(RF) 안테나로서 작용할 수 있고 인접한 피처들에 전자기 간섭(Electromagnetic Interference: EMI)을 발광시키는 것을 의미하기도 한다. 마이크로프로세서의 동작 전압을 감소시키는 것은 피처 크기의 감소, 증가된 스위칭 및 열 낭비를 수용한다. 또한, 상기한 바와 같이, 피처들에 의해 발생된 열은 전형적으로 동작 주파수에 비례하지만, 발생된 열은 동작 전압에 대해 2차적이고, 즉, 동작 전압을 반만큼 감소시킴으로써 발생되는 열을 1/4로 감소시킨다. 따라서, 낮은 동작 전압에서 결과적인 경향은 1990년에 5V, 1995년에 3.3V, 1998년에 1.8-2.4V, 2000년에 1.2-2.4V 및 그 이후에 예상되는 1V 이하를 사용하는 전형적인 마이크로프로세서들로 나타날 수 있다.
피처 크기가 감소함에 따라, 각각의 피처의 전류 운반 능력 역시 감소된다. 결과적으로, 낮은 동작 전압은 피처가 실패하지 않도록 이러한 전류를 감소시킨다.
또한, 피처들 사이의 거리가 감소되고, 따라서 피처들 간의 절연 물질의 양이 감소된다. 결과적으로, 낮은 동작 전압은 마이크로프로세서 실패를 유발할 수 있는 피처들 간의 보다 얇은 절연 물질을 통해 브레이크다운을 피하게 된다.
따라서, 보다 작고 신속한 집적 회로들 및 마이크로프로세서들에 의해 필요한 낮은 동작 전압들을 지정하는 출력 전압(VOUT)을 제공할 수 있는 전력 컨버터에 대한 상당한 필요성이 존재한다. 보다 상세하게는, 전력 컨버터는 0.8-1.6V 범위에서 조절된 출력 전압(VOUT)을 유리하게 발생시킬 수 있는 것이 바람직하다.
기존의 전력 컨버터들(20)에 대한 또 다른 결점은 실리콘 온 절연체(Silicon On Insulator: SOI) 및 실리콘 온 메탈(Silicon On Metal: SOM) 등의 집적회로 구조물들을 고려하더라도, 이들이 휴대용 디바이스들에서 바람직한 소형화 레벨에 적절치 못하고, 내장된 응용들에 적절치 못하다는 것이다. 몇몇 경우에, 소형화는 집적 회로 제조에 따르지 못하는 필수적인 많은 이산적인 외부 부품들로 인해 불가능하다. 따라서, 이들 부품들은 인쇄 회로판(printed circuit board: PCB), 혼성 또는 다중칩 모듈(multi-chip module: MCM) 디자인을 필요로 하고, 여기서 그러한 제조의 크기 및 비용은 전체 집적 회로에 대해서보다 더 크다.
또한, 일반적으로 공지된 전력 컨버터들(20)의 효율은 추가의 소형화에 적절치 못한 양의 열 발생을 초래한다.
따라서, 기존의 전력 컨버터들(20)은 집적 회로로서 제조될 수 없고, 특히 로드 디바이스(14)가 내장될 수 없다.
종래의 전력 컨버터들에 대한 다른 결점은 이들이 로드 장치(14)를 멀리 놓고(놓거나) 차폐시킴으로써 조절되어야 하는 바람직하지 못한 양의 전자기 간섭(EMI)을 발생시킬 수 있다는 것이다. EMI는 전력 컨버터(20)로 삽입되는 인덕터, 또는 전력 컨버터(20)에서 회로들의 피처 크기를 감소시키는 결과로부터 기인할 수 있다. 보다 작은 부품들의 사용을 통해 이산적인 부품들의 크기를 감소시키고자 할 때, 에너지 저장 및 수송 능력은 역시 필연적으로 축소된다. 따라서, 보다 큰 동작 주파수는 등가량의 전력의 전송에 필요하다. 그러나, 보다 큰 동작 주파수 역시 휴대용 전자 장치(10)에 유해한 EMI를 초래한다. 더욱이, 휴대용 전자 장치(10) 자체는 일반적으로 충분히 큰 동작 주파수에 의해 초과되어야 하는 RF 방출에 대해 연합적으로 위임된 제한치를 갖는다.
따라서, 전력 컨버터(20)가 최소량의 열 또는 방사된 에너지(EMI)를 로드 장치(14)에 유리하게 발생시켜야 하는 것이 바람직하고, 따라서 동일한 집적 회로 또는 모듈 상에 내장되는 것이 적절하다.
따라서, 여러 가지 기존의 유형의 전력 컨버터들(20)은 1개 이상의 상기 단점들을 처리하고, 공업계 및 시장에서의 수요를 만족시키기에 부적절하다. 그와 같이, 여러 가지 상기 단점을 다루는 전력 컨버터 기술을 상향 개선시키는 것이 바람직하다.
관련 출원들에 대한 크로스 레퍼런스
본 출원은 Dragan D. Nebrigic 등이 동일자로 출원한 다음의 동시 계류중인 공동 소유 출원:"(MULTIPLE OUTPUT DYNAMICALLY REGULATED CHARGE PUMP POWER CONVERTER)"(P&G Case No.8239)라는 표제의 미합중국 특허 출원 제09/652.849호에 관련된 것으로 여기에 참고 문헌으로서 포함된다.
본 출원은 또한 Dragan D. Nebrigic 등이 2000년 3월 22일자로 출원한 다음의 동시 계류중인 공동 소유 출원:"(DYNAMICALLY CONTROLLED, INTRINSICALLY REGULATED CHARGE PUMP POWER CONVERTER)"(P&G Case No.7993)라는 표제의 미합중국 특허 출원 제09/532.918호에 관련된 것이며, 그의 우선권을 청구하고, 여기에 참고 문헌으로 기재한다.
발명의 분야
본 발명은 DC/DC 전력 공급 제어기에 관한 것이며, 보다 상세하게는 통합 전력 관리 시스템들을 위한 조절된 전하 펌프 전력 컨버터에 관한 것이다.
도 1은 전력 컨버터를 갖는 전원을 삽입한 휴대용 전자 장치의 핵심 블록도.
도 2는 발진기-제어 전력 컨버터(개방형-루프 전하 펌프)의 핵심 블록.
도 3은 다이내믹하게 제어되고, 고유하게 조절되는 전력 컨버터의 핵심 블록도.
도 4는 도 3의 전력 컨버터를 위한 전력 출력 스테이지의 회로의 일 실시예.
도 5는 도 3의 전력 컨버터를 위한 전력 출력 스테이지의 회로의 다른 실시예.
도 6은 도 5의 전력 출력 스테이지의 최대 로드 상태를 위한 경계 조건들의 전압 플로트.
도 7은 다이내믹하게 조절된 전력 컨버터의 일 실시예의 핵심 블록도.
도 8은 도 7의 전력 컨버터의 오퍼레이션의 흐름도.
도 9는 도 8의 시동 오퍼레이션을 위한 흐름도.
도 10은 도 8의 다이내믹 오퍼레이션을 위한 흐름도.
도 11은 도 7의 전력 컨버터를 위한 전력 출력 스테이지를 위한 회로의 일 실시예.
도 12는 도 7의 전력 컨버터를 위한 전력 제어기 회로의 일 실시예.
도 13은 도 12의 전력 제어기를 위한 전압 기준 회로의 일 실시예.
도 14는 도 12의 전력 제어기를 위한 비교기 회로의 일 실시예.
도 15는 도 14의 비교기 회로의 세부 회로도.
도 16은 도 12의 전력 제어기를 위한 타이밍 제어기 회로의 일 실시예.
도 17은 도 16의 타이밍 제어 회로에 대한 예시적인 타이밍도.
도 18은 울트라-커패시터의 등가의 회로도.
도 19는 플라잉 울트라-커패시터를 포함하는 전하 펌프에 기초한 다이내믹하게 제어되고, 고유하게 조절되는 전력 컨버터를 위한 회로의 일 실시예.
도 20은 도 19의 전력 컨버터의 상태 제어를 위한 흐름도.
요약
본 발명은 로드 장치에 의해 요구되는 바의 에너지원으로부터 전력을 효율적으로 전달하는 다이내믹하게 조절되고, 고유하게 조절되는 전력 컨버터에 대한 장치 및 방법을 제공함으로써 선행 기술의 상기 결점 및 다른 결점들을 극복한다.
특히, 본 발명에 따른 한 양상에서, 다이내믹 제어기는 로드 커패시터(CL)를 가로질러 출력 전압(VOUT)을 유지하기 위한 속도로 전하를 펌프시키는 용량성 전력 출력 스테이지를 동작시킨다. 보다 상세하게는, 다이내믹 제어기는 출력 전압(VOUT)이 기준 전압(VREF) 아래로 떨어질 때 플라이 커패시터(CF)를 로드 커패시터(CL)에 방전시킨다. 따라서, 로드의 수요에 대응하는 레벨에서 동작하는 것은 전력 컨버터의 효율을 증진시킨다. 더욱이, 출력 전압(VOUT)은 전하가 소정의 전압 레벨을 유지하기 위한 속도로 전송되는 점에서 고유하게(intrinsically) 조절된다. 따라서, 비효율적인 다운스트림 전압 조절기는 필요치 않다.
본 발명에 따른 다른 양상에서, 전력 컨버터는 다이내믹 제어기 및 용량성 전력 출력 스테이지에서 로우 컨트롤 임계 스위치들을 유리하게 삽입함으로써 서브-원 볼트 입력 전압(VS)에 의해 동작할 수 있다.
본 발명에 따른 또 다른 양상에서, 전력 컨버터는 다이내믹 제어기가 오프 상태일 때 시동 커패시터를 충전시키는 점진형(progressive) 시동 스위치를 이용함으로써 방전된 상태로부터 서브-원 볼트 입력 전압에 의해 동작될 수 있다. 일단 충전되면, 로드 커패시터(CL)가 전력 출력 스테이지의 제어를 추정하는 다이내믹 제어기를 위해 충분히 충전될 때까지 시동 커패시터는 로드 커패시터(CL)에 전하를 제공하기 위해 출력 단계에서 전력 스위치를 다시 닫는다.
본 발명에 따른 또 다른 양상에서, 전력 컨버터는 입력 전압에 대하여 증가되거나 또는 감소된(스텝 업 또는 다운된) 소정의 출력 전압을 제공한다. 전력 컨버터는 입력 전압 및 온도 등의 인자들에 영향을 받지 않고 고유 조절되는 출력 전압을 탄력적으로 제공할 수 있음으로써, 소정의 낮은 출력 전압, 예를 들면 0.8-1.6V또는 그보다 낮은 효율적으로 제공된다.
본 발명에 따른 또 다른 양상에서, 집적된 전력 컨버터는 효율적이고 조절된 전력 변환을 제공하고, 따라서 거의 열을 발생시키지 않는다. 특히, 집적된 전력 컨버터는 인덕터 없이 정전 용량 만으로 고유의 낮은 EMI 방출을 갖는다. 더욱이, 집적된 전력 컨버터는 보다 느리게 스위칭함으로써 낮은 커패시티 수요 중에 EMI 방출을 완화시킨다. 인덕터의 결핍은 집적 회로 커패시터들을 삽입함으로써 어떠한 외부 부품들도 갖지 않음으로써 일부 응용들이 더욱 소형화될 수 있게 한다. 이들 이유 때문에, 일부 응용에서, 집적 전력 컨버터는 로드 장치와 함께 집적 회로에 유리하게 내장될 수 있다. 또한, 일부 응용에서 집적 전력 컨버터는 낮은 입력 및(또는) 출력 전압을 위해 채택된다.
본 발명에 따른 또 다른 양상에서, 전력 컨버터는 증가된 출력 전력을 생산하기 위해 제한된 전압 변화율(슬루 속도(slew rate))에서 플라잉 울트라-커패시터를 스위치하는 2상태 제어기를 이용한다. 2상태 제어기는 출력 커패시터로의 효율적인 전하 전송을 달성하기 위해 플라잉 울트라커패시터,(flying ultra-capacitor)를 가로질러 소정의 전압 리플을 유지한다.
본 발명의 이들 목적 및 장점들은 수반된 도면 및 그의 상세한 설명으로부터 보다 명백해질 것이다.
본 명세서에 포함되고 그의 일부를 구성하는 첨부된 도면들은 본 발명의 실시예들을 예시하고, 상기 본 발명의 일반적인 설명과 함께 아래 주어진 실시예들의 상세한 설명은 본 발명의 원리를 설명한다.
발명의 상세한 설명
전력 변환
본 발명의 원리에 따른 전하 펌프의 다이내믹 제어의 오퍼레이션 및 장점들은 기존의 전력 컨버터들에서 선택적인 전력 변환을 고려함으로써 가장 잘 이해된다.
예를 들면, 선형 조절기는 기존의 전력 컨버터의 한가지 유형이다. 선형 조절기들은 출력 전압(VOUT)에 대한 입력 전압(VS)의 비율에 정비례하는 효율을 갖는다. 따라서, 필요한 출력 전압(VOUT)의 2배인 입력 전압(VS)은 전력 컨버터(20)에 의해 비효율적으로 소비되는 에너지원(12)로부터 전력의 거의 절반을 초래할 수 있다. 낮은 효율 및 결과적인 열 발생으로 인해, 선형 조절기는 PCMCIA 규격 표준에 따르는 것들과 같이 낮은 프로필 패키지들로 통합되는 것을 종종 복잡하게 하거나 또는 배제시키는 열 싱크를 필요로 한다. 더욱이, 선형 조절기는 일반적으로 2개의 이산적인 커패시터들을 필요로 하고, 크기 축소를 추가로 제한한다. 더욱이, 선형 조절기들은 입력 전압(VS)을 스텝업시킬 수 없고, 따라서 특정 응용에 부적절하다. 예를 들면, 보청기 등의 소형 휴대용 전자 장치(10)는 0.8-1.4V 전압을 제공하는 저렴한 단일-셀 알칼리 배터리로부터 이익을 얻을 수 있다. 그러나, 보청기 전자 공학의 경우에, 로드 장치(14)는 3.0V를 필요로 할 수 있다. 선형 조절기들은 그러한 응용에 부적절하다.
인덕터-베이스 전력 컨버터들 및 커패시턴스-전용("전하 펌프(charge pump)") 전력 컨버터들은 각각 입력 전압(VS)을 스테핑 업하거나 또는 스테핑 다운시킬 수 있다. 그러한 디자인들은 일반적으로 1.5-3.3V 입력 전압(VS)을 필요로 하고 1.8-5.0V의 출력 전압(VOUT)을 제공하며, 단 10-200mA의 전류가 계속 전달 된다. 이들 디자인에 따라, 서브-원 볼트 입력 전압 또는 출력 전압들은 일반적으로 가능하지 않다. 더욱이, 200-500mW 범위의 출력 전압 역시 다수의 전력 컨버터들(20)을 이들의 각각의 출력단을 조합하기 위해 병렬로 배치하는 등의 접근법을 통하는것을 제외하고는 일반적으로 이용될 수 없고, 따라서, 그러한 조합에 의해 소비되는 전력이 증가한다.
인덕터-기초 전력 컨버터들은 전형적으로 전하 펌프 디자인에 비해 이들이 비교적 효율적이기 때문에 낮은 전력 응용(예, 200mW까지)를 위한 커패시턴스-전용 전하 펌프 전력 컨버터들에 우선하여 선택된다. 또한, 바람직한 출력 전압(VOUT)은 전하 펌프들을 갖는 것보다 용이하게 달성된다. 특히, 출력 전압(VOUT)은 전류 유도값을 곱한 인덕터의 인덕턴스 값(di/dt)에 비례한다. 결과적으로, 입력단에서 보다 높은 동작 주파수 및(또는) 보다 높은 전류 레벨들은 달성된 출력 전압에 직접적으로 영향을 미치지 않는다. 그러나, 인덕터-기초 전력 컨버터들은 일반적으로 인덕터에 대한 비선형 페라이트 코일 또는 페라이트 비드를 필요로 하고, 또한 외부 레지스터들 및 커패시터들을 필요로 한다. 따라서, 인덕터-기초 전력 컨버터들은 추가로 용이하게 소형화되지 않는다. 인덕터는 바람직하지 못한 EMI를 발생시키는 "잡음(noisy)" 성분이기도 하다.
도 2를 참조하면, 하나의 일반적으로 공지된 커패시턴스-전용 전원(16)은 발진기-제어 전력 컨버터(20)(또는 "개방형 루프 전하 펌프") 및 하류 전압 조절기(22)를 포함하는 것으로 보인다. 배터리 등의 에너지원(12)은 예시적인 목적으로 전원(16)의 일부로서 나타낸다. 그러한 디자인은 통합 문제들 및 인덕터를 사용하는 EMI 문제들을 피하는 장점을 갖는다.
개방형-루프 제어는 발진기-제어된 전력 컨버터(20)가 그의 출력단을 조절하도록 돕는 피드백을 유리하게 사용하지 못한다. 콘트라스트에 의한 다이내믹(또는 폐쇄형-루프) 제어는 일반적으로 개선된 제어가 필요할 때 사용된다. 예를 들면, 타이밍에 의한 요리는 개방형-루프 제어 방법이고, 덜 익거나 또는 너무 익는 것을 피하기 위해 주기적인 체크를 필요로 한다. 따라서, 온도 프로브에 의한 요리는 다이내믹 폐쇄형-루프 제어의 예이며, 음식물의 중량 또는 요리하는 에너지(예, 오븐 열 또는 마이크로웨이브 에너지)의 변하는 경우 조차, 음식물이 목적하는 온도에 도달하는 것을 보장한다.
그러나, 개방형-루프 전하 펌프들(20)은 비효율적이고, 목적하는 출력 전류를 달성하기 위해 다수의 전하 펌프들을 병렬로 함께 부가하는 경우를 제외하고는 200mA보다 큰 출력 전류를 제공하지 못한다. 증가된 전류를 제공할 수 있더라도 그 결과는 불충분하다. 다수의 전하 펌프들을 직렬로 연결할 필요성은 직렬로 작용하는 레지스터들("와류 저항")이 온될 때 사용된 전력 스위치(M1-M4)의 결과이다. 높은 입력 전류 레벨에서, 회로가 소비한 전력은 스위치의 와류 저항을 곱한 입력 전류의 제곱의 함수이기 때문에 결과의 와류 저항은 매우 비효율적인 오퍼레이션을 만든다. 따라서, 일반적으로 얻어지는 효율은 30-90% 범위이고, 단 전하 펌프가 로드 장치에 의한 최대 수요를 서비스하는 그의 디자인된 최대 용량에서 동작될 때 더 높은 효율이 얻어진다. 보다 낮은 수요 레벨에서, 전하 펌프는 상태들 사이에 불필요한 스위칭이 일어날 때 전력 손실을 추가로 발생시킨다.
또한, 발진기-기초 전력 컨버터(20)의 다른 단점은 대부분 3개의 외부 커패시터들에 관하여 필요하고, 이는 회로의 통합 및 소형화를 방지한다는 것이다.
도 2의 전력 컨버터(20)(또는 "개방형-루프 전하 펌프")는 출력 스테이지(24) 및 발진기 제어기(26)를 포함한다. 개방형 루프 전하 펌프(20)가 기초하는 기본 원리는 발진기 제어기(26)에 응답하여 충전 페이스 및 방전(또는 펌프) 페이스 간의 출력 스테이지(24)의 교대이다. 그 페이스들 간의 스위칭 타이밍은 소정의 값이며, 로드 장치에서 예상되는 피크 수요에 전형적으로 기초한다.
전력 출력 스테이지들(24)의 유형은 전하를 전송하고 저장하기 위한 여러 가지 용량성 부품들을 갖는 것들 뿐만 아니라 반전형 및 비반전형 버전들을 포함한다. 비반전형 출력 스테이지(24)는 스위치 매트릭스(28), 하나의 플라이 커패시터(CF) 및 하나의 로드(또는 저장) 커패시터(CL)와 함께 도 2에 나타낸다. 스위치 매트릭스(28)는 집적 회로일 수 있는 반면에 일반적으로 공지된 플라이 및 로드 커패시터들(CF, CL)은 이산적인 부품들이다. 발진기 제어기(26)에 응답하는 스위치 매트릭스(28)는 에너지원(12), 플라이 커패시터(CF) 및 로드 커패시터(CL)를 충전 구조 및 방전 구조에 결합시킨다.
상세하게는, 스위치 매트릭스(28)는 4개의 전력 스위치들(M1-M4)을 포함한다. 제1 전력 스위치(M1)는 발진기 제어기(26)로부터 충전 스위치 신호(S1)에 응답하여 폐쇄되고, 에너지원(12)의 양의 단자(30)(입력 전압(VS))를 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)에 전기적으로 결합시킨다. 제2 전력 스위치(M2)는 발진기 제어기(26)로부터 방전 스위치 신호(S2)에 응답하여 폐쇄되고, 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)를 로드 커패시터(CL)의 제1 단자(32)(VINT)에 전기적으로 결합시킨다. 제3 전력 스위치(M3)는 충전 스위치 신호(S1)에 응답하여 폐쇄되고, 에너지원(12)의 기준 단자(33)를 플라이 커패시터(CF)의 제2 단자(34)에 전기적으로 결합시킨다. 제4 전력 스위치(M4)는 충전 스위치 신호(S2)에 응답하여 폐쇄되고, 플라이 커패시터(CF)의 제2 단자(34)를 에너지원(12)의 양의 단자(30)에 전기적으로 결합시킨다.
동작 중에, 발진기 제어기(26)는 제1 및 제2 전력 스위치들(M1, M3)을 폐쇄시키는 전하 스위치 신호(S1)를 턴온시키고, 그 동안 제2 및 제4 전력 스위치(M2, M4)를 개방시키는 방전 스위치 신호(S2)를 터닝 오프 시킨다. 따라서, 로드 커패시터(CL)는 미조절 출력 전압(또는 중간 전압 VINT)을 제공하고, 플라이 커패시터(CF) 및 에너지원(12)으로부터 전기적으로 단속된다. 또한, 플라이 커패시터(CF)는 에너지원(12)에 전기적으로 병렬로 배치되고, 따라서 에너지원(12)의 입력 전압(VS)보다 작거나 같은 플라이 커패시터 전압으로 충전된다. 플라이 커패시터(CF)로 전송된 전하량은 플라이 커패시터(CF)가 완전히 방전되었는지 여부, 발진기 제어기(26)가 전하 구조에 플라이 커패시터(CF)를 남기는 시간의 양, 플라이 커패시터(CF)의 전기적 특성 및 입력 전압(VS)을 포함하는 여러 가지 요인들에 의존할 것이다. 간단히 하기 위해, 플라이 커패시터(CF)는 완전한 충전을 달성하고, 플라이 커패시터(CF)는 충전 페이스의 종료시에 VS와 동일한 것으로 가정한다.
이어서, 발진기 제어기(26)는 충전 스위치 신호(S1)를 터닝 오프함으로써 방전 구조로 소정의 시간에 스위치되어, 제1 및 제3 전력 스위치(M1, M3)를 개방시키고, 방전 스위치 신호(S2)를 터닝 온시켜, 제2 및 제4 전력 스위치들(M2, M4)을 폐쇄시킨다. 따라서, 플라이 커패시터 전압(CF)(여기서 VS인 것으로 가정됨)은 에너지원(12)과 부가적인 전기적 직렬에 플라이 커패시터(CF)를 배치함으로써 에너지원(12)의 입력 전압(VS)에 부가된다. 그 조합은 로드 커패시터(CL)를 가로질러 전기적으로 결합된다. 따라서, 방전 페이스 동안, 로드 커패시터(CL)의 제1 단자(31)에서 중간 전압(VINT)은 입력 전압(VS)의 거의 2배에 근접하게 충전된다.
다시, 로드 커패시터(CL)에 전송된 전하의 양은 방전 페이스의 소정의 지속 기간, 로드 커패시터(CL)의 전기적 특성, 방전 페이스의 시작 시에 플라이 커패시터(CF) 및 로드 커패시터(CL)의 전하량, 입력 전압(VS) 및 VOUT에서 로드 장치(14) 에 의해 로드 커패시터(CL)로부터 유도되는 전력의 양 등의 많은 요인들에 좌우될 것이다.
결과적으로, 실질적인 중간 전압(VINT)은 전형적으로 각각의 플라이 커패시터(CF)에 대한 입력 전압(VS)의 1.6 내지 1.9배이다. 더욱 크게 증가하는 값을 얻음에 따라 각각 충전 페이스 동안 에너지원(12)에 전기적으로 병렬로 결합되고, 방전 페이스 동안 에너지원과 전기적으로 직렬로 결합되는 다수의 플라이 커패시터(CF)를 필요로 한다. 따라서, 결과로 얻어질 수 있는 중간 전압(VINT)은 입력 전압(VS) 및 플라이 커패시터(CF)의 수에 의해 미리 결정되는 특정 범위들로 불리하게 제한된다.
하류 전압 조절기(22)는 전형적으로 발진기-기초 전력 컨버터(20)로부터 바람직하게 조절된 출력 전압(VOUT)으로 미조절된 중간 전압(VINT)을 스테핑 다운시킴으로써 반드시 제한된다. 전형적으로, 전압 조절기(22)는 출력(VOUT)을 결정하기 위해 전압 기준(38)으로부터 기준 전압(VREF)에 미조절된 중간 전압(VINT)을 비교한다. 전압 조절기(22)는 그것이 전력 컨버터(20)의 통합 국면보다는 오히려, 기능적으로 별개이고 발진기-제어된 전력 컨버터(20)에 후속하는 다운스트림이다.
결과적으로, 커패시턴스-전용 전원(16)은 스위치 매트릭스(28)의 스위칭, 끊임없이 동작하는 발진기 제어기(26) 뿐만 아니라 전압 조절기(22)에 의해 소비된 전력으로부터 전기적 에너지를 소비한다. 전압 조절기(22)에 의한 전력 소비는 입력 전압(VS)에 관하여 출력 전압(VOUT)을 스텝 다운(감소)시키기 위해 선행 기술의 커패시턴스-전용 전원(16)을 사용할 때 특히 불리하다. 발진기-기초 전력 컨버터(20)는 유일하게 입력 전압(VS)을 스텝 다운시킨다. 결과적으로, 중간 전압(VINT)을 스텝 다운시키는 데 있어서 전압 조절기(22)는 보다 많은 전력을 소비한다.
전력 컨버터의 다이내믹 제어
상기 고찰한 기존의 전력 컨버터(20)를 참조하여, 본 발명의 일 실시예를 이하 기재한다. 도 3을 참조하면, 전력 컨버터(40)는 블록도 형태로 나타내며, 에너지원(12)으로부터 본 발명의 일 양상에 따라 출력 단자(42, 43)를 가로질러 출력 전압(VOUT)에 결합된 로드 장치(14)로의 전력 전송의 다이내믹 제어를 예시한다. 전력 컨버터(40)는 입력 전압(VS)의 변화, 전력 컨버터(40)의 전송 및 저장 특성에 의해서 조차 로드 장치(14)로부터 수요에 부합된다.
전력 컨버터(40)는 전송된 전하량이 수요에 대응할 뿐만 아니라, 전하 전송률은 출력 전압(VOUT)이 채택된 범위 내에서 유지되도록 조절된다는 점에서 본질적으로 전압 조절된다. 이는 일반적으로 허용되는 전압 리플(VRIP) 내의 나머지로서 언급된다. 따라서, 그 조절은 이후 단계에서 수행되지 않고, 그에 따라 도 2에 관하여 고찰되는 바와 같이, 전형적인 별개의 전압 조절기(22)의 부가된 복잡성 및 전력 소비를 제거한다.
전력 컨버터(40)는 전송될 적절한 양의 전하를 응답 가능하게 명령하도록 전력 출력 스테이지(44)에 결합된 로드 장치(14) 및 전력 제어기(46)에 전하를 전송하는 전력 출력 스테이지(44)를 포함한다.
일 실시예에서, 전력 출력 스테이지(44)는 출력 단자들(42, 43)을 가로질러로드 커패시터(CL)를 혼입한 용량성 전하 펌프이다. 로드 커패시터(CL)는 전하를 저장하고, 그의 저장된 전하에 관하여 출력 전압(VOUT)을 제공한다. 전력 출력 스테이지(44) 역시 에너지원(12)으로부터 로드 커패시터(CL)로 전하를 전송하기 위해 플라이 커패시터(CF)를 혼입한다. 로드 커패시터(CL) 및 플라이 커패시터(CF)의 커패시터들은 낮은 내부 저항을 위해 유리하게 선택될 수 있음으로써 전력 컨버터(40)는 감소된 전력 소비를 가질 수 있다. 전력 출력 스테이지(44)는 전하 펌프들에 의해 통상적이듯이, 충전 페이스와 방전(또는 펌프) 페이스 간의 전력 출력 스테이지(44)를 구성하기 위해 플라이 커패시터(CF), 로드 커패시터(CL) 및 에너지원(12)에 결합된 스위치 매트릭스(48)를 포함한다. 보다 상세하게는, 충전 페이스 동안, 스위치 매트릭스(48)는 플라이 커패시터(CF)를 충전시키기 위해 플라이 커패시터(CF)를 에너지원(12)에 전기적으로 병렬로 결합시키도록 채택된다. 또한, 충전 페이스 동안, 로드 커패시터(CL)는 로드 장치(14)에 전력을 제공하고, 에너지원(12) 및 플라이 커패시터(CF)로부터 전기적으로 결합 해제된다.
방전 페이스 동안, 스위치 매트릭스(48)는 상기 고찰한 바와 같이 로드 커패시터(CL)와 전기적 직렬 상태로 에너지원(12) 및 플라이 커패시터(CF)의 "스택 업(stacked up)" 전압들을 방전시키도록 채택된다. 따라서, 전력 출력 스테이지(44)는 에너지원(12)의 입력 전압(VS)보다 큰 출력 전압(VOUT)으로 로드 커패시터를 충전시킬 수 있다.
일부 응용들에서, 전력 출력 스테이지(44)는 도 3에 나타낸 것과 동일한 구성으로 입력 전압(VS)을 스테핑 다운(감소)시킬 수 있음을 인식해야 할 것이다. 스위치 매트릭스(48)는 스위치될 수 있음으로써, 그의 플라이 커패시터 전압(VF)을 갖는 플라이 커패시터(CF) 만이 방전 페이스 동안 로드 커패시터(CL)를 가로질러 결합된다. 전형적으로, 플라이 커패시터(CF)는 로드 커패시터보다 작은 저장 용량을 갖는다. 따라서, 각각의 방전 페이스는 로드 커패시터를 단독으로 과충전시키기는 불충분하고, 특히 아래 보다 상세히 고찰되는 다이내믹 제어에 대해 주어진다. 이와는 대조적으로, 종래의 전력 컨버터(20)는 방전 페이스 동안 직렬로 결합되도록 플라이 커패시터(CF) 및 에너지원(12)을 구성함으로써 출력 전압을 스테핑 업하도록 미리 구성된다. 방전 페이스 동안 플라이 커패시터(CF) 결합만으로 미리 스텝 다운시킨 구조를 변경시키는 것은 목적하는 출력 전압(VOUT)을 달성하는 데 필요한 바와 같이 재구성될 수 있는 다이내믹 제어기(50)를 갖는 융통성을 얻는 데 실패한다.
따라서, 전력 컨버터(40)는 입력 전압을 스텝 업(증가)시킬 뿐만 아니라 입력 전압을 스테핑 다운시킬 수 있기 때문에, 도 2에서 발진기-제어된 전력 컨버터(20)에서 상기한 불충분한 하류 전압 조절기(22)는 필요치 않다.
또한, 전력 출력 스테이지(44)는 출력 전압이 입력 전압(VS)에 대하여 반대의 대수학적 부호를 갖는지 여부에 관하여 반전될 수 있거나 또는 반전될 수 없다.예를 들면, 2.2V 입력 전압(VS)이 -1.6V 출력 전압(VOUT)으로 전환될 수 있다. 일반적으로, 즉각적인 개시 내용의 이득을 얻는 당업계의 숙련자는 반전되는 전력 컨버터(40)에 대한 응용를 인식해야 하지만, 비전환된 실시예들은 간단히 아래 예시한다.
다중-루프 전력 제어기(46)는 전력 출력 스테이지(44)를 유리하게 제어하기 위해 다이내믹 제어기(50), 전압 기준(52) 및 환경 제어기(64)를 포함한다. 제1 제어 루프(56)는 피드백으로서 제공되는 출력 단자(42)로부터 다이내믹 제어기(50)로 출력 전압(VOUT)에 의해 형성된다. 다이내믹 제어기(50)는 소정의 값(VREF) 아래인 출력 전압(VOUT)에 응답하여 에너지원(12)으로부터 로드 커패시터(CL)로 추가의 전하를 전송하도록 스위치 매트릭스(48)에 명령한다. 다이내믹 제어기(50)는 VOUT가 전압 기준(52)으로부터 기준 전압(VREF)에 비교하여 소정의 값 아래인지의 여부를 결정한다. 하나의 적절한 VREF는 그것이 전압 기준(52)(예, 리튬 배터리들이 안정한 전압임)을 단순화시키기에 충분히 안정한 전압인 경우 에너지원(12)에 의해 제공될 수 있다. 따라서, 전압 기준(52)은 목적하는 기준 전압(VREF)을 달성하기 위해 입력 전압(VS)의 전압 분주기 또는 승산기에 의해 제공될 수 있다.
본 발명의 특정 응용들을 위해, 제1 제어 루프(56) 단독으로 조절된 출력 전압(VOUT)을 달성하기 위해 전력 컨버터(40)의 전력 전송의 다이내믹 제어에 충분하다.
제1 제어 루프(56) 외에, 다중-루프 전력 제어기(46)는 제2 제어 루프(58)를 추가로 포함할 수 있다. 제2 제어 루프(58)에서, 플라이 커패시터(CF) 상의 전하는 다이내믹 제어기(50)에 의해 프라이 커패시터 전압(VF)으로서 감지된다. 따라서, 플라이 커패시터(CF)의 임의의 방전은 먼저 최적 충전 상태, 약 80%에 도달하는 플라이 커패시터(CF)에 따라 예측될 수 있다. 최적 충전 상태는 플라이 커패시터(CF)를 저충전시키면 불필요한 스위칭 손실을 초래하고, 플라이 커패시터(CF)를 과충전시키면 전력 전송률을 불필요하게 제한시키기 때문에 존재한다.
불필요한 스위치 손실에 관하여, 스위치 매트릭스(48)의 다이내믹 제어는 보다 많은 전하가 필요할 때까지 방전 페이스에 남겨짐으로써 제1 제어 루프에 의해 기재된 바와 같이 일부 효율을 달성한다(즉, VOUT는 VREF아래로 강하한다). 이와는 대조적으로, 발진기-기초 전하 펌프들(20)은 필연적이지 않을 때조차 고정된 속도로 스위치된다. 스위치 매트릭스(48)의 다이내믹 제어의 추가의 효율은 현저한 양의 전하를 획득하기 위해 플라이 커패시터(CF)에 대해 충분히 긴 전하 페이스로 남겨짐으로써 실현된다. 예를 들면, 전체 전하의 80%보다는 40%로 충전시키는 것은 동작 주파수가 동일한 전력을 전송하기 위해 배가될 것을 요할 수 있다. 전력 스위치(M1-M4)는 이와 같이 증가된 동작 주파수에 관하여 전력을 낭비한다. 결과적으로, 제2 제어 루프(58)는 충전 페이스 동안 저충전을 피하기 위해 플라이 커패시터(CF)의 전압 레벨을 감지하고, 따라서 불필요한 스위칭 손실을 피한다.
플라이 커패시터(CF) 상의 전하의 최적화는 과충전을 피하는 것을 포함한다. 커패시터들은 시간의 함수로서 이들의 충전 속도를 특징으로 한다. 특히, 커패시터들이 완전히 충전된 상태에 도달함에 따라, 추가의 충전을 수용할 수 있는 이들의 속도는 감소한다. 따라서, 커패시터에 의해 획득된 초기 충전량은 이후의 유사한양의 충전보다 적은 시간이 소요된다. 예를 들면, 동일한 양의 전하가 플라이 커패시터(CF)에 의해 수용될 수 있더라도, 플라이 커패시터(CF)를 90%까지 한번 충전시키는 것보다 플라이 커패시터(CF)를 45%까지 2번 충전시키는 데 시간이 덜 소요될 수 있다. 결과적으로, 플라이 커패시터(CF)의 최적 충전 레벨을 달성하는 데 필요한 것보다 더 긴 시간 동안 충전 페이스로 스위치 매트릭스(48)를 남겨 두는 것은 보다 많은 전력을 전송할 기회를 놓치게 된다.
최적 충전 레벨은 당업계의 숙련자들에게 명백한 바와 같이 경험에 입각해서 및(또는) 분석적으로 결정될 수 있음을 인식해야 한다.
상기 고찰한 1개 이상의 다른 제어 루프(56, 58)와의 조합으로, 전력 컨버터(40)는 순방향 제어 루프(60)를 유리하게 포함함으로써 에너지원(12)의 1개 이상의 파라메터들이 다이내믹 제어기(50)에 제공된다. 순방향 제어 루프(60)의 하나의 응용은 에너지원(12)에서 감지된 불완전 상태들 또는 성능 제한 상태로 인해 전력 컨버터(40)를 디스에이블링(disabling)(즉, 출력 단자들(42, 43)로의 출력전류를 방해함) 및/또는 바이패싱(bypass)(즉, 에너지원(12)을 출력 단자들(42, 43)에 직접적으로 결합시킴)하는 것을 포함할 수 있다. 예를 들면, 낮은 입력 전압은 전력 컨버터(40)의 연속 오퍼레이션을 보증하기 위해 에너지원(12)에 부적절하게 남아있는 전하를 나타낼 수 있다. 다른 실시예로서, 에너지원(12)으로부터 인출된 전류는 지속되는 오퍼레이션을 위해 너무 높을 수 있다. 따라서, 보호 회로는 제어 루프(60)에 기초하여 출력 단자들(42, 43)로 출력 전류를 방해하기 위해 전력 컨버터(40)에 포함될 수 있다.
또 다른 실시예로서, 로드 장치(14)에 의한 큰 수요는 출력 단자들(42, 43)에 에너지원(12)의 직접적인 결합에 대해 병렬로 전력 컨버터(40)의 연속 오퍼레이션을 보장할 수 있다. 이는 특히 입력 전압(VS) 및 목적하는 출력 전압(VOUT)이 거의 동일할 때 실현될 수 있다. 증가된 출력 전류(IL)는 출력 단자들(42, 43)에 전류를 제공하는 2개의 경로들을 가짐으로써 달성될 수 있다.
추가의 실시예로써, 플라이 커패시터(CF)(제2 제어 루프(58)) 및 로드 커패시터(CL)(순방향 제어 루프(60))는 전력 컨버터(40)가 방전되고, 시동 상태에 있음을 나타낼 수 있다. 이러한 시동 상태는 고속 점진형 시동 회로의 사용을 유리하게 보장할 수 있고, 그 예는 아래 기재한다.
다른 제어 루프들(56, 58 및 60) 중의 하나와 조합하여, 전력 제어기(46)는 환경 제어기(64)로 나타낸 바와 같이 적응형 제어 루프(62)를 추가로 포함할 수 있다. 환경 제어기(64)는 제어 파라메터(66)를 감지하고, 출력 전압(VOUT)에 대한 소정의 값을 변경시키기 위해 다이내믹 제어기(50)에 명령(68)을 제공한다. 예를 들면, 환경 제어기(64)는 다이내믹 제어기(50)가 불안정해질 수 있고, 그에 응답하여, 안정한 출력 상태로 다이내믹 제어기(50)를 구동하는 신호를 제공할 수 있다. 보다 상세하게는, 환경 제어기(64)는 순간적인 출력 전압 및 각각 일정한 값에 도달하는 전류 등의 전력 컨버터(40)의 불안정한 동작 상태를 감지하도록 채택될 수 있다. 이어서, 환경 제어기(64)는 안정한 동작 상태로 전력 컨버터(40)를 구동하도록 소정의 값을 조절할 수 있다. 더욱이, 소정의 값을 그와 같이 변경시키는 것은 다이내믹 제어기(50)를 안정한 초기 상태로 리세팅하는 것을 포함할 수 있다.
다른 실시예로써, 적응형 제어 루프(62)는 환경 제어기(64)로 입력되는 제어 신호(SC)를 포함할 수 있음으로써, 다이내믹 제어기(50)는 로드 디바이스(14)의 변화(예, CPU, 휘발성 메모리, 아날로그-디지털 컨버터, 디지털-아날로그 컨버터) 또는 다른 파라메터들에 응답하게 될 수 있다. 로드 장치(14)는 전력 컨버터(40)로부터 조절된 출력 전압(VOUT)에 의해 양호하게 수행되는 것이 유리하다. 다른 예로써, 출력 제어 신호(SC)는 목적하는 반전 모드 또는 비반전 모드 또는 소정의 출력 전압(VOUT)을 선택하기 위한 것 등의 재인식 제어 신호일 수 있다. 또 다른 실시예로써, 보호 기능(예, 출력 전압의 바이패싱, 디스에이블링 또는 변경)이 로드 장치(14)의 손상을 배제시키는 Sc 명령에 의해 요구될 수 있다. 예를 들면, 로드장치(14)는 고전류 하에 속할 수 있고, 따라서, 그 제한은 이러한 발생을 배제하도록 강요될 수 있다.
본 발명에 이용되는 스위치 매트릭스(48)의 유형에 의존함에 따라, 여러 가지 제어 신호들이 아래 상세히 고찰되는 바와 같이, 스위치 신호들(S1, S2 및 S3 내지 SN)로 나타내는 바와 같이, 스위치 매트릭스(48)에 대한 다이내믹 제어기(50)에 의해 발생된다.
플라이 커패시터(CF) 및 로드 커패시터(CL)는 전하 저장 및 전송 부품들을 예시하고, 이산적인 커패시터들 또는 집적 회로 커패시터 배열을 나타낼 수 있음을 이해해야 한다.
더욱이, 다이내믹 제어기(50)의 융통성으로 인해, 플라이 커패시터(CF) 및 로드 커패시터(CL)는 소형 커패시터들(예, 세라믹, 칩 씨크 필름, 탄탈, 폴리머) 및 대형 커패시터들(예, 울트라-커패시터들, 의사-커패시터들, 이중층 커패시터들)을 갖는 것들 등의 여러 가지 레벨의 저장 용량을 포함할 수 있다. 커패시턴스의 양은 저장 능력의 양을 반영한다. 따라서, 동일한 양의 에너지를 전송하는 것은 적은 선량의 전하가 작은 플라이 커패시터(CF)로부터 큰 동작 주파수로 전송되거나 도는 많은 선량의 전하가 보다 서서히 전송될 것을 필요로 한다. 따라서, 전력 컨버터(40)는 동일한 다이내믹 제어기(50)가 도 5에 관하여 보다 상세히 고찰되는 바와 같이, 여러 가지 전력 출력 스테이지(44)를 포함할 수 있다는 점에서 융통적이다.특히, 선행 기술의 발진기-제어된 전력 컨버터(20)와 달리, 다이내믹 제어기(50)는 아래 고찰되는 바와 같이, 울트라-커패시터들을 혼입한 전력 출력 스테이지(44)에 적절한 낮은 동작 주파수 범위에서 동작할 수 있다.
에너지원(12)은 1개 이상의 전기 화학적 셀들(예, 배터리), 광휘발성 셀들, 직류(DC) 발전기(예, 재충전 가능한 배터리와 조합한 모션-파워 발전기에 의해 충전된 손목 시계) 및 기타 적용 가능한 전원 등의 여러 가지 전하 저장 또는 발생 장치들을 포함할 수 있음을 추가로 인식해야 한다.
다른 실시예로써, 본 발명에 따른 전력 컨버터들(40)은 다른 전원들에 의해 전력을 공급받은 전자 장치들에서 유리하게 사용될 수 있다. 예를 들면, 표준 교류(AC) 벽 플러그로부터 그의 전력을 수신하는 장치는 일반적으로 디바이스의 전자 부분들에 대해 직류(DC) 전력으로 AC 전력을 변환시킨다. 제공된 DC 전력은 추가의 조절 및 조정 없이 전자 제품의 전부 또는 일부들에 대해 부적절할 수 있다. 예를 들면, 마이크로프로세서는 2.2V에서 동작될 수 있는 한편, 입출력 전자 제품들은 5V에서 동작할 수 있다. 결과적으로, 본 발명에 따른 전력 컨버터(40)는 입력 전압을 마이크로프로세서로 스텝-다운시키기 위해 사용될 수 있다.
용량성 전하 펌프 출력 스테이지
도 4를 참조하면, 하나의 적절한 전하 펌프 전력 출력 스테이지(44)가 도 3의 전력 컨버터(40)로서 예시된 본 발명의 실시예에 대해 도시된다. 전력 출력 스테이지(44)는 반전형 및 비반전형 모두로 구성될 수 있다. 4개의 스위치들(M1,M2, M3, M4)은 도 2에 기재된 바와 같이, 로드 커패시터(CL)에 관하여 충전 페이스와 방전 페이스 간의 적절한 플라이 커패시터(CF) 및 DC 소스 등의 에너지원(12)을 스위칭하기 위해 사용된다. 특히, 스위치들(M1 및 M3)은 스위치 신호(S1)에 응답하여 폐쇄되는 한편, M1은 에너지원(12)의 양의 단자(30)(입력 전압(VS))를 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)에 결합시키고, M3은 플라이 커패시터(CF)의 제2 단자(34)를 접지에 결합시킨다. 스위치들(M2 및 M4)은 충전 페이스 동안 개방된다.
방전 페이스 동안, 스위치 신호(S1)가 제거되고, 스위치들(M1 및 M3)을 개방시킨다. 이어서, 에너지원(12)의 입력 전압(VS) 및 플라이 커패시터(CF)는 스위치 신호(S2)에 응답하여 폐쇄되는 스위치들(M2 및 M4)에 의해 직렬 배열로 놓인다. 따라서, CF의 제1 단자(31)는 스위치(M2)를 통해 로드 커패시터(CL)에 결합될 수 있고, 플라이 커패시터(CF)의 제2 단자(34)는 스위치(M4)를 통해 에너지원(12)의 양의 단자(30)(VS)에 결합된다.
재구성 스위치 신호들(S3 및 S4)은 플라이 커패시터(CF) 및 에너지원(12)의 직렬 조합이 로드 커패시터(CL)를 가로질러 배치됨으로써 전력 출력 스테이지(44)가 반전형 모드(inverting mode) 또는 비반전형 모드(noninverting mode)로 동작될 수 있음을 감지하는 것을 제어한다. 비반전형 모드는 출력 전압(VOUT)이 양의 출력 단자(42)(VOUT +)에 제공되고, 음의 출력 단자(43)(VOUT _)가 일반적으로 접지에 기준되는 것을 의미한다. 반전형 모드는 출력 전압(VOUT)이 음의 출력 단자(43)(VOUT _)에 제공되고, 에너지원(12)의 입력 전압(VS)과 반대의 대수학적 부호를 갖는 것을 의미한다. 이어서, 양의 출력 단자(42)(VOUT +)는 일반적으로 접지에 기준된다. 로드 커패시터(CL)의 (양의 극성(positive-polarity)) 제1 단자(32)는 양의 출력 단자(42)(VOUT +)에 전기적으로 결합된다. 로드 커패시터(CL)의 (음의 극성(negative-polarity)) 제2 단자(35)는 음의 출력 단자(43)(VOUT -)에 전기적으로 결합된다.
비반전형 모드는 신호(S3)에 의해 재구성 스위치들(M5 및 M8)을 폐쇄시키고, 신호(S4)에 의해 스위치들(M6 및 M7)을 개방시킴으로써 전력 출력 스테이지(44)에 의해 수행된다. 신호들(S3 및 S4)의 명령들의 오버랩은 스위치(M5 또는 M8)가 스위치(M6 또는 M7)에 의해 동시에 폐쇄되는 것을 방지하기 위해 피해짐으로써, 로드 커패시터(CL)를 부주의하게 단축시키는 것을 방지한다. 따라서, 비반전형 모드는 스위치(M2)를 통해 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)에 스위치(M5)를 폐쇄시킴으로써 결합되는 로드 커패시터의 제1의 (양의 극성) 제1 단자(32)를 초래한다. 로드 커패시터(CL)의 (음의 극성) 제2 단자(35)는 스위치(M8)를 폐쇄함으로써 기준된다.
반전형 모드는 신호(S3)에 의해 재구성 스위치들(M5 및 M8)을 개방시키고, 신호(S4)에 의해 재구성 스위치들(M6 및 M7)을 폐쇄시킴으로써 전력 출력 스테이지(44)에 의해 수행된다. 따라서, 전과 같이 출력 단자(42, 43)에 결합되는 것 외에, 로드 커패시터(CL)는 스위치(M7)를 폐쇄함으로써 접지에 기준되는 그의 제1 단자(32)를 갖고, 따라서 양의 출력 단자(43)(VOUT+)는 접지에 기준된다. 로드 커패시터(CL)의 제2 단자(35)는 스위치(M2)를 통해 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)로 스위치(M8)를 폐쇄함으로써 결합된다.
전력 출력 스테이지(44)를 재구성하는 것은 하나의 회로가 동일한 출력 단자(42, 43)에 비반전형 또는 반전형 출력 전압 모두를 선택적으로 제공하게 하는 것을 인식해야 한다. 따라서, 재구성 가능한 전력 출력 스테이지(44)에 기초하여 완전히 집적된 선형 전원은 78XX(비반전형) 및 79XX(반전형) 마이크로칩(예, TO-220, TO-3, SO8-TSOP-8, SOT23, SOT223 등의 패키징(packaging) 유형으로 패키지됨) 모두를 하나의 마이크로칩으로 대체할 것을 허용한다. 2가지 유형의 디바이스들을 하나로 대체하는 것은 보다 경제적인 제조를 허용하고, 비품 제어를 단순화시킨다.
또한, 전력 컨버터(40)의 환경 제어기(64)는 외부 파라메터(SC) 또는 내부 파라메터(66)에 기초하여, 적절한 모드, 반전형 또는 비반전형에 대한 전력 출력 스테이지(44)를 자동으로 구성할 수 있다. 따라서, 목적하는 모드로 용이하게 재구성된 전력 제어기(46)를 삽입함으로써 설계 공정 동안 또는 오퍼레이션 동안 휴대용 전자 장치(10)에 대한 많은 융통성을 제공한다. 예를 들면, 전력 출력 스테이지(44)를 조절하는 전력 제어기(46)는 스위치(M5-M8)를 구성하는 것을 개시하기 위해, 이산적인 부품 로드 커패시터(CL)의 극성 등의 감지된 파라메터들에 응답할 수 있다. 대안으로, 재구성 가능한 스위치들(M5-M8)은 외부에서 폐쇄될 수 있는 마이크로칩의 핀들을 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 여러 가지 다른 전력 출력 스테이지들(44)이 사용될 수 있음을 인식해야 한다. 예를 들면, 2개 이상의 플라이 커패시터(CF)가 각각 에너지원(12)과 병렬로 충전될 수 있고, 이어서 보다 큰 셋업 전압 용량을 얻기 위해 직렬로 배치될 수 있다. 또한, 전력 컨버터(40)는 혼성 반전형 및 비반전형 배열을 추가로 포함할 수 있고, 여기서 전력 컨버터(40)의 일 부분은 다이내믹하게 제어되고, 본질적으로 전압 조절되는 양의 출력 전압을 접지에 기준하여 양의 출력 단자(42)에 제공한다. 동시에, 전력 컨버터(40)의 다른 부분은 동적으로 제어되고, 본질적으로 전압 조절되는 음의 출력 전압을 접지에 기준하여 음의 출력 단자(43)에 제공한다.
본 발명에 따른 다른 스위치 매트릭스(48)는 비반전형 또는 반전형으로 출력 전압(VOUT)을 재구성 가능하게 스텝 다운시킬 수 있음을 인식해야 한다. 예를 들면, 입력 전압(VS)에 관하여 출력 전압(VOUT)을 스텝 다운(감소)시킬 때, 플라이 커패시터(CF) 단독으로 로드 커패시터(CL)를 가로질러 결합될 수 있다. 결과적으로, 전압을 스텝 다운시키도록 구성된 전력 컨버터(40)는 플라이 커패시터(CF)의 제2 단자(34)를 접지에 영구적으로 결합시킬 수 있거나, 또는 충전 또는 방전 페이스인지 여부와 무관하게, 스위치(M3)를 폐쇄시키고, 스위치(M4)를 개방시킴으로써 재구성된다. 따라서, 충전 페이스 동안, 플라이 커패시터(CF)는 그것이 충전되도록 에너지원(12)을 가로질러 전기적으로 결합된다. 방전 페이스 동안, 플라이 커패시터(CF) 만이(즉, 에너지원(12) 없이) 로드 커패시터(CL)를 가로질러 전기적으로 결합된다.
추가의 실시예로써, 출력 전압(VOUT)의 진폭이 입력 전압(VS)의 진폭보다 적을 때(0>VOUT>-VS), 입력 전압(VS)을 반전시키기 위해 다른 변형들이 허용된다. 도 4에 나타낸 바와 같이 로드 커패시터(CL)를 스위칭하는 대신에, 로드 커패시터(CL)는 접지에 및 양의 출력 단자(VOUT +)에 전기적으로 결합된 제1 단자(32)를 갖는다. 로드 커패시터(CL)의 제2 단자(35)는 음의 출력 단자(VOUT _)에 전기적으로 결합된다. 충전 페이스 동안, 플라이 커패시터(CF)는 상기한 바와 같이 에너지원(12)을 가로질러 충전된다. 방전 페이스 동안, 플라이 커패시터(CF) 단독으로 비반전형 스텝 다운 구성을 위해 상기한 바와 같이 로드 커패시터(CL)를 가로질려 결합된다. 양의출력 단자(VOUT +)는 접지에 전기적으로 결합되기 때문에, 음의 출력 단자(VOUT _)(43)는 다이내믹하게 조절될 것이다.
다이내믹하게 제어된 전하 펌프의 분석
도 5를 참조하면, 전하 펌프 전력 출력 스테이지(44)(또는 "전하 펌프")의 일 실시예는 도 3의 전력 컨버터와 사용하도록 도시된다. 전력 출력 스테이지(44)는 도 2의 발진기-제어 전력 컨버터(20)에 대해 상기한 바와 같이 2개의 페이스: 즉, 충전 및 방전(즉, 펌프) 페이스에러 동작한다. 전력 출력 스테이지(44)는 입력 전압(VS)을 제공하는 에너지원(12)과 전류 로드(LL)를 허용하는 로드 장치(14) 사이에 결합된다. 도 2와 달리, 어떠한 전압 조절기(22)도 도시하지 않았다. 전력 출력 스테이지(44)는 도 2에 대해 상기한 바와 같이, 로드 커패시터(CL), 플라이 커패시터(CF) 및 4개의 전력 스위치들(M1-M4)로 구성되어 있다. 본 발명의 일 양상에 따라 전하 펌프를 다이내믹하게 제어하는 장점들을 예시하기 위해, 다음 분석적 유도는 전력 출력 스테이지(44)가 어떻게 효율적으로 스위치될 수 있는지를 기재한다. 전력 제어기(46)는 전하 펌프의 오퍼레이션을 2개의 페이스: 즉 충전 및 방전 페이스로 분할한다. 따라서, "충전" 및 "방전"이라는 용어는 플라이 커패시터(CF)를 의미한다. 충전 페이스 동안, 입력 전압(VS)은 플라이 커패시터(CF)를 충전시키고, 로드 커패시터(CL)는 전력을 로드에 공급한다. 방전 페이스 동안, 전하는 플라이 커패시터(CF)로부터 로드 및 로드 커패시터(CL) 모두로 흐른다. 따라서, "충전" 및 "방전"이라는 용어는 플라이 커패시터(CF)를 의미한다. 2개의 파라메터들은 전하 펌프의 오퍼레이션에 영향을 미친다:
1. ε- 플라이 커패시터(CF)가 충전되는 것에 대한 입력 전압(VS)의 분율, 여기서, 0 < ε< VS.
2. TDIS- 플라이 커패시터(CF)가 출력 전압(VOUT)을 부양하기 위해 방전되는 시간의 최소량.
최대 로드 전류(IL)를 공급하기 위해 만족되어야 하는 전력 출력 스테이지(44)에 대한 경계 조건들을 도 6에 나타낸다. 출력 전압(VOUT)은 플라이 커패시터(CF)가 충전 페이스 동안 충전됨에 따라 강하된다. 다음 방전 페이스의 종료시에, 충분한 전하가 기준 전압(VREF)으로 로드 전압(VOUT)을 되 증가시키기 위해 전송되어야 한다.
이러한 분석의 목적 상, 전력 스위치(M1-M4) 및 저장 커패시터들(CF, CL)은 얼마나 낮은 입력 전압(VS)가 존재하는지 또는 로드 장치(14)가 제공되는지 여부와 무관하게 초기 방전 상태(즉, VOUT=0, VF=0)로부터 시점(t)=0에서 동작할 것으로 추정된다. 더욱이, 그 분석은 제1 및 제2 제어 루프(56, 58) 구현을 추정하고, 여기서, 충전 상태는 로드 커패시터(CL) 및 플라이 커패시터(CF) 각각에 대해 모니터된다. 더욱이, 로드 커패시터(CL)를 가로지르는 로드 전압(VL)은 출력 전압(VOUT)과 교환할 수 있게 사용될 것이다.
시동하는 동안, 전력 출력 스테이지(44)는 CL상에서 충전된 출력 전압(VOUT)이 소정의 값(바람직한 출력 전압) 또는 전압 기준치(VREF)보다 크게 상승할 때까지 많은 충전-방전 페이스를 거친다. CL이 완전히 충전된 후(즉, VOUT>VREF), 전력 출력 스테이지(44)는 로드가 인가될 때까지 방전 페이스로 남겨질 것이고, 도 6의 가장 좌측 부분에 나타낸 바와 같이, 출력 전압(VOUT)을 기준 전압(VREF) 아래로 강하시킨다(VOUT<VREF). 충전 페이스가 시점 (t)=0에서 개시되기 전에 죽은 시간 지연(dead time delay: TDEL)이 발생한다. 플라이 커패시터(CF)는 그의 전압(VF)이 시점(t)=a에서 입력 전압 εVS의 분율에 도달할 때까지 충전된다. CF가 충전된 후, 전력 출력 스테이지(44)는 TDIS로 주어진 최소 기간 동안 방전 페이스로 복귀하고, 시점(t)=b에서 시작하고 시점(t)=c에서 종료된다. 이러한 최소 시간(TDIS)은 플라이 커패시터(CF)의 방전에 충분한 시간을 제공한다. 이러한 최소 방전 시간 후, 전력 출력 스테이지(44)는 VOUT>VREF동안 방전 페이스로 남겨진다. 이러한 분석은 최대 전력 용량 상황을 예시하기 때문에, VOUT는 시점(t)=c에서 VREF바로 아래이다. 따라서, 기준 전압(VREF)은 방전 페이스 동안 초과되지 않고, 충전 페이스/방전 페이스는 다시 수행된다.
시점(t)=a와 시점(t)=b 간의 죽은 시간 지연(TDEL)은 순간적인 단락 회로의 어떠한 가능성도 제거하기 위해 모두 개방된 스위치들(M1-M4)에 의해 충전 페이스와 방전 페이스 사이에 발생한다(즉, 트랜스컨덕턴스(transconductance)를 완화시키기 위해 개입시킨 지연). 예를 들면, 스위치들(M1 및 M2)이 동시에 폐쇄되는 경우, 에너지원(12)의 양의 단자(30)는 양의 출력 단자(42)로 단락된다. 스위치들(M1 및 M4)이 동시에 폐쇄되는 경우, 플라이 커패시터(CF)는 단락되어, 성능을 저하시키고, 열 발생으로 인해 손상을 유발할 가능성이 있다.
이러한 분석은 최적 속도로 스위치 매트릭스를 스위칭시키는 기회가 존재함을 예시한다. 먼저, 출력 전압(VOUT)이 최소 방전 시간(TDIS) 후 기준 전압(VREF)을 초과하는 경우, 방전 페이스에 남을 기회가 존재한다. 충전 페이스로 되돌린 불필요한(따라서 비효율적인) 스위칭은 적절히 지연된다. 마찬가지로, 플라이 커패시터(CF)가 충전될 때를 감지하는 것은 충전 시간(TCHG)이 너무 짧음으로 인한 불필요한 스위칭을 피하거나, 또는 충전 시간(TCHG)이 너무 길 때 보다 많은 전하를 전송할 실패한 기회를 피하게 한다.
에너지원(12)으로서 배터리를 이용하는 응용들에 대해, 본 발명의 전력 출력 스테이지(44)는 배터리 효율을 최대화시키면서 배터리의 수명에 대한 여러 가지 성능 요건을 만족시킬 수 있다. 효율을 증가시키는 것은 배터리의 작용 수명을 확장시킬 것이다. 성능 구속 요건들은 허용되는 출력 전압 리플(VRIP)에 대한 제한을 초과하지 않으면서 공급될 수 있는 피크 출력 로드 전류(IL)에 대한 최소값을 포함한다. 출력 전압 리플(VRIP)은 출력 전압(VOUT)의 변동 범위이다. 동작 주파수에 대한 최대 허용치(즉, 충전 페이스와 방전 페이스 간의 사이클링 속도)는 오디오 응용에서 잡음을 최소화시키는 것을 필요로 한다. 동작 주파수가 너무 큰 경우, 전력 출력 스테이지(44)에 의해 소비되는 전하는 전하 펌프의 효율을 감소시킬 것이다. 목적들의 일부는 상충한다. 예를 들면, 큰 동작 주파수가 출력 전압 리플(VRIP)을 감소시키더라도, 전력 출력 스테이지(44)의 효율을 감소시키기도 한다. 따라서, 최적화는 성능 구속 요건들이 부합될 수 있는 것에 대한 파라메터들의 서브셋을 발견하는 것을 필요로 한다. 적절한 마진이 존재하는 경우, 디자인은 그 디자인의 효율을 최대화시키는 이러한 서브셋 내의 값들을 선택함으로써 최적화될 수 있다. 이는 출력 성능 구속 요건들을 만족시키면서 증가된 배터리 수명 등의 전력 컨버터(40)에 대한 장점들을 제공할 것이다. 다음은 전력 스위치들(M1-M4) 및 전형적인 전력 요건들에 의한 전력 출력 스테이지(44)의 최적화를 예시한다.
도 5에 나타낸 회로에 대한 식들을 시작하면, 루프 전류 및 노드 전압들은 전력 출력 스테이지(44)의 충전 및 방전 주기 동안 로드 전류(IL) 및 고정 파라메터들의 함수로서 발견될 수 있다. 고정 파라메터들은 입력 전압(VS), 전력스위치(M1-M4)의 저항, 정전 용량값(CF및 CL), 및 기준 전압(VREF)을 포함한다. 입력 전압(VS)이 시간이 흐름에 따라 변화할 수 있지만, 최악의 경우의 분석은 그것이 그의 수명 동안 그의 최저 기대치로 고정되어 있다고 가정한다. 다른 고정 파라메터들의 일부는 이들이 주어진 디자인에 대해 선택된 경우에 고정된다(예, 전력 스위치(M1-M4)의 커패시터 CF, CL유형의 크기 등). 가변 파라메터들은 ε 및 TDIS이다. 경계 조건들을 평가함으로써, 그들 식에 대한 특정한 해답들이 발견될 수 있다. 경계 조건들은 로드 전류(IL)가 고정 및 가변 파라메터들의 전류 세트에 대해 가능한 한 최대값이 되도록 선택된다. 상이한 식들에 대한 해결책은 파라메터들의 특정 세트에 대해 공급될 수 있는 최대 로드 전류(IL)에 대해 해결될 수 있다. 파라메터들을 변화시킴으로써, 이들 값의 범위에 걸쳐 최대 로드 전류(IL)가 발견될 수 있다. 이는 최대 로드 전류(IL)에 대한 최대값이 최소 허용치를 초과하는 경우, 파라메터들의 서브셋이 이러한 조건을 만족시킬 것임을 의미한다. 전력 출력 스테이지(44)의 효율은 파라메터값들의 서브셋에 비해 최대화될 수 있고, 최소 성능 구속 요건을 만족시키는 효율을 제공한다.
방전 페이스 동안, CF및 CL을 가로지르는 전압은:
여기서,
이고, VFO및 VLO는 방전 주기의 시작 시에 초기 플라이 커패시터 전압(VFO) 및 로드 전압(VLO)이다. 플라이 커패시터(CF)가 충전될 때, 로드 커패시터(CL)는 방전된다. 충전 페이스 동안, CF및 CL을 가로지르는 전압은:
여기서,
초기 플라이 및 로드 전압(VF, VL)은 충전 상태의 시작점에 있다.
이들 4개의 식들의 세트는 4개의 미지 값들: VF, VL, IL및 TCHG를 갖고, 따라서 유일한 해답을 가질 것이다(하나가 존재하는 경우). 도 6에 예시된 경계 조건들을 사용하여 이러한 해답을 발견하기 위한 알고리즘은 다음과 같다. 충전 시간(TCHG)은 다음 식을 평가함으로써 발견된다:
여기서:
이 식을 해결하는 TCHG의 값은 유효해 지기 위해 0보다 큰 것으로 구속되어야 한다. 해결책은 고정 및 가변 파라메터들의 모든 조합에 대해 존재하지 않을 것이다.
공지된 TCHG에 따라, 파라메터들의 전류 값에 대한 최대 로드 전류(IL)는 다음과 같이 주어진다:
방전 페이스의 종료 시에 플라이 커패시터(CF)를 가로지르는 전압은;
방전 페이스의 시작 시에 로드 전압(VL)에 의해 도달되는 최저 전압은 다음과 같다:
이와 기준 전압(VREF) 간의 차이는 리플(VRIP)이다:
파라메터의 이러한 세트에 대한 동작 주파수(즉, 전압 리플의 주파수)는:
피크 입력 전압 역시 평가할 만하고, 충전 페이스의 시작 시 또는 방전 중에 발생할 수 있다. 로드 전류(IL)는 일정한 값으로서 가정된다. 방전 중에 피크 입력 전류(IS)는 이러한 페이스의 시작시 또는 종료시에 발생한다. 전체 사이클 동안 피크 전류는 이들 값의 최대값이다:
표 1을 참조하면, 최대 로드 전류(IL), 전압 리플(VRIP), 피크 입력 전류(IL) 및 동작 주파수는 기준 전압(VREF), 전하 펌프가 용이하게 동작할 것으로 기대되는 입력 전압(VS), 및 플라이(CF) 및 로드(CL) 커패시턴스 값들을 포함하는 고정 파라메터들의 조합에 대한 예시로서 평가되었다. 전력 출력 스테이지(44)의 이러한 예시에 있어서, 커패시터(CL, CF)의 저항은 무시된다. 동일한 시점에 모든 스위치들(M1-M4)이 폐쇄되는 것을 방지하기 위해 사용된 시간 지연(TDEL)은 0.25μSec로 고정되었다. 2개의 시간 지연(TDEL)이 각각의 충전-방전 사이클에서 발생한다.
최적화된 전하 펌프CF=22㎌, CL=220㎌, Vref=1.2V, Vs=0.8V
동작점 RCHG=RDIS
0.1 0.2 0.3
ε 0.8490 0.8306 0.8214
TDIS 1.8571 3.0204 3.9898
IL 838.17 447.09 306.12
Vrip 8.9955 7.1155 6.2130
2.8818 1.3580 0.8779
주파수(kHz) 288.18 153.33 118.275
표 1: 적절한 커패시턴스 값들에 대한 전하 펌프 동작점.
충전(RCHG) 및 방전(RDIS) 페이스 동안 직면한 일련의 저항들은 표 1에서 3개의 동작점 컬럼으로 나타낸 바와 같이, 전력 출력 스테이지(44)의 최대 전류 용량에 대한 가장 현저한 효과를 미친다. 보다 큰 플라이(CF) 및 로드 (CL) 커패시터들은 그의 용량을 개선시키지만, 개선된 양은 그들의 저항이 증가함에 따라 완화된다. 커패시터 값들을 증가시키는 것은 전류 용량보다 오히려 출력 전압 리플(VRIP)을 감소시키는 것에 대해 큰 비례 효과를 갖는 것으로 나타났다.
상기 분석이 보여주는 것은 출력 전압이 피드백으로서 감지되는 것으로 주어진 목적하는 출력 전압(VOUT)을 달성하기 위해 전력 출력 스테이지(44)가 다이내믹하게 조절될 수 있다는 것이다.
전자 장치들에 널리 사용되는 전형적인 "전자" 커패시터들(도체들 사이의 유전체, 예, 탄탈 폴리머)은 마이크로초 내지 밀리초 내에 자체 방전되는 것을 특징으로 하고, 1-10밀리온 전하 주기의 사이클 수명을 갖는다. 전자 커패시터들에 대한 짧은 자체 방전 시간의 단점은 전자 커패시터가 충전 및 방전될 수 있는 속도와 전자 커패시터가 자체 방전되는 속도 사이인 효율 주기로 발진기-기초 전하 펌프(20)가 동작되어야 한다는 것을 의미한다. 결과적으로, 전하 펌프 출력 스테이지(24)를 위해 공지된 발진기 제어기(26)는 50-200Hz 범위의 전하 펌프 동작 주파수에 대해 허용되지 않는다. 낮은 수요 레벨에서, 전하 펌프는 1Hz 아래에서 유리하게 동작될 수 있다.
결과적으로, 공지된 발진기-기초 전하 펌프(20)는 주 또는 달로 측정된 자체 방전 시간을 갖는 울트라-커패시터들 및 유사한 큰 저장 장치들의 장점을 취할 수 없다. 울트라-커패시터는 전해질 용액을 분극시킴으로써 에너지를 정전적으로 저장하는 전기화학적 이중충 커패시터이다. 그의 에너지 저장 물리학에 연루된 어떠한 화학 반응도 없다. 결과적으로, 울트라-커패시터는 극히 양방향성(회복 가능)이고, 따라서 전기 화학적 배터리들과 필적하는 저장 방법들과 달리, 수천배 충전 및 방전될 수 있다. 적절한 울트라-커패시터의 예는 캘리포니아주 샌디에고시 소재 Maxwell 테크놀로지스사로부터 입수할 수 있는 PS-10이다.
"울트라-커패시터"라는 용어는 비교적 낮은 전하 누설로 인해 큰 효율을 갖는 것으로서 일반적으로 특성화된 많은 유형의 큰 커패시터들을 포함하는 것을 의미함을 인식해야 한다. 따라서, "울트라-커패시터"는 의사 커패시터 뿐만 아니라 이중층 전해질 커패시터들(종종 슈퍼 커패시터, 울트라 커패시터, 및 전력 커패시터로서 공지됨)을 포함한다.
본 발명의 다른 양상에 따라, 플라이 커패시터(CF) 및 로드 커패시터(CL)를 위한 울트라-커패시터들을 포함한 전하 펌프들은 50-200Hz의 동작 주파수가 적절한 경우에 대해, 5W 또는 그 이상의 전력을 제공할 수 있다.
본 발명의 일 실시예의 다이내믹 제어기(50)는 아래 상세히 기재되는 바와 같이, 발진기-기초 전하 펌프(20)의 주파수에서 동작할 수 있지만; 다이내믹 제어기(50)는 극히 낮은 동작 주파수들에서 동작할 수도 있다. 결과적으로, 다이내믹 제어기(50)는 울트라-커패시터들의 추가의 저장 용량의 장점을 취할 수 있다.
서브-원 볼트 전력 컨버터
도 7을 참조하면, 본 발명의 원리에 따른 다이내믹 제어된 전력 컨버터(40A)의 일 실시예는 핵심 블록도 형태로 나타낸다. 아래 고찰에서 명백해지는 바와 같이, 이러한 예시적인 실시예는 비반전형 전하 펌프 전력 출력 스테이지(44A)를 다이내믹하게 제어함으로써 에너지원(12)으로부터 조절된 출력 전압(VOUT)으로 입력 전압(VS)을 스텝 업 또는 스텝 다운 시킨다. 전력 컨버터(40A)는 1볼트 아래의 입력 전압(VS)에서 동작할 수도 있다. 상세하게는, 전력 스위치들(M1-M4)은 낮은 임계 스위칭 신호들(S1 및 S2)에 응답하도록 채택된다. 더욱이, 아래 명백해지는 바와 같이, 전력 컨버터(40A)는 집적 회로로서 용이하게 구현될 수 있고, 따라서 작은크기 및 낮은 단가로 이루어질 수 있다.
도 7A의 예시적인 전력 컨버터(40A)는 도 5에 대해 상기된 것과 유사한 전력 제어기(46A) 및 전력 출력 스테이지(44A)를 포함한다. 전력 제어기(46A)는 스위칭 신호를 발생시키기 위해 기준 전압(VREF) 아래로 강하되는 VOUT에 응답성인 비교기(94)를 포함한다. 유리하게도, 비교기(94)는 충전 페이스의 지속 기간을 제어하기 위해 플라이 커패시터의 전압(VF) 및 입력 전압(VS)에 추가로 응답한다. 특히, 비교기 입력 스위칭 회로(98)는 다음과 같이 충전 및 방전 주기 동안 동일한 비교기(94)가 사용되게 한다.
충전 페이스 동안, 입력 전압의 소정의 분율(εVS)은 충전 주기 스위치 신호(S1)에 응답하여 폐쇄되는 비교기 입력 스위치(M9)를 통해 제1 비교기 입력(100)에 결합된다. 스위치(M9)와 에너지원(12) 사이에 개입된 VS분주기(102)는 소정의 분율 ε 및 결과의 VS의 감소를 제공한다. 플라이 커패시터(CF)는 전하 주기 스위치 신호(S1)에 응답하여 비교기 입력 스위치(M10)를 통해 제2 비교기 입력(104)에 결합된다. 이어서, 비교기는 플라이 커패시터(CF)가 입력 전압의 소정의 분율(εVS)에 도달할 때 스위칭 신호를 발생시킨다.
방전 페이스 동안, 기준 전압(VREF)은 방전 주기 스위치 신호(S2)에 응답하여 비교기 입력 스위치(M11)를 통해 제1 비교기 입력(100)에 결합된다. 또한, VOUT분주기(108)에 의해 제공된 VOUT의 소정의 분율은 스위치 신호(52)에 응답하여 비교기 입력 스위치(M12)에 의해 제2 비교기 입력(104)에 결합된다.
비교기(94)에 대한 여러 가지 입력의 스케일링에 관하여, 스케일링의 여러 가지 조합이 특정 응용들에 적합할 수 있음이 당업계의 숙련자들에게 명백해야 한다. 예를 들면, 예시적인 실시예는 비교적 낮은 기준 전압(VREF) 및 스텝 업 전력 컨버터 구성에 기초한다. 따라서, VOUT분주기(108)는 목적하는 출력 전압(VOUT) 범위를 달성하기 위해 단일 기준 전압을 사용할 필요성이 있는 바 VOUT의 스케일링 다운을 허용한다. VOUT이 기준 전압보다 낮은 응용에서, VOUT승산기는 전압 기준(96)으로부터 목적하는 기준 전압(VREF)으로 출력을 스케일 다운시키기 위해 분주기 대신에 사용될 수 있다. 마찬가지로, 다른 변형들이 전력 컨버터들을 스텝 다운시키기 위해 나타날 수 있다. 더욱이, 제2 비교기는 필요할 경우 비교기(94)에 부가되어 사용될 수 있다.
비교기(94)로부터 스위칭 명령은 충전 스위칭 신호(S1) 및 방전 스위치 신호(S2)를 발생시키기 위한 타이밍 제어기(112)에 의해 수신된다. 유리하게는, 불필요한 스위칭을 피하고, 보다 큰 오퍼레이팅 주파수로부터 EMI 방출의 효과를 감소시키기 위한 목적으로 스위칭에서 히스테리시시를 유발하기 위한 지연(114)이 비교기(94)와 타이밍 제어기(112) 사이에 삽입된다.
도 11에 관하여 보다 상세히 기재되는 바와 같이, 방전될 때 및 다이내믹 제어기(50A)가 전력 출력 스테이지(44A)를 제어하지 않을 때 전력 출력 스테이지(44A)의 오퍼레이션을 개시하기 위한 부트스트랩 시동 회로(116)는 도 7에 나타낸다.
시동 회로(116)는 다이내믹 제어기(50A)가 전력 출력 스테이지(44A)를 제어하는 것을 방지하면서, 냉 시동 중에(즉, 초기 방전된 로드 커패시터(CL))에 반도체들이 접지에 래치될 수 있는 본 발명의 집적 회로 실시예들에 필요하다. 보다 일반적으로, 시동 회로는 목적하는 출력 전압(VOUT)에서 동작될 때까지 필요한 시간을 단축시킬 수 있다.
시동 회로(116)는 로드 커패시터(CL)의 제1 단자(32)에 직접적으로 결합되기보다는 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)에 에너지원(12)의 양의 단자(30)를 결합시키는 것으로서 묘사된다. 그런, 통상적으로 폐쇄된 스위치(M2)의 선택으로 인해, 시동 회로는 아래 고찰하는 바와 같이 시동(냉 시동) 상황에서 로드 커패시터(CL)에 효율적으로 결합되는 것을 인식해야 한다.
전력 제어기(48A)에 포함된 바이패스 제어 회로(118)는 전력 컨버터(40A)의 용량을 넘는 일시적인 높을 로드 등의 특정 상황 동안 사용될 수 있다. 일시적인 높은 로드는 추가의 용량을 필요로 하는 소정의 진폭으로 된 출력 전압(전압 강하)의 감소를 특징으로 한다. 따라서, 바이패스 회로(118)는 VOUT를 기준 전압(VREF)에 비교할 수 있다. 전압 약화가 VOUT에서 검출될 때, 바이패스 회로(118)는에너지원(12)의 양의 단자(30)를 출력 단자(42)에 직접적으로 결합시킴으로써 대응하는 스위치(MB)를 바이패스하기 위해 바이패스 스위치 신호(SB)를 발생시킬 수 있다. 마찬가지로, 바이패스 회로(118)는 낮은 입력 전압으로 인해 전압 컨버터(40A)의 절박한 실패에 대응할 수 있고, 여기서 서비스 수명은 전력 컨버터(40A)의 전력 소비를 제거함으로써 최상으로 작용한다. 따라서, 바이패스 회로(118)는 입력 전압(VS)을 기준 전압(VREF)에 비교하고, 따라서 스위치(MB)를 동작시킨다.
도 7의 전력 컨버터(40A)의 오퍼레이션은 도 8-10의 흐름도에 예시된다. 도 8을 참조하면, 전력 컨버터 오퍼레이션(130)은 방전된 저장 소자들로 시작하고, 따라서 시동 오퍼레이션(132)은 도 9 및 11에 기재되는 바와 같이, 집적 회로 구현에 있어서 접지로의 래치 업을 방지하도록 수행된다. 시동 오퍼레이션(132) 후, 전력 컨버터 오퍼레이션(130)은 도 9에 관하여 기재되는 바와 같이, 다이내믹 오퍼레이션(134)으로 이동한다.
다이내믹 오퍼레이션(134)은 일반적으로 출력 전압 VOUT약화가 발생하는지 여부에 관한 결정에 의해 블록(136)에 나타낸 바와 같이 중단될 때까지 계속되고, 그렇지 않으면, 다이내믹 오퍼레이션(134)이 계속된다. VOUT에서 전압 약화는 전력 컨버터(40A)의 가능 출력을 초과할 수 있는 큰 일시적인 로드를 나타내는 출력 전압 VOUT의 강하이다. 블록(136) VOUT약화가 검출되면, 일시적인 바이패스는 상기 고찰한 바와 같이 시간 주기 동안(블록 138) 에너지원에 출력 단자들을 전기적으로 결합시킴으로써 수행된다. 본 발명에 따른 일부 응용에서, 일시적인 바이패스는 에너지원(12) 및 출력 단자들(42, 43)로부터 전력 컨버터(40A)를 전기적으로 연결 해제시킨다. 연결 해제의 장점은 일시적인 중단 후 회복 기간을 초래할 수 있는 전력 출력 스테이지(44A)의 방전을 피하는 것을 포함한다. 본 발명에 따른 다른 응용에서, 일시적인 바이패스는 에너지원(12) 및 출력 단자들(42, 43)로부터 전력 컨버터(40A)를 연결 해제시키지 않음으로써, 전력 컨버터(40A)는 로드 장치(14)가 요구하는 전력을 계속 제공한다.
출력 전압이 여전히 낮게 유지되는 경우(블록 140), 바이패스는 래치된 상태로 놓일 수 있다(블록 142). 블록(140)에서 VOUT이 회복되는 경우, 전류 과부하 상태가 존재하는지 여부에 관한 결정을 내림으로써 다른 보호 피처가 블록 144에서 수행된다. 예를 들면, 에너지원은 아마도 특정 기간 동안 제공될 수 있는 전류의 양에 대한 안전성 한계를 가질 수 있다. 대안으로, 출력 전류를 유도하는 로드 장치(14)는 전력 컨버터 오퍼레이션(130)에 신호를 보내는 실패 모드에 있을 수 있다. 따라서, 전류 과부하(블록 144)에서, 출력 단자는 에너지원(블록 146)으로부터 단속된다. 그러나, 블록 144에서, 어떠한 전류 과부하도 없는 경우, 블록 148에서, 제어기가 오프되었는지 여부에 관한 결정이 내려진다. 이는 여러 가지 보호 측정치들이 전력 컨버터가 재시동될 필요가 있는 상황을 초래할 수 있는 상황을 나타낸다. 따라서, 제어기가 오프된 경우(블록 148), 전력 컨버터 오퍼레이션(130)은 다이내믹 오퍼레이션(블록 134) 외에, 시동 오퍼레이션(블록 132)으로 복귀한다.
도 8에 나타낸 순차적인 흐름도는 독립적으로 및 연속적으로 수행될 수 있는 여러 가지 보호 모드를 예시하고, 보호 피처들의 여러 가지 조합은 본 발명에 따라 포함될 수 있음을 인식해야 한다.
도 9를 참조하면, 도 8에 참조한 시동 오퍼레이션(132)은 흐름도 형태로 나타낸다. 이러한 시동 오퍼레이션(132)의 장점은 본 발명에 따른 전력 컨버터(40A)가 어떻게 1볼트 미만의 입력 전압으로 시동될 수 있는지를 예시하는 것을 포함한다. 이는 로드 커패시터(CL) 등의 방전된 저장 커패시터가 작용하지 않는 전력 제어기(46A)를 초래할 수 있는 경우에 집적 회로 응용에 대해 특히 바람직하다. 더욱이, 시동 오퍼레이션(132)은 전체적인 전력 컨버터에 의해 소비된 전력이 감소될 수 있는 경우의 낮은 출력 수요 대체 전하 펌프로서 본 발명의 응용을 제안한다.
전형적인 발진기-기초 전력 컨버터(20)는 에너지원(12)에 전기적으로 결합한 부트스트랩 외부 전력 쇼트키 다이오드를 로드 커패시터(CL)에 혼입한다. 로드 커패시터(CL)가 낮을 때 쇼트키 다이오드는 전도되어 로드 커패시터(CL)를 충전시키기 시작할 뿐만 아닐 로드 장치(14)에 전력을 제공한다. 추가의 쇼트키 다이오드 없이, 로드 장치(14)는 전형적인 집적 회로 스위치 매트릭스(48)의 래치-접지 경향으로 인해 로드 커패시터(CL)가 충전되는 것을 방지하는 경향이 있다.
쇼트키 다이오드를 부가하는 것은 발진기-제어된 전력 컨버터(20)의 바람직한 소형화를 방지한다. 또한, 쇼트키 다이오드는 발진기-제어된 전력 컨버터(20)의 통상의 오퍼레이션 동안 전력을 소비하고, 그에 따라 효율을 감소시킨다.
따라서, 통상의 오퍼레이션 동안 효율에 해로운 영향을 미치지 않으면서 다이내믹하게 제어된 전력 컨버터(40A)를 시동하는 것이 바람직하다. 외부 부품들 없이 전력 컨버터(40A)와 통합될 수 있는 방식으로 그렇게 행하는 것이 바람직할 수도 있다.
시동 오퍼레이션(132)은 로드가 전력 컨버터에 이미 부가된 블록 150에서 및 입력 전압이 전력 컨버터에 인가될 수 있는 블록 152에서 초기 상태로 시작한다. 이어서, 전력 출력 상태를 제어하는 전력 제어기가 오프 상태인지 여부에 관한 결정이 내려진다(블록 154). 전력 제어기가 온인 경우(블록 154), 작은 시동 커패시터(CQPUMP)가 부유되고(블록 156), 시동 오퍼레이션(132)이 행해진다.
블록 154에서 제어기가 오프되는 경우, 시동 스위치는 입력 전압(VS)을 시동 커패시터(CQPUMP)에 제공하도록 폐쇄되고(블록 158) 시동 커패시터(CQPUMP)는 접지에 기준된다(블록 160). 시동 커패시터(CQPUMP)가 충전될 때(블록 162), 그것은 저장 커패시터(예, 로드 커패시터)(블록 164)로 방전되고, 시동 커패시터(CQPUMP)를 포함하는 시동 회로는 전력 컨버터의 스위치 매트릭스로부터 연결 해지된다(블록 166). 이어서, 시동 오퍼레이션(132)은 이러한 시동 주기가 제어기를 활성화시키기에 충분한지 및 필요할 경우 후속 시동 오퍼레이션 주기가 반복되는지에 관하여 알기 위해 블록 154로 복귀한다.
도 10을 참조하면, 도 8에 참조된 다이내믹 오퍼레이션 134는 흐름도 형태로 예시된다. 먼저, 플라이 커패시터는 입력 전압(VS)과 병렬로 스위치됨으로써 플라이 커패시터는 충전될 수 있다(블록 170). 플라이 커패시터 전압(VF)이 입력 전압(VS)의 일부 소정의 분율을 초과할 때(예, Vs의 80%)(블록 172), 충전 페이스는 입력 전압(VS)과 병렬인 상태로부터 플라이 커패시터(CF)를 연결 해지시키고(블록 174) 죽은 시간 지연 TDEL에 대해 지연시킨다(블록 176).
이어서, 방전 주기는 다이내믹 오퍼레이션(134)이 스텝 업 오퍼레이션에 대한 것인지 또는 스텝 다운 오퍼레이션에 대한 것인지를 결정함으로써 블록 177에서 시작한다. 스텝핑 업되는 경우, 방전 페이스 동안, 플라이 커패시터(CF)는 입력 전압(VS)에 부가되는 한편, 스텝핑 다운되는 경우, 플라이 커패시터(CF)가 단독으로 사용된다. 이들 추가의 결정이 기준 전압(VREF)을 변화시킴으로써 목적하는 바의 출력 전압(VOUT)을 조절하도록 유리하게 허용되더라도, 이러한 선택은 다이내믹 오퍼레이션(134)의 각각의 페이스 동안 결정된다기보다 오히려 미리 결정될 수 있고 프리셋될 수 있다.
따라서, 블록 177에서 기준 전압(VREF)이 입력 전압(VS)보다 적은지 여부에 관한 결정이 내려진다(즉, 스텝핑 다운 오퍼레이션). 긍정인 경우, 플라이 커패시터(CF) 단독으로 로드 커패시터(CL)를 가로질러 배치된다(블록 178). 그렇지 않으면, 입력 전압(VS) 및 플라이 커패시터(CF)는 로드 커패시터(CL)를 가로질러 직렬로 배치된다(블록 179). 블록 178 또는 179 후, 출력 전압 VOUT에 관련하지 않고 플라이 커패시터(CF)의 완전한 방전을 허용하는 최소 방전 시간 지연 TDTS이 수행된다(블록 180).
다음으로, 출력 전압(VOUT)이 기준 전압(VREF)보다 큰 상태로 다이내믹 오퍼레이션(134)이 대기한다(블록 182). 이는 비교기의 비보상 특성에 기인한다. 충전 및 방전 주기를 수행하는 동안 전송된 전하량이 VREF를 초과하도록 VOUT에 대한 로드 커패시터(CL)를 충전시키기에 불충분한 경우, 다른 후속 충전/방전 주기가 즉각적으로 필요하다. 다른 경우에, 선행하는 충전/방전 주기는 불충분하다. 따라서, 다이내믹 오퍼레이션(134)은 로드 장치 또는 로드 커패시터의 자체 방전이 로드 커패시터를 충분히 방전시킬 때까지 일정 기간 동안 계속 대기할 수 있다. VOUT이 VREF보다 크지 않을 때, 플라이 커패시터(CF)는 로드 커패시터(CL)로부터 결합 해지되고(블록 184), 이는 스텝핑 업된 경우 로드 커패시터(CL)로부터 입력 전압(VS)의 연결 해제를 포함한다. 다음으로, 다른 죽은 시간 지연 TDEL이 부여되고(블록 186), 블록 170의 충전 페이스로 복귀함으로써 주기가 반복된다.
간단히 하기 위해, 상기 다이내믹 오퍼레이션(134)은 방전 페이스와 같은 시간이 보장될 때까지 플라이 커패시터(CF)를 충전시킴에 따라 시작함을 인식해야 한다. 그러나, 예시적인 실시예에서, 충전 페이스는 사실상 방전 페이스 내의 보금자리 오퍼레이션이다. 특히, 추가의 방전과 같은 시간이 필요할 때까지 전력 컨버터는 개시되어 방전 페이스에 남겨진다(예, VOUT은 VREF아래로 강하한다). 이어서, 충전 페이스가 수행된다. 완료되자마자, 방전 페이스는 필수적인 상기 지연 후 다시 시작한다. 이후, 전력 컨버터(40A)는 보다 많이 필요한 전하를 대기하면서 다시 방전 상태로 남겨진다.
도 11을 참조하면, 도 7의 전력 컨버터(40A)에 대해 통합된 전력 출력 스테이지(44A)는 Ying Xu 등이 "Lateral Asymmetric Lightly Doped Drain MOSFET"라는 표제로 2000년 3월 22일자로 출원하여 동시 계류 중이고 공동 소유인 미합중국 특허 출원 제09/532,761호(P&G 케이스 7992)에 개시된 바와 같이, 낮은 임계값(예, 서브-원 볼트) 제어 가능한 MOSFET 트랜지스터 스위치들을 이용하는 0.35미크론 이중 살리시드 공정(2개의 금속, 2개의 폴리 살리시드)에 의해 구현된 집적 회로에 의해 예시되는 것이 유리하며, 상기 특허 출원을 참고 문헌으로서 인용한다. 낮은 임계값 제어를 갖는 것 외에, 개시된 MOSFET 장치들은 본 발명에 따라 사용된 스위치 매트릭스(48)의 효율에 직접적으로 기여하는 낮은 온-저항을 갖는다.
바이패스 스위치(MB) 뿐만 아니라 전력 스위치(M1-M4)는 도 11에 단일 트랜지스터로서 나타내었더라도, 낮은 임계값 MOSFET 장치들의 어레이를 혼입함으로써 목적하는 피크 출력 전류에 대한 스케일 가능한 전류 가능 출력을 갖는다. MOSFET전력 스위치(M1-M4)는 상기 출원에 기재된 바와 같이, 스위치 매트릭스(48)의 효율적인 오퍼레이션을 위한 낮은 온-저항 및 높은 오프-저항을 위해 유리하게 고안되었다.
일반적으로, n-타입 MOSFET 장치들은 게이트 전압 없이 제조하고, 신속히 스위칭하고, 정상적으로 오프시키기 위해 보다 적은 것이 선택된다. 그러나, 몇몇 경우에, p-타입 MOSFET 스위치들이 유리하게 사용된다. 먼저, 아래 보다 명백해지는 바와 같이, 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)와 로드 커패시터(CL)의 제1 단자(32) 사이에 p-타입 전력 스위치(M2)를 사용하는 것은 전력 컨버터(40A)를 시동시키기 위해 하나의 전력 스위치(M1)를 유일하게 바이어스시킬 필요성이 있는 본 발명의 일 양상에 따른 서브-원 볼트 점진형 시동 회로(116)를 허용한다.
시동 회로(116)는 전력 출력 스테이지(44A)가 방전될 때 시동 회로(116)를 활성화시키도록 구성된 p-타입 MOSFET 시동 스위치 MS를 포함한다. 스위칭을 제어하기 위한 여러 가지 신호들(예, S1, S2, S2N...)은 아래 추가로 논의된다. MS의 드레인은 입력 전압(VS)에 결합되고, 게이트 및 소스는 모두 플라이 커패시터(CF)의 제1 단자(31)에 결합된다. 플라이 커패시터(CF)의 제2 단자(34)에 결합된 2개의 전력 스위치(M3, M4)는 n-타입이고, 따라서 개방됨으로써, 플라이 커패시터(CF)는 이러한 상황에서 부유된다. 그러나, 전력 스위치(M2)는 상기한 바의 p-타입 트랜지스터이고, 다라서 이러한 상황에서 초기에 전력을 공급받지 못한 전력 제어기(46A)에 의해 폐쇄된다. 결과적으로, 시동 스위치(M2) 역시 초기에 0인 VOUT에 결합된 그의 게이트 및 소스를 갖는다. 따라서, 시동 스위치(MS)의 게이트가 접지되고, 시동 스위치(MS)는 입력 전압(Vs)을 로드 커패시터(CL)로 전도시키기 시작한다.
그러나, 이와 같이 하나의 작은 MOSFET의 전류 가능 출력은 로드 커패시터(CL)를 충전시키기에 불충분하다. 따라서, 시동 스위치(MS)는 전력 스위치(M1)를 폐쇄시키기 위해 간접적으로 사용됨으로써, 입력 전압(VS)은 로드 커패시터(CL)에 제공될 것이다. 특히, 시동 스위치(MS)의 소스로부터 입력 전압은 n-타입 스위치(M13)의 게이트에 결합된다. 스위치(M13)는 스위치(MS)로부터 입력 전압(Vs)으로 인해 폐쇄된다. 스위치(M13)가 폐쇄될 때, 드레인에서 입력 전압(Vs)은 소스로 통과되고, 이는 다시 시동 커패시터(CQPUMP)의 제1 단자(190)에 결합된다. 시동 커패시터(CQPUMP)의 제2 단자(192)는 전력 제어기(46A)가 동작되지 않을 때 시동 커패시터(CQPUMP)의 제2 단자(192)를 접지시키도록 구성된 트랜지스터 쌍(M14, M15)에 결합된다. 그렇지 않으면, 트랜지스터쌍(M14, M15)은 시동 커패시터(CQPUMP)의 제2 단자(192)를 부유시키도록 구성된다. 특히, 시동 커패시터(CQPUMP)의 제2 단자(192)는 p-타입 스위치(M15)의 드레인에 및 n-타입 스위치(M14)의 소스에 결합된다. 스위치(M15)는 전력 제어기(46A)가 동작될 때 스위치(M15)를 개방시키기 위해 음의 바이어스에 의해 편향된 그의 게이트를 갖고 접지된 그의 소스를 갖는다. 따라서, 전력 제어기(46A)가 동작할 때, 시동 커패시터(CQPUMP)의 제2 단자(192)는 접지로부터 단속된다. 스위치(M14)는 전력 제어기가 동작할 때 스위치(M14)를 폐쇄시키기 위해 양의 바이어스에 의해 편향된 그의 게이트 및 입력 전압(VS)에 결합된 그의 드레인을 갖는다.
도 12를 참조하면, 도 7의 전력 컨버터(40A)에 적절한 회로가 도시된다. 도 12는 충전 페이스 동안 및 방전 페이스 동안 비교를 수행하기 위해 비교기(94)를 바이어스시키기 위한 하나의 회로 실시예를 예시한다. 충전 및 방전 페이스 동안, 회로는 미리 시동되었고, 전력 제어기(46A)는 스위칭 신호들(예, S1, S2 등)을 발생시키도록 동작될 것이다. M9 및 M10을 폐쇄시키는 S1에 의한 충전 페이스 동안, 입력 전압(VS) 분주기(102)는 도 7에 대해 고찰한 바와 같이, 플라이 커패시터 전압(VF)과 비교하여 소정의 분율(예, 80%) 만큼 입력 전압(VS)을 감소시킨다. M11 및 M12를 폐쇄시키는 S2에 의한 방전 페이스 동안, VOUT분주기(108)는 전압 기준치(96)로부터 기준 전압에 대해 정확히 비교하기 위해 출력 전압(VOUT)을 스케일링한다.
도 12는 아래 보다 상세히 기재하는 바와 같이, 충전 스위치 신호(S1) 및 방전 스위치 신호(S2)와 동등물을 수행하기 위해, 전력 제어기 회로(46A)의 타이밍 제어기(112)가 복수개의 신호들(P_S2NB, P_S2NA, S2, S2N, P_S1, S1, S1N)을 제공하는 것을 예시한다. 이러한 복수개의 신호들은 다른 스위치들보다 많은 전류를필요로 하는 전력 스위치들(M1-M4)로 인해 예시적인 실시예에 필요하고, 전력 스위치들(M2, M4)은 p-타입이고, 따라서, n-타입 전력 MOSFET 전력 스위치들(M1, M3)보다 느리게 스위칭한다. 트랜스컨덕턴스를 방지하기 위해 각각의 게이트들에 대한 신호들에 특정 지연이 필요하고, 여기서 M1, M3중 하나 또는 모두는 M2, M4 중의 하나 또는 모두와 동일한 시점에 폐쇄된다.
도 13을 참조하면, 전압 기준(96)의 일 실시예가 도시되고, 본 발명의 일 양상에 따른 서브-원 볼트 입력 전압(VS) 오퍼레이션을 수행할 수 있다. 일정 전류 회로(200)는 전압 기준-대-레일 회로(202)에 전력을 공급하고, 입력 전압(VS)의 변화로부터 전압 기준-대-레일 회로(202)를 단리시킨다. 출력 버퍼(204)는 전압 기준-대-레일 회로(202)로부터 미증폭 기준 전압을 증폭시킨다. 전압 기준-대-레일 회로(202)를 온도 보상하기 위해, 절대 온도(PTAT) 회로(206)에 비례하는 병렬 다이오드 어레이는 회로(202)를 바이어스시킨다.
도 14 및 15를 참조하면, 비교기(94)의 일 실시예는 도 7의 전력 제어기(46A)에 대해 묘사된다. 미분 증폭기(206-210)는 이들이 공통-모드 신호들을 거부하는 데 효과적이기 때문에 유리하게 사용된다. 예를 들면, 공통-모드 신호들은 입력 단 상에 잡음을 유도할 수 있다. 집적 회로 미분 증폭기들은 비교적 낮은 출력 이득을 갖는다. 이는 다음 2가지 방식: 즉, 입력 트랜지스터에서 및 전력 제어기(46A)의 이후의 스테이지를 위해 필요한 전류 이득을 제공하는 데 있어서의 비선형성의 관계를 갖는다. 입력 비선형성의 일부 최소를 제공하기 위해, 3가지 미분 증폭기 조합이 도시되고, 여기서 제1 미분 증폭기(206)는 그의 음의 입력단에서 V+ 입력을 수신하고, 그의 양의 입력단에서 V-를 수신한다. 제2 미분 증폭기(208)는 그의 음의 단자에서 V-를 수신하고, 그의 양의 단자에서 V+를 수신한다. 제1 미분 증폭기(206)의 출력단은 제3 미분 증폭기(210)의 음의 단자에 결합되고, 제2 미분 증폭기(208)의 출력단은 제3 미분 증폭기(210)의 양의 입력단에 결합된다. 제4 미분 증폭기(212)는 제3 미분 증폭기(210)로부터 비교기 스위칭 신호(Out+, Out-)의 전류를 증가시키기 위해 버퍼에 후속하는 전압으로서 구성된다.
도 16을 참조하면, 타이밍 제어기 회로(112)의 일 실시예는 도 7의 전력 제어기(46A)에 대해 도시된다. 기본적으로, 타이밍 제어기 회로(112)는 충전 페이스와 방전 페이스들 간의 전력 출력 스테이지(44A)를 재인식하기 위한 필연적인 개개의 스위치 명령을 수행할 책임이 있다. 또한, 전력 제어기(46A)에 대한 타이밍 제어기 회로(112)는 특정 스위치 조합들을 피하기 위해 스위치들 및 순차의 스위치들을 정확하게 페이스 쌍으로 만들어야 한다. 예를 들면, 충전 페이스 전력 스위치들(M1 및 M3) 중 어느 것도 방전 페이스 전력 스위치들(M2 및 M4) 중의 어느것과도 동일한 시간에 폐쇄될 수 없어야 한다. 그렇지 않으면, 교차 전도(또는 트랜스컨덕턴스)가 발생하고, 여기서, 예를 들면 에너지원(12)이 상기 고찰한 바와 같이 출력 단자(42)에 순간적으로 단락된다.
도 17을 참조하면, 타이밍 제어기 회로(112)에 대한 타이밍도가 도시된다. 특히, S1 신호는 다이내믹 제어기(50)에 의해 내부에 사용된 충전 페이스 신호이다. S2 신호는 다이내믹 제어기(50)에 의해 내부에 사용된 방전 페이스 신호이다. P_S2Nb 신호는 양의 전압에 의해 개방된 p-타입 MOSFET M2로 인해 S2로부터 반전될 뿐만 아니라 교차 전도를 방지하기 위해 S2 신호에 관하여 지연된P-타입 MOSFET M2에 대한 보다 큰 전류 스위치 신호이다. P_S2Na는 P_S2Nb에 관하여 지연된, p-타입 MOSFET M4에 대한 큰 전력 스위치 신호이다. P_S1 신호는 전력 MOSFET 스위치들(M1, M3)에 대해 보다 큰 전력 버전이다. S2N 신호는 시동 회로(115), 특히 스위치(M14)에 대한 S2 신호의 반전된 버전이다. S1N 신호는 시동 회로(116), 특히 스위치(115)에 대한 S1의 반전된 버전이다.
본 발명을 여러 가지 실시예들의 설명으로 예시하고, 예시된 실시예들을 상세히 기재하였지만, 본 출원인들은 그와 같이 상세히 첨부된 특허 청구의 범위를 제한하거나 또는 어떠한 방식으로든 한정하고자 의도하지 않는다. 추가의 장점들 및 변형들은 당업계의 숙련자들에게 명백할 것이다.
예를 들면, 다이내믹하게 제어되는 비반전형 전하 펌프 전력 출력 스테이지(44A)가 고찰된다. 본 개시 내용의 이익을 취하여, 반전형 전하 펌프 전력 출력 스테이지를 다이내믹하게 제어하는 것은 본 발명에 따를 수 있음을 당업계의 숙련자라면 명백히 알 것이다.
본 발명에 따른 전력 컨버터(40A)는 광범위한 범위의 제품들에 삽입될 수 있다. 예를 들면, 상기 집적 회로들 및 낮은 전력 소비 특성들로 달성될 수 있는 작은 크기의 장점을 고려한 전력 컨버터(40A)는 배터리 작용 수명 및 에너지 및 요구되는 진폭을 증진시키기 위해 배터리 패키지에 혼입되는 것이 유리할 수 있다.
더욱이, 에너지원(12)을 이용하는 로드 장치(14)에 또는 에너지원(12) 내부에 혼입되는지 여부를 불문하고, 본 발명에 따른 전력 컨버터(40A)는 광범위한 범위의 휴대용 전자 장치들(10)을 개선시키거나 또는 인에이블시킬 수 있다. 예를 들면, 에너지원(12)의 크기 및 중량의 감소는 착용이든 이식이든 불문하고, 감입적인 의료 진단, 에너지-전달 또는 가동된 약물 전달 장치들을 거의 허용할 수 없다.
또한, 배터리들 또는 유사한 에너지원(12)에 의해 전력을 공급받은 휴대용 전자 장치들은 본 발명에 따른 전력 컨버터를 혼입함으로써 개선될 수 있다. 예를 들면, 휴대용 통신 장치들 및 휴대용 오디오 장치들에서, 개선된 작용 수명은 증가된 효율을 통해 얻어질 수 있고, 그 성능은 감소된 수요에 의해 그와 같이 행하도록 허용될 때, 전력 컨버터(40A) 동작 주파수 및 그에 따른 잡음을 저하시킴으로써 증진될 수 있다.
또한, 본 발명에 따라 크게 또는 완전히 집적된 전력 컨버터(40A)는 메모리들, 논리 회로들 및 기타 집적된 장치들에 대해 충분히 작고 효율적인 전원을 제공할 수 있다. 예를 들면, 전력 컨버터(40A)는 메모리, 논리 회로 또는 기타 집적된 장치들을 포함하기도 하는 집적 회로의 일부에 내장될 수 있다.
더욱이, 입력 전압을 다이내믹하게 채택하는 것과 관련된, 특히 낮은 입력 전압에 관한 본 발명의 양상들은 입력 전압이 휘발성인 경우 또는 그렇지 않으면 일반적으로 공지된 전력 컨버터들에 대해 부적절한 경우의 응용에 대해 허용된다. 예를 들면, 광휘발성 전지들은 표면적 및 방사 에너지의 입사량에 관련하여 전력을 제공한다. 결과적으로, 광휘발성 전지들을 사용하는 장치들은 불충분한 광선으로인해 종종 동작될 수 없고, 전형적인 양의 유효 전력 내에 남겨지도록 작용성을 제한해야 할 수 있고(있거나) 광휘발성 전지들에 전용된 표면적을 증가시켜야 한다. 따라서, 전력 컨버터(40A)는 보다 작은 광휘발성 전지들 및 광범위한 범위의 발광 조건들에서의 사용을 허용할 수 있다.
다른 예로서, 본 발명에 따른 다중-출력 전력 컨버터(40A)는 여러 가지 출력 전압 레벨들 및 에너지 전송 용량을 위해 구성된 복수개의 전력 컨버터들을 포함할 수 있다. 대안으로, 단일 전력 제어기(46A)는 복수개의 전력 출력 스테이지들(44A)을 제어할 수 있다. 그러한 조합은 스테이지된 전력-다운 등의 피처들을 추가로 포함할 수 있고, 여기서, 특정 출력들은 나머지가 출력 신호 명령(SC) 등의 파라메터들에 의존하여 단속되거나 또는 임박한 에너지원(12) 결핍을 감지하면서 여전히 전력을 공급받는다. 따라서, 휴대용 전자 장치(10)는 상이한 전압 레벨들을 필요로 하는 여러 부분들을 가질 수 있다. 특정 배터리 절약 모드들은 마이크로 프로세서에 의해 명령받을 수 있거나, 또는 전력 컨버터(40A) 자체는 임박한 배터리 실패를 감지할 수 있다. 따라서, 특정 출력들은 휘발성 메모리 기능들을 지원하는 등의 보다 중요한 기능들이 유지된 채로 전력을 보전하기 위해 셧다운될 수 있다.
추가의 실시예로써, 단일 플라이 커패시터(CF) 및 로드 커패시터(CL)가 간단히 예시되어 있다. 본 발명에 따른 전력 컨버터들(40A)은 복수개의 플라이 커패시터(CF) 및(또는) 복수개의 로드 커패시터(CL)를 포함할 수 있음 당업계의 숙련자라면 인식해야 한다. 더욱이, 플라이 커패시터(CF) 및(또는) 로드 커패시터(CL)는 전기 및 자기 에너지에 대한 여러 가지 저장 장치들을 포함할 수 있다.
다른 실시예로써, 본 발명에 따른 전력 컨버터(40A)는 광범위한 범위의 제품들에 혼입될 수 있다. 예를 들면, 상기 작은 크기 및 낮은 전력 소비(즉, 효율) 특성의 장점을 고려한 전력 컨버터(40A)는 배터리 작용 수명 및 에너지 및 요구에 따른 진폭을 증진시키기 위해 배터리 패키지에 혼입되는 것이 유리할 수 있다. 전력 컨버터(40A)를 혼입시키는 것은 모두 1998년 4월 2일자로 출원되어 동시 계류 중인 공동 소유의 다음 출원들: 즉, 블라디미르 가르트스타인 및 드래건 디. 네브리긱스 명의 하에 "PRIMARY BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY RUN TIME"이라는 표제의 미합중국 특허 출원 제09/054,192호;
블라디미르 가르트스타인 및 드래건 디. 네브리긱스 명의 하에 "BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY RUN TIME"이라는 표제의 미합중국 특허 출원 제09/054,191호; 블라디미르 가르트스타인 및 드래건 디. 네브리긱스 명의 하에 "ENTITLED BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER"라는 표제의 미합중국 특허 출원 제09/054,087호; 및 드래건 D. 네브릭스 밀란 M. 제브치, 비그 쉐릴, 닉 부스코, 피터 한슨 및 윌리엄 밀람 명의 하에 "BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY RUN TIME"이라는 표제의 미합중국 지방 출원 제60/080,427호에 개시된 것과 유사한 방식으로 수행될 수 있다. 상기 모든 특허 출원들은 본 명세서에 참고 문헌으로서 인용한다.
플라잉 울트라-커패시터에 기반의 전력 컨버터
본 발명에 따른 하나의 버전에서, 울트라-커패시터는 프라이 커패시터 CU F또는 "플라잉 울트라-커패시터"로서 유리하게 사용된다. 울트라-커패시터는 전해질 용액을 편광시킴으로써 정전기적으로 에너지를 저장하는 전기 화학적 이중층 커패시터들을 포함한다. 울트라-커패시터의 에너지 저장 물리학에 연루된 어떠한 화학적 반응도 없다. 결과적으로, 울트라-커패시터들의 에너지 저장 메커니즘은 극히 양방향성이고(즉, 회수할 수 있고), 울트라-커패시터가 수천번 충전되고 방전되게 한다. 울트라-커패시터들은 2차 배터리에 다소 전기적으로 닮을 수 있지만, 보다 많은 수의 충전 및 방전 주기에 대한 용량을 갖는 것을 인식해야 한다.
울트라-커패시터들 역시 집적 회로들(예, 탄탈 커패시터들)에 사용된 전통적인 커패시터들보다 여러 치수 진폭이 큰 커패시턴스를 갖는다. 일반적인 커패시터들은 분리된 플레이트들과 같이 분리된 전하 형태의 에너지를 저장한다. 저장된 에너지는 전하 저장 플레이트들의 물리적 영역에 비례하고, 플레이트들과 커패시터 간의 거리에 반비례한다. 울트라-커패시터들에 관하여, "플레이트"로서 작용하는 다공성 구조물은 중량당 큰 표면적에 대해 허용된다(예, 2000m2/gm). 또한, 울트라-커패시터들에서 전하 분리 거리는 충전된 전극에 의해 유인되는 전해질 내의 이온들의 크기에 의해 결정된다. 전형적인 전하 분리는 10Å만큼 작다. 큰 표면적과 순간적인 전하 분리 거리의 조합은 울트라-커패시터들의 큰 용량을 인에이블시킨다.
상용 울트라-커패시터들의 예(a.k.a., 슈퍼 또는 슈도 커패시터들)는 캘리포니아주, 샌디에고시 소재 맥스웰 테크놀로지스사로부터 입수할 수 있는 PC-5, PC-5-5 및 PC10이다. PC-5에 대해, 명목상의 커패시턴스는 4F이고, ESR은 0.18-0.33Ω이고, 누설 저항(R1)은 10MΩ이고, 최대 전압은 2.7V이다. PC-5-5에 대해, 명목상의 커패시턴스는 1.8F이고, ESR은 0.39-0.66Ω이고, 누설 저항(R1)은 10 MΩ이고, 최대 전압은 5.4V이다. PC5-5(1 내지 5.4 VDC에서 동작함) 등과 같은 울트라-커패시터들의 큰 저장 용량은 60초 동안 0.5W 및 약 10초 동안 3W를 출력하는 그의 능력으로서 예시된다. 본 발명의 양상들에 따른 전력 컨버터에 기초한 전하 펌프 내에 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 사용하는 것은 아래 기재되는 예시적인 실시예에서 보다 명백해지는 바와 같이, 많은 전원 공급 애플리케이션들에 이점을 제공한다.
일 예로써, 단기간 펄스가 배터리 작용 수명에 부작용을 미치지 않고, 피크 요구 동안에 배터리로부터 전압 약화를 생성하도록 울트라-커패시터를 병렬로 사용함으로써 배터리를 "안정화"시키는 것이 공지되어 있다. 본 발명의 원리에 따라 플라잉 커패시터로서 울트라-커패시터를 사용하는 것은 그에 따라 전원 오퍼레이션을 개선시킬 기회를 제공한다. 그러나, 짧은 기간 펄스로부터 배터리 보호 뿐만 아니라 적절한 양의 전력(예, 1-5W)에 대한 요건을 갖는 장치들은 일반적으로 상기 고찰한 바와 같이 배터리의 제한들을 겪을 수 있다. 특히, 배터리에 저장된 현저한 양의 에너지는 그의 작용 수명 동안 배터리 감소의 출력 전압으로서 회수될 수없다. "안정화" 용량의 울트라-커패시터의 사용은 이와 같이 저장된 에너지를 회수하는 데 현저하게 기여하지 못한다.
더욱이, 목적하는 전압 레벨을 얻기 위해, 특히 종래의 전하 펌프 기초 전력 컨버터들에 부적절한 적절한 전력 레벨(예, 0.5-5W)을 필요로 하는 응용에 대해, 유도 소자를 이용하는 DC/DC 컨버터들을 사용하는 것은 공지되어 있다. 전형적인 잡음 유도 소자와 조합한 이들 DC/DC 컨버터들의 동작 주파수는 전자기 간섭(EMI) 문제점들을 초래한다.
경제적인 단가에 있어서 낮은 프로필 패키지 내의 모노리식 집적 제조에 적합한 것으로서 상기한 필요성들을 만족시키는 전원에 대한 충족되지 못한 필요성이 여전히 더욱 존재한다. 일반적으로 공지된 전원은 많은 큰 이산적인 부품들을 함께 통합하고, 따라서 부피 제한을 악화시키고, 전원의 제조 복잡성을 증가시킨다.
도 18을 참조하면, 울트라-커패시터들은 울트라-커패시터에 대해 예시된 등가의 덩어리진 파라메터 네트워크 회로 표시로 나타낸 바와 같이, 종래의 커패시터들과는 다른 전기적 특성들을 갖는다. 특히, 울트라-커패시터들은 커패시터(C1)와 직렬인 레지스터(R1)에 대응하고, 여기서, 커패시터(C1)는 레지스터(R2) 및 커패시터(C2)의 다른 직렬 조합에 그의 단자들을 가로질러 결합된다. 단, 커패시터(C2)는 그의 단자들을 가로질러 다른 레지스터(R3) 및 커패시터(C3)와 유사하게 구성된다. 레지스터(R4) 및 커패시터(C4)의 직렬 조합은 커패시터(C3)의 단자들을 가로지르는 것이고, 레지스터(R5) 및 커패시터(C5)의 직렬 조합은 커패시터(C4)의 단자들을 가로지르는 것이다. 도 18을 참조하면, 용량성 부품들(C1-C5)은 울트라-커패시터 내에 저장된 에너지를 반영하고, 저항성 부품들(R1-R5)은 울트라-커패시터의 등가의 직렬 저항(ESR)을 포함한다.
울트라-커패시터들은 도시된 회로 표시에 나타낸 바와 같이, 이들의 비교적 큰 직렬 저항으로 인한 전하 펌프 등의 응용를 위해 삽입되지 않았다. 그러나, 정전 용량값은 전류 변화의 증가하는 주파수에 따라 감소하더라도, 울트라-커패시터는 증가하는 주파수에 따라 감소하는 ESR을 갖는 것으로 결정되어 왔다. 결과적으로, 트레이드-오프의 존재는 울트라-커패시터가 전하 펌프 내의 플라잉 커패시터로서 사용될 때 효율적인 에너지 전송을 내는 적절한 충전 및 방전 속도이다. 따라서, 울트라-커패시터의 정전 용량 값은 적절한 ESR을 초래하는 동작 주파수에서 필적되는 종래의 커패시터들보다 더 큰 여러 진폭이다.
최적 동작 주파수의 결정 및 울트라-커패시터의 선택은 울트라-커패시터를 특성화시키는 다음 식을 평가함으로써 밝혀진다:
dV = i * (dt/C) + i*R
여기서, i는 전류이고, C는 명목상의 정전 용량이고, dV는 전압의 변화이고, dt는 시간의 변화이고, R은 등가의 직렬 저항이다.
울트라-커패시터의 이들 전기적 특성들은 적절한 울트라-커패시터를 선택하고 제어하기 위한 많은 고려 사항들을 부여한다. 먼저, 로드 요구에 부합하도록 전력 컨버터 내에서 최대 전압에 대한 결정이 이루어진다. 둘째로, 로드 요구에 부합하도록 전력 컨버터 내에서 허용된 최소 전압에 대한 결정이 내려진다. 셋째, 전력 컨버터 내에서 최대로 허용되는 전압 변화 및 전압 리플에 대한 결정이 내려진다(즉, dV). 상기 기준들에 기초하여, 울트라-커패시터에 대한 최대 로드 및 방전 프로필이 결정된다(I에 대한 일정한 전류 또는 일정한 전력이 식별된다). 또한, 상기 기준들에 기초하여, 울트라-커패시터가 허용해야 하는 온도 동작 기준이 결정된다. 또한, 상기 기준에 기초하여, 적절한 최소 동작 주파수 및 EMI/잡음 마진(즉, dt)에 관련하여 허용될 수 있는 울트라-커패시터로부터 임의의 출력 펄스의 지속이 결정된다. 출력 펄스 지속을 사용함으로써, 장치 동작 조건의 완전한 세트 동안 기대될 수 있는 잠재적인 충전 및 방전 속도의 범위 또는 반복 속도가 결정된다. 이어서, 충전/방전 속도에 기초하여, 필요한 전력 컨버터 작용 수명(즉, 울트라-커패시터에 의해 허용되어야 하는 충전/방전 주기의 수)이 결정된다. 명목상의 커패시턴스(C)는 R의 ESR 값과 마찬가지로, 유효 울트라-커패시터들 및 명목상의 동작 주파수에 기초하여 결정된다.
이들 기준에 기초하여 적절한 울트라-커패시터를 선택하고 설계하는 것은 드래건 D. 네브리긱스 등이 "ACTIVE PACKAGE FOR INTGRATED CIRCUIT"이라는 표제로 1999년 11월 22일자로 출원하여 동시 계류 중이고 공동 소유 출원인 미합중국 특허 출원 제60/166,823호에 개시되어 있으며, 이 특허 출원을 참고 문헌으로서 본 명세서에 인용한다.
도 19를 참조하면, 회로의 일 실시예는 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 포함하는 전하 펌프 전력 출력 스테이지(202)에 기초하여 다이내믹하게 제어되고, 본질적으로 조절되는 전력 컨버터(200)에 대한 것이다. 전력 출력 스테이지(202)는 플라이 커패시터(CF)를 제외하고는 상기한 것과 유사하고, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)로 치환된다. 로드 커패시터(CL)는 특정 응용에서와 마찬가지로 유리한 울트라-커패시터일 수 있음을 인식해야 한다. 그러나, 일반적으로 유용한 울트라-커패시터들은 약 5V 최대값으로 제한된다. 결과적으로, 다른 유형의 커패시터들(예, 탄탈)은 보다 큰 출력 전압(예, 7V)을 필요로 하는 응용에 사용될 수 있다.
도 19에 나타낸 전력 출력 스테이지(202)(a.k.a. 전압 증배기)는 예시 목적으로 주어진다. 본 발명에 따른 여러 가지 전하 펌프 구성(예, 반전, 비반전, 스텝-다운)은 1개 이상의 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 유리하게 삽입할 수 있음을 인식해야 한다.
출력 스테이지(202)를 스위칭하기 위한 울트라-커패시터 다이내믹 제어기(204)는 종래의 커패시터들을 사용하는 실시예들에 대해 상기한 다이내믹 제어기(46)와 상이하다. 충전 상태와 방전 상태 간의 전력 출력 스테이지(202)의 느린 주기는 단순화된 제어 스킴을 허용한다. 예를 들면, 하나의 센스에서 타이밍은 제어 로직이 동일한 무선 주파수(RF) 동작 주파수들에서 동작할 필요가 없는 점에서 거의 중요치 않다. 대신에, 제어기(204)는 전형적으로 낮은 요구 상태 동안 장기간 동안 필연적으로 정전 상태로 하향된 피커 전력 수요에서 약 1KHz로 동작한다. 고속 스위칭을 수용하는 대신에, 제어기(204)는 플라잉 울트라-커패시터(CU F)및 출력 전압(VO)의 변화 모두에서 전압 리플을 제어하는 것에 관련된다(즉, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)의 로드 커패시터(CL)로의 방전). 또한, 제어기(204)는 스위치 신호들(S1-S4)을 갖는 스위치(M1-M4)의 스위칭의 전압 변화율(슬루 속도)을 유지한다. 따라서, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)의 효율은 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 통한 전류의 신속한 변화를 피함으로서 증가된다.
제어기(204)는 기준 전압(VREF)을 제공하기 위해 밴드갭 전압 기준(206)을 이용하고, 그로부터 스케일된 전압 기준치는 전압 리플 상의 여러 임계값에 대해 생성된다. 밴드갭 전압 기준(206)은 적절한 동작 주파수로 인해 절대 온도(PTAT) 소자에 비례하는 많은 착물보다 적절하다. PTAT 소자는 일반적으로 하나는 양이고 하나는 음인 상보적인 온도 계수들을 갖는 2개의 합산된 소자들을 포함함으로써, 이들은 온도 변화에 따라 서로 오프셋된다.
제어기(204)는 소스 전압(VS)이 소정의 허용되는 출력 전압(VO) 범위 내일 때 안정화 구조로 전력 컨버터(200)가 와해되도록 논리 회로(208)를 통해 소스 전압(VS)을 포함하는 것이 유리하다. 따라서, 소스 전압(VS), 플라잉 울트라-커패시터(CU F) 및 로드 커패시터(CL)는 스위치 M1, M2 및 M3을 폐쇄시키고, 전력 출력 스테이지(202)의 스위치 M4를 개방시킴으로써 모두 병렬로 배치된다.
패스 쓰루 논리 회로(208)는 로드 커패시터(CL), 특히 울트라-커패시터인 로드 커패시터가 출력 단자들로부터 결합 해제된 전압 소스(VS) 및 플라잉 울트라-커패시터(CU F)에 의한 출력 전압(VO)을 제공하는 경우 극도로 약한 로드에 대한 구조를 선택적으로 또는 추가로 제공할 수 있다. 더욱이, 제어기(204)의 일부는 효율을 증가시키기 위해 이러한 기간 동안 불활성화될 수 있다. 따라서, 에너지원으로서 배터리의 등가의 직렬 저항으로 인한 에너지 손실이 피해진다. 장기간의 울트라-로우 전력 수요는 집적 회로 메모리 등의 장치들에 대해 전형적이다. 저장된 데이터를 유지하는 것은 메모리의 고속 판독 및 기입이 전력 수요의 증가를 초래하는 진기한 기간들에 비해 낮은 전력 레벨을 요구한다.
상태 로직(210)은 충전과 방전 간 또는 방전과 충전 간의 상태 변화가 요구되는 것을 결정한다. 특히, 상태 로직(210)은 도 20에 관하여 아래 기재한 제어 로직에 대한 일 예로, 플라잉 울트라-커패시터(CU F) 및 로드 커패시터(CL)를 가로질러 전압 리플을 유지하기 위해 2가지 상태의 폐쇄된 루프 제어를 제공한다. 상태 로직(210)은 최대 플라이 커패시터 전압(VF,MAX)에 대해 스케일된 기준 전압(αVREF); 최소 플라이 커패시터 전압(VF,MAX)에 대한(βVREF); 및 출력 전압(VO)을 비교하기 위한 전압 기준(VF,MAX)등의 플라이 커패시터 전압(VF) 및 출력 전압(VO)과의 임계값 비교에 사용하기 위한 기준 전압들을 수신한다.
일단 상태 로직(210)이 개시된 상태 변화를 가지면, 충전 또는 방전 신호는 상태 변화 중에 커패시터들(CU F, CL)의 단락을 피하기 위해서 및 플라잉 울트라-커패시터(CU F)로부터 또는 그로의 전류 변화의 효율적인 속도를 제공하기 위해 처리된다. 결과적으로, 충전 신호 및 방전 신호 각각은 단락 회로 상태가 트랜지션 동안 존재하지 않도록 보장하기 위해 크로스바 지연(Td)(212, 214)을 거친다. 최소 크로스바 지연은 MOSFET 스위치들(M1-M4)의 스위칭에 사용된 슬루율(SR)에 관련된다(즉, 최소값에서 최대 출력 전압에 이르는 초당 볼트의 변화).
MOSFET 스위치들(M1-M4)의 스위칭의 효율적인 슬루율을 달성하는 한가지 방식은 목적하는 슬루율에 관련된 이득을 갖는 증폭기(216, 218)를 통해 크로스 바 지연(212, 214)으로부터 지연된 명령 신호를 통과시키는 것이다. 이어서, 증폭되고 지연된 명령은 라플라스 함수"1/s"로 나타낸 바와 같이 적분기(220, 222)를 통해 통과하고, 여기서, 각각의 적분기(220, 222)는 완전히 개방되고 완전히 폐쇄된 스위치 명령에 대응하는 상위 및 하위 포화 한계를 갖는다. 사용된 스위치 및 동작 전압의 유형에 따라, 스위치 구동기(224)는 레벨 시프트가 필요할 수 있고(있거나) 스위칭에 영향을 미치기 위해 필연적인 전류 레벨을 제공할 수 있다.
시동 회로는 울트라-커패시터에 기초한 전력 컨버터(200)에 의해 만족되는 보다 큰 전력 요건에 대해 전형적일 수 있듯이, 소스 전압(VS)이 0.8V보다 큰 경우에 특히 필연적일 수 없다. 더욱이, 울트라-커패시터들의 바람직한 피처는 무부하상태에서 전기화학적 배터리들과 마찬가지로 회복되는 이들의 고유 경향이고, 따라서 시동을 위한 증가된 전압을 제공하고 스위치들(M1-M4)이 갖는 접지 문제점들에 대한 래치를 피한다.
울트라-커패시터들은 상기 미합중국 특허 출원 제60/166,823호에 기재된 바의 집적 회로에 유리하게 삽입될 수 있다. 결과적으로, 본 발명에 따른 울트라-커패시터에 기초한 전력 컨버터들(200)은 크기가 작아지고 제조 및 어셈블리 복잡성이 감소된 채로 모노리식 집적 회로 부품으로서 제조될 수 있다.
도 20을 참조하면, 2가지 상태 간의 변화에 대한 필요성을 결정하는 방법은 피처들을 통한 추가의 패스를 제공할 뿐만 아니라, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 가로질러 전압 리플을 제어하는 것으로 나타낸다(상태 로직).
일부 응용에서, 에너지원은 특정 상황에서 적절한 출력 전압을 제공할 수 있다. 결과적으로, 배터리 전압이 기준 전압(VREF)과 거의 동일할 때와 마찬가지로, 에너지원 전압(예, 배터리 전압, VBAT)이 목적하는 출력 전압(VO)에 대한 허용 범이 내인지 여부에 관한 결정이 블록 250에서 내려진다. 그럴 경우, 에너지원은 단기간의 펄스 요구에 대해 보상하기 위해 안정하게 작용하도록 에너지원 및 로드 커패시터(CL) 모두에 병렬로 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 결합시키면서 출력 단자들로 배터리 전압(VBAT)을 통과시킴으로써 출력단에 직접적으로 결합될 수 있다(블록 252).
블록들(250 또는 252) 후, 로드 커패시터(CL)가 충분한 전압을 갖는지 여부에 대한 결정이 내려진다(즉, VO≥VREF)(블록 254).
로드 커패시터(CL)가 충분히 충전되는 경우, 적은 전압 요구 상태가 존재하는지 여부에 관한 추가의 결정이 유리하게 내려진다(블록 256). 그럴 경우, 에너지원을 해제시키고(거나) 전력 컨버터(200)의 일부분들을 불활성화시킴으로써 추가의 효율이 얻어질 수 있고, 로드 커패시터(CL)가 전력을 공급하게 한다(블록 258). 이후, 출력 전압(VO)이 기준 전압(VREF)보다 큰지의 여부를 모니터링하는 블록(254)로의 복귀가 계속된다.
블록(254)에서, 출력 전압(VO)이 기준 전압(VREF) 아래인 경우, 충전/방전 주기가 보장된다. 결과적으로, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)는 충전 상태로 스위치된다(블록 260). 이어서, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 가로지르는 전압(VF)은 그것이 소정의 최대 플라이 커패시터 전압(VF,MAX)에 도달하였는지 여부를 결정하기 위해 모니터링된다(블록 262), 일단 플라잉 울트라-커패시터(CU F)가 이러한 최대값에 도달하면, 플라잉 울트라-커패시터(CU F)는 방전 상태로 스위치된다(블록 264). 플라잉 울트라-커패시터(CU F)를 가로지르는 전압이 최소 플라이 커패시터 전압(VF,MIN) 아래로 강하하는지에 대한 결정이 블록 266에서 내려질 때까지 플라잉 울트라-커패시터(CU F)는 충전된다. 플라이 커패시터 전압 리플 대역의 이러한 바닥 레벨에 도달되었을 때, 리플 대역 및 전력 수요를 계속 모니터링하기 위해 블록 250에서 시작점으로 처리가 복귀된다.
상기 울트라-커패시터 기초 전력 컨버터(200)는 낮은 전력 수요와 높은 전력 유구 기간 간의 효율적인 오퍼레이션을 필요로 하는 것들을 포함하여, 광범위한 어레이의 장치들 내의 응용을 갖는 것이 유리함이 인식되어야 한다. 이와는 대조적으로, 종래의 DC/DC 전력 컨버터들은 협소한 범위의 전력 출력 레벨에서만 효율적인 경향이 있다. 종래의 DC/DC 전력 컨버터들에 비해 감소된 EMI 발광을 갖는 소형 집적 회로를 제조하는 능력으로 인해, 울트라-커패시터에 기초한 전력 컨버터들(200)은 휴대용 원격 통신 장치들에 유리하게 사용될 수 있다.
특히, 셀 방식 반전들은 배터리 작용 수명이 증가되고, 피크 전력 수요가 만족되고, 감소된 패킹 크기가 수용되기 때문에, 본 발명에 따른 전력 컨버터(200)를 사용함으로써 증진된다. 광범위한 범위의 휴대용 장치들이 마찬가지로 증진되거나 또는 장려될 수 있음을 인식해야 할 것이다.

Claims (10)

  1. 전력 컨버터(power converter)에 있어서,
    로드 커패시터(load capacitor) 및 플라이 커패시터(fly capacitor)를 포함하는 전력 출력 스테이지(power output stage)로서, 플라이 커패시터는 울트라-커패시터(ultra-capacitor))를 포함하고, 상기 전력 출력 스테이지는 에너지원으로부터 입력 전압을 수신하고 출력 단자들을 가로질러 출력 전압을 제공하도록 구성되고, 상기 로드 커패시터는 상기 출력 단자들을 가로질러 전기적으로 결합되고, 상기 전력 출력 스테이지는 또한 충전 상태와 방전 상태 간에 스위치하도록 구성되어 있고, 상기 충전 상태는 상기 입력 전압에 전기적으로 병렬인 상기 플라이 커패시터를 포함하고, 상기 방전 상태는 상기 로드 커패시터를 가로질러 전기적으로 결합된 상기 플라이 커패시터를 포함하는, 상기 전력 출력 스테이지; 및
    상기 전력 출력 스테이지에 동작 가능하게 결합되고, 상기 충전 상태로부터 상기 방전 상태로의 스위칭을 명령하기 위해 상기 로드 커패시터를 가로지르는 출력 전압 및 소정의 기준 전압에 응답하도록 적응되는 다이내믹 제어기로서, 상기 다이내믹 제어기는 소정의 슬루 속도(slew rate)로 충전 상태와 방전 상태 간의 스위칭을 명령하는, 상기 다이내믹 제어기를 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 다이내믹 제어기는 또한 상기 방전 상태로부터 상기 충전 상태로의 스위칭을 명령하기 위해 입력 전압 및 상기 플라이 커패시터를 가로지르는 플라이 커패시터 전압에 응답하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  3. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 상기 다이내믹 제어기는 또한 트랜스컨덕턴스를 완화시키기 위한 개입 지연(intervening delay)에 의해 상기 충전 상태와 상기 방전 상태 사이에서 상기 플라이 커패시터를 스위칭하도록 적응되고, 상기 개입 지연은 스위칭의 슬루 속도에 대응하는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  4. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 상기 방전 상태 동안, 상기 에너지원은 상기 플라이 커패시터와 전기적으로 직렬로 결합됨으로써 상기 에너지원과 상기 플라이 커패시터의 직렬 조합은 로드 커패시터를 가로질러 전기적으로 결합되는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  5. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 입력 전압에 대하여 출력 전압을 스텝 업(step up)시키는 것을 특징으로 하고, 또한 전하 펌프 전력 출력 스테이지는
    상기 플라이 커패시터의 제1 단자에 상기 제1 입력 전압을 전기적으로 결합시키기 위해 상기 다이내믹 제어기로부터 제1 스위치 신호(S1)에 폐쇄적으로(closingly) 응답하는 제1 스위치(M1);
    상기 로드 커패시터의 제1 단자에 상기 플라이 커패시터의 제1 단자를 전기적으로 결합시키기 위해 상기 다이내믹 제어기로부터 제2 스위치 신호(S2)에 폐쇄적으로 응답하는 제2 스위치(M2);
    상기 플라이 커패시터의 제2 단자에 상기 에너지원의 접지를 전기적으로 결합시키기 위해 상기 다이내믹 제어기로부터 상기 제1 스위치 신호(S1)에 폐쇄적으로 응답하는 제3 스위치(M3);
    상기 에너지원에 상기 플라이 커패시터의 제2 단자를 전기적으로 결합시키기 위해 상기 다이내믹 제어기로부터 상기 제2 스위치 신호(S2)에 폐쇄적으로 응답하는 제4 스위치(M4)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  6. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 스텝-업 방전 상태 및 스텝-다운 방전 상태에 의한 선택적인 방전 상태를 특징으로 하고, 상기 전력 출력 스테이지는 또한 상기 로드 커패시터를 가로질러 전기적으로 결합된 상기 플라이 커패시터를 포함하는 상기 스텝-업 방전 상태와 상기 로드 커패시터를 가로질러 전기적으로 결합된 상기 에너지원과 상기 플라이 커패시터의 직렬 조합을 포함하는 상기 스텝-다운 방전 상태 사이에서 스위치하도록 구성되고, 상기 다이내믹 제어기는 또한 상기 스텝-업 방전 상태를 선택하고, 그밖에는 스텝-다운 방전 스텝을 선택하기 위해 상기 기준 전압보다 큰 상기 입력 전압에 응답하는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  7. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 상기 다이내믹 제어기는 또한 상기 출력 단자들에 입력 전압을 결합시키고 상기 플라이 커패시터를 갖는 에너지원을 안정시키기 위해 상기 기준 전압과 거의 동일한 입력 전압에 응답하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  8. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 상기 다이내믹 제어기는 상기 로드 커패시터가 상기 출력 전압을 제공하게 하도록 상기 출력 단자들로부터 에너지원을 결합해제시키기 위해 상기 기준 전압 이상의 출력 전압에 응답하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  9. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 출력 스테이지는 낮은 온-저항(on-resistance) FET 스위치들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
  10. 상기 항들중 어느 한 항에 있어서, 상기 입력 전압에 대하여 출력 전압을 스텝 다운시키기 위해서, 상기 전력 출력 스테이지는,
    상기 플라이 커패시터의 제1 단자에 상기 제1 입력 전압을 전기적으로 결합시키기 위해 상기 다이내믹 제어기로부터 제1 스위치 신호(S1)에 폐쇄적으로 응답하는 제1 스위치(M1);
    상기 로드 커패시터의 제1 단자에 상기 플라이 커패시터의 제1 단자를 전기적으로 결합시키기 위해 상기 다이내믹 제어기로부터 제2 스위치 신호(S2)에 폐쇄적으로 응답하는 제2 스위치(M2); 및
    상기 에너지원, 상기 플라이 커패시터의 제2 단자, 및 상기 로드 커패시터의 제2 단자에 전기적으로 결합되는 접지 경로를 포함하는 것을 특징으로 하는, 전력 컨버터.
KR1020027012461A 2000-03-22 2001-03-16 울트라 커패시터 기반의 다이내믹하게 조절되는 전하 펌프전력 컨버터 KR20020087100A (ko)

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