CN1429425A

CN1429425A - 动态控制、内部调节电荷泵功率变换器

Info

Publication number: CN1429425A
Application number: CN01809740A
Authority: CN
Inventors: D·D·尼布里吉克; M·M·杰夫蒂克; V·加特斯泰恩; W·T·米拉姆; J·V·舍里尔; N·布斯科; P·汉森
Original assignee: University of Illinois
Current assignee: University of Illinois
Priority date: 2000-03-22
Filing date: 2001-03-21
Publication date: 2003-07-09
Also published as: DE60123222D1; US20010033501A1; US6310789B1; CA2403782A1; WO2001071895A2; US6304467B1; EP1266442B1; AU2001245908A1; IL151843A0; RU2002128142A; DE60123222T2; JP2003528560A; WO2001071895A3; ATE340431T1; KR20020087099A; EP1266442A2; MXPA02009148A

Abstract

一种通过动态控制电荷泵的开关矩阵高效提供电功率的电荷泵功率变换器。该变换器没有采用基于振荡器的开环控制，而是使用动态控制器通过检测输出电压，因应改变电荷泵的工作频率，按需要提供功率。而且，该闭环动态控制用内部固有的电压调整机制来稳定电荷泵功率变换器的输出电压，免除了在功率变换器的下游额外附加低效的降压稳压器。另外，这种闭环动态控制使得即使输入电压改变的情况下，还可以维持所需的输出电压。还有，动态控制采纳了在电荷泵中使用大容量电容器的优点。该功率变换器可以在亚伏级输入电压下、结合电荷泵开关矩阵中低阈值和低接通电阻的MOSFET开关工作。渐进启动电路进一步允许该功率变换器即使在亚伏级的输入电压下也能从放电状态开始启动。

Description

动态控制、内部调节电荷泵功率变换器

相关申请的交叉引用

本申请要求拥有以下申请的优先权，并通过引用把它全部包括在本申请中，所述申请是美国临时申请，序列号：60/141119，申请日期1999年6月25日，申请人：Dragan D.Nebrigic，Milan M.Jevitch，Vig Sherrill，Nicholas Busko，Peter Hansen，WiliiamMilam，发明名称：BATTERY HAVING BUILT-IN DYNAMICALLY-SWITCHEDCAPACITIVE POWER CONVERTER(具有内置动态开关的容性功率变换器)

发明领域

本发明涉及DC/DC(直流/直流)电源控制器。更具体地说，涉及用于集成电源管理系统的稳压电荷泵功率变换器。

背景

电子技术的进步使得设计和制造出低成本便携式电子设备成为可能。因而，便携式电子设备的使用在可使用的电子产品数量和种类上不断增加。在种类繁多的便携式电子设备中包括：寻呼机、蜂窝电话、音乐重放机、计算器、手提电脑、个人数字助理等等。

便携式电子设备中的电子电路通常需要直流(DC)电源供电。典型的情况是使用一节到多节电池作为直流电源。理想的情况下，该能源能够完全满足该便携式电子设备对能量的需要。但是，很多情况下电池所提供的电压和电流并不适合直接向便携式电子设备的电子电路供电。例如，电池所提供的电压数值与设备所要求的电压数值不同。另外，电子电路某些部分的工作电压可能与其余部分有所不同，就需要有能以多种电压数值供电的能源。还有，电池不能快速响应瞬时涨落的电流需求。

图1给出了典型的便携式电子设备10的结构，它包括能源12，例如由一节和多节电池组成的电源，负载装置14，例如需要供电的电子电路。位于能源12和负载装置14之间的是电源16，它可以起多种功能。例如，功率变换器20，它被描述为电源16的一部分，它将能源12所提供的功率转换成适合于负载装置14所使用的功率。

除了功率变换之外，电源16还有其它功能。例如，保护能源12、负载装置14和/或功率变换器20免受持续大电流的损坏，这可能要求切断能源12与其他便携式电子设备10的电连接。另一个例子是，功率变换器20启动时可能需要帮助。

关于所需的功率变换类型问题，功率变换器20可能需要“升高”(就是增压)或“降低”电压。这就是说，根据来自能源12的输入电压V_S，变换器20可以提高或降低向负载装置14输出的电压V_OUT。功率变换器20还可以存储一定的能量，以满足负载装置14瞬时尖峰或增大的需要，这是能源12无法提供的。

功率变换器20还可以调节输出电压V_OUT，使之接近所要求的电压电平，减小电压迅猛波动，后者可引起有害的噪声或引起负载14的不希望有的动作。这种电压波动是由于电力需求变化、来自外部电磁源的感应噪声、能源12的特性和/或来自电源16的其它元件的噪声引起的。

虽然功率变换器20提供了许多便利，但现行的功率变换器20还存在着许多人们不希望有的对便携式电子设备10性能的限制。下面将讨论通常所知的功率变换器20的具体属性、以及一般遇到的约束类型。

许多通常所知的功率变换器20是针对特定的能源12以及来自负载装置14的特定负载要求来优化的。功率变换器20不允许或只能低效率地允许来自能源12和/或负载装置14的电压和电流特性的变化。例如，某些类型的功率变换器不能提供高于输入电压V_S的输出电压V_OUT和/或其效率与输入电压V_S接近所需输出电压V_OUT的程度有关。另外，某些功率变换器20不能够提供如0.5-1.0W等中等电平的功率。更有甚者，通常所知的功率变换器20的设计只能在一个狭窄的输入电压、输出电压和功率范围下工作。

另外，如我们将要针对图2所讨论的那样，有些功率变换器20只能够依靠低效的稳压器来提供可接受的稳定输出电压V_OUT。

另外的例子，功率变换器20对电压的稳定不能满足负载装置14的要求。例如由于输入电压V_S的的变化、功率变换器温度的变化或负载装置14所吸纳输出电流的改变，标称输出电压V_OUT可能改变。还有，即使V_OUT处于可接受的标称输出电平，功率变换器20在标称输出电压V_OUT附近还可能产生不希望有的振荡，此电压纹波V_RIP被定义在标称输出电压V_OUT附近的电压振荡范围，它会减弱或完全破坏负载装置14的正常工作。

所以，现行的功率变换器20不能有效及时地提供负载装置所需的功率，也不能根据能源和负载装置的变化来调整并输出稳定的输出电压V_OUT。

还有，现行的功率变换器20不能在低的输入电压，例如在亚伏级输入电压V_S下工作。现行的功率变换器20通常需要有一个偏置工作电压，这个电压常常可以和负载装置14所要求的输出电压相比拟。这个电压一般大于1伏。输入电压V_S中叠加了来自内部和外部一定数量的噪声。当输入电压V_S数值较低的时候，这种噪声的影响会相当大，由此妨碍或完全停止功率变换器20的工作。

要求输入电压的数值大于1伏意味着需要另外方面合适的单块电池，或者其它替代电源可以不适合作为设备10所使用的能源12。例如，某种电化学电池或其替代电源所提供的标称电压可能低于1伏，或者其电压特性是电压随着所存储的电量减小而下降。这种电池所存储的能量的相当数量，也许是大部分只能在亚伏级的电平下吸取利用。其结果是，该电池在便携式电子设备10的工作寿命受到该设备不能在亚伏级输入电压V_S下工作的限制。也就是说，当电池仍然存有相当大的电量或“寿命”时，就不得不被丢弃。通过增加电池的数量来获取更长的工作时间又会增加设备10的尺寸和重量。

因此，现行的许多功率变换器不能在亚伏级输入电压V_S下工作或不能按要求工作。

而且，即使功率变换器20可以在亚伏级输入电压V_S下连续工作，但一般功率变换器20启动时需要较高的(高于1伏)的输入电压。这就是说，在启动阶段，功率变换器需要高于其连续工作阶段时所需的输入电压(例如高0.4伏)。因此，为了增加可以从能源12所摄取的能量，当达到最低启动输入电压值后，功率变换器20就必须不停地工作，因而消耗能量。

在启动阶段，惯常的做法是在现行的功率变换器20加入外部启动电路(例如肖特基二极管)。该启动电路的作用就是帮助克服启动时对输入电压的额外要求，以及缩短功率变换器20达到设计的输出电压所需要的时间。但是，通常所知的启动电路一般无法工作在亚伏级输入电压下。还有，增加启动电路限制了将功率变换器20小型化的能力。而且即使功率变换器20不处于启动阶段时，外部启动电路一般都要消耗能量，因此降低了功率变换器20的效率。

因此，现行的功率变换器20一般既不能在亚伏级输入电压下启动，也不能在输入电压大于1伏时提供有效的启动。

现行的功率变换器20另一个缺点是，它们不能利用亚微米集成电路有效地提供所需的输出电压。便携式电子设备10集成电路的设计趋向是使用更低工作电压的电路。例如，当前基于亚微米(0.5μm或以下)技术制造的互补金属氧化物半导体(CMOS)能够提供工作在3.0-3.3V的器件。为了减小这种集成电路特征尺寸而开发的投影技术将会进一降压低其工作电压。因此，电源和功率变换器就不得不进一步改进，以提供降低了的工作电压。

例如，微处理器的设计趋势强调需要在较低工作电压下工作的电源及其优点。微处理器集成电路元件的特征尺寸减小，降低功耗，同时性能增强。这样一片集成电路就可以包含以前要用多片集成电路和分立元件的电路。微处理器的特征尺寸较小可以令其工作的更快。较小的特征尺寸使数字开关工作的更快，因为开关元件所产生的热量正比于其开关速率。更密集的封装、更快的开关元件使得热耗散成了对微处理器设计的约束。开关速率的增加还意味着每个部件工作时就会像射频天线那样对邻近的部件产生电磁干扰(EMI)。降低微处理器的工作电压使得可以减小功能部件尺寸，增大开关速率和热耗散。更有甚者，如上所述，功能部件所产生的热量通常正比于工作频率；但是，所产生的热量也与工作电压的二次方成比例，这就是说，降低工作电压一半，所产生的热量就降到原来的四分之一。因此，降低工作电压的趋势可以从典型的微处理器看出来：1990年是5V，1995年是3.3V，1998年是1.8-2.4V，2000年是1.2-2.4V，自此之后可望降至1V或更低。

随着部件的尺寸减小，每一个部件承载电流的能力也随之下降。其结果是用较低的工作电压能减小该部件正常工作所要求的电流。

更有甚者，功能部件之间的距离减小了，因而部件之间的绝缘材料的量也减小了。其结果是，较低的工作电压能有效避免因部件之间较薄的绝缘材料被击穿而导致微处理器失效的危险。

所以，客观上存在着对能够提供输出电压V_OUT作为更小更快的集成电路和微处理器较低工作电压的功率变换器的巨大需求。更具体地说，就是需要能够产生范围为0.8-1.6V的优质稳定电压的功率变换器。

现行的功率变换器20还有一个毛病是，它们不能满足便携式设备小型化的需要，也不适合于嵌入式应用，甚至不适用于如绝缘体上的硅(SOI)、金属上的硅(SOM)等集成电路结构。在某些情况下，不能够小型化是由于需要许多外部的分立元件，它们是不能在制造集成电路时整合进去的。因此，这些元件需要印刷电路板(PCB)安装，采取混合或多片模块(MCM)设计，使得其尺寸和成本高于整块集成电路。

而且，通常所知的功率变换器20的效率导致产生大量的热，从而不适合作进一步小型化。

因此，现行的功率变换器20不能被制成集成电路，更不适合于被嵌入到负载装置14中。

传统功率变换器20的另一个缺点是，它们可能会产生出大量不需要的电磁干扰(EMI)，必须通过拉开与负载装置14的距离或将负载装置14屏蔽的方法对此加以控制。EMI可能来自整合到功率变换器20的电感器，或由于缩小了功率变换器20的功能部件电路尺寸的缘故。当通过使用更小的元件来缩小分立元件尺寸的时候，能量存储和转换能力也必定会减小。因此，需要提高工作频率来输送等量的功率。但是，提高工作频率也会产生EMI。这对于便携式电子设备10是有害的。而且，便携式电子设备10本身也有联邦政府规定的RF(排放)方面的限制。如果工作频率足够高，这个限制就会被突破。

因此，客观上也需要令功率变换器20产生最小的热量和向负载装置14辐射尽可能小的EMI辐射能量，这样才适合于嵌入同一片集成电路或模块中。

因此现行的各种各类功率变换器20由于具有上面所讲的缺点，因而不能满足业界和市场的需要。因此，有必要改进功率变换技术，以便克服上面所提到的各种缺点。

概述

本发明通过提供动态控制的装置和方法，克服了先有技术中上面所提及的和其它缺点。内部调节的功率变换器能够根据负载装置的需要，有效地传送来自能源的功率。

具体地说，根据本发明的一个方面，动态控制器控制电容性功率输出级，将电荷以一定的速率泵送到负载电容C_L，以维持输出电压V_OUT。更具体地说，就是当输出电压V_OUT降到基准电压V_REF之下时，动态控制器令“浮动电容器”(fly capacitor)C_F向负载电容器C_L放电。因此，工作在与负载需要相一致的电平上，从而提高了功率变换器的效率。而且，通过以一定速率输送电荷使输出电压V_OUT被内部固有地调整，使之维持在预先确定的电压数值上。因而不需要在下游设置效率低下的稳压器。

作为本发明的另一方面，通过巧妙地在动态控制器中整合进低控制阈值开关和电容性功率输出级，功率变换器可以在亚伏级输入电压V_S下工作。

本发明还有一个方面是，通过利用在动态控制器断开时向启动电容器充电的渐进启动开关，功率变换器可以利用来自放电状态的亚伏级输入电压V_S工作。一旦充电完毕，启动电容器就接通输出级的电源开关，让电荷流向负载电容器C_L，一直到C_L被充的电量足以令动态控制器恢复对功率输出级的控制为止。

本发明还有一个方面是，功率变换器提供了预定的输出电压，相对于输入电压而言不是提高就是降低(不是升压就是降压)。该功率变换器能够通过其内部固有的调节功能提供灵活可变的稳定输出电压，而与输入电压、温度等因素无关。这样就能有效地提供0.8-1.6V或更低的预定输出电压。

本发明另外还有一个方面是，集成的功率变换器提供了高效稳定的功率变换，而且由此产生的热量很小。特别是，该集成的功率变换器具有其本身固有的低的电磁干扰(EMI)发射，因为它只含电容器，不含电感器。而且，通过放慢开关速率，可以在输出功率较低时减小EMI发射。由于没有电感器，以及电容器已被整合进集成电路，所以无须外接元件，使某些应用得以进一步小型化。基于上述原因，在某些应用场合，可以巧妙地将这种集成的功率变换器嵌入到具有负载装置的集成电路中。另外，在某些应用场合，这种集成的功率变换器适合使用低输入或低输出电压。

这里所列本发明诸如此类的目的和优点在参阅附图和以下说明后会显得更明显。

附图的简要说明

附图是本说明书不可或缺的部分，它们用以阐明本发明的实施例，同时结合上面给出的对本发明的总体描述，以及下面要给出的对本发明实施例的详细描述，可以服务于对本发明原理的详细解析。

图1是整合了带功率变换器电源的便携式电子设备的最高级方框图。

图2是由振荡器控制的功率变换器(开环电荷泵)的最高级方框图。

图3是动态控制内部调节的功率变换器的最高级方框图。

图4是图3所示功率变换器功率输出级电路的实施例。

图5是图3所示功率变换器功率输出级电路的另一个实施例。

图6是图5所示功率输出级在最大负载条件下的临界状态电压曲线。

图7是动态控制的功率变换器实施例的最高级方框图。

图8是图7所示的功率变换器工作流程图。

图9是图8所示的启动操作流程图。

图10是图8所示的动态操作流程图。

图11是图7所示的功率变换器功率输出级电路的实施例。

图12是图7所示的功率变换器功率控制器电路的实施例。

图13是图12所示的功率控制器的电压基准电路的实施例。

图14是图12所示的功率控制器的比较器电路的实施例。

图15是图14所示比较器电路的更详细的电路。

图16是图12所示的功率控制器的定时控制器电路的实施例。

图17是图16所示的定时控制器电路的时序图解示意图。

本发明的详细说明功率变换

通过考虑现行功率变换器中所使用的替代功率变换技术，可以很好地了解符合本发明原理的电荷泵动态控制的工作过程和优点。

例如，线性稳压器是现行功率变换器中的一种，线性稳压器的效率与输入输出电压比(V_S/V_OUT)成正比例关系。这样，如果输入电压V_S是所需输出电压V_OUT的两倍，则功率变换器20所消耗的功率是从能源12所吸入功率的一半，效率是很低的。由于效率低而导致大量生热，线性稳压器常常需要散热片，通常使诸如遵循PCMCIA规范标准的低矮封装集成变得复杂而不可行。还有，线性稳压器一般需要使用两个分立的电容器，进一步限制了尺寸的缩小。而且，线性稳压器不能使输入电压V_S升压(step-up)因而不适合作某些应用。例如，如助听器等小型便携式电子设备10可以得益于便宜、使用单节碱性电池提供0.8-1.4V电压。但是负载装置14，在本示例就是助听器的电子电路，可能需要3.0V，线性稳压器对这类应用是不适合的。

基于电感器的功率变换器和只用电容器的功率变换器(“电荷泵”)都能令输入电压V_S升压(step up)或降压(step down)。这种设计通常需要1.5-3.3V的输入电压V_S，所提供的输出电压从1.8-5.0V，供应电流为持续10-200mA。根据这些设计，亚伏级的输入电压和输出电压通常是不可能的。而且，在200-500mW范围内的输出功率一般也是不可能的。除非采取某些措施，如将多台功率变换器20并联并且将它们的各自的输出联在一起，合起来后功率供应才能增加。

对于低功率(例如不超过200mW)应用，一般选择基于电感器的功率变换器而不用只有电容器的电荷泵功率变换器，因为它们与电荷泵设计相比较效率高些。而且，比电荷泵变换器更容易获得所需的输出电压V_OUT。特别是，输出电压V_OUT正比于电感器的电感值乘以电流的导数(di/dt)。结果，较高的工作频率和/或输入端较大的电流一般不会直接影响所获得的输出电压。但是，基于电感器的功率变换器一般需要非线性铁淦氧线圈或铁淦氧头的电感器。还需要外接电阻器和电容器。这样，基于电感器的功率变换器就不容易进一步小型化。电感器也是一个“噪声”元件，它会产生人们不希望的EMI(电磁干扰)。

参看图2，图中示出众所周知的只用电容的电源16，它包括振荡器控制的功率变换器20(或开环电荷泵)和下游稳压器22。为解析方便起见，能源12，如电池，这里作为电源16的一部分表示。这种设计的优点是，避免了集成所遇到的问题以及使用电感器带来的EMI问题。

开环控制意味着振荡器控制的功率变换器20没有充分利用反馈来帮助调节它的输出。与此相反，当需要改进控制时，一般会使用动态(或者称为闭环)控制。例如，定时蒸煮是一个开环控制的方法，它需要定时检查，以免火候不够或蒸煮过度。这样，具有温度探测的蒸煮就是动态的，闭环的控制的例子，它保证了食物能达到所需的温度，甚至当食物的重量或蒸煮的能源(如：烘烤炉热量或微波能量)改变也能这样。

但是，开环的电荷泵20是效率不高的，而且不能提供大于200mA以上的输出电流，除非将多个电荷泵并联在一起，以获得所需的输出电流。其结果是，虽然能够提供加大了的电流，效率却降低了。使用电源开关M1-M4的结果是要求将多个电荷泵级联，接通时就像多个电阻器(“寄生电阻”)串联。当输入电流高的时候，所产生的寄生电阻使得工作效率相当低下，这是因为电路所损耗的功率等于输入电流的平方乘以开关的寄生电阻。这样，一般获得的效率范围在30％-90％之间。当电荷泵以其设计的最大能力工作以满足负载装置最大需求时，所获得的效率较高。在较低的需求水平时，电荷泵在各状态之间切换时，会无谓招致更大的功率损耗。

此外，基于振荡器功率变换器20的另一个缺点是多数需要大约三个外部电容器，这妨碍了电路的集成和缩小。

图2的功率变换器20(或“开环电荷泵”)包括输出级24和振荡器控制器26。开环电荷泵20所基于的基本原理是输出级24响应振荡器控制器的命令交替经历充电阶段和放电(或称泵电)阶段。各阶段之间转换的时刻是预先确定好的。通常的依据是负载装置的预期用电高峰时刻。

功率输出级的类型包括反相和非反相型，以及使用不同数目的电容元件来传输或存储电荷。图2画出了非反相输出级24，它有开关矩阵28、“浮动电容”(fly capacitor)C_F、负载(存储)电容C_L。开关矩阵28可以是集成电路，而一般所知道的浮动电容C_F和负载电容C_L是分立元件。开关矩阵28根据振荡控制器26的命令与能源12、浮动电容C_F和负载电容C_L耦合，组成充电结构或放电结构。

具体地说，开关矩阵28含有4个电源开关M1-M4。第一电源开关M1响应来自振荡控制器26充电开关信号S1而接通，电气上将能源12的正端子30(输入电压V_S)与浮动电容C_F的第一端子31相连接。第二电源开关M2响应来自振荡控制器26放电开关信号S2而接通，电气上将浮动电容C_F的第一端子31与负载电容C_L的第一端子32(V_INT)相连接。第三电源开关M3响应充电开关信号S1而接通，电气上将能源12的参考端子33与浮动电容C_F的第二端子34相连接。第四电源开关M4响应放电开关信号S2而接通，电气上将浮动电容C_F的第二端子34与能源12的正端子30相连接。

在工作过程中，振荡控制器26接通充电开关信号S1令第一和第三电源开关M1、M3接通，而同时断开放电开关信号S2令第二和第四电源开关M2和M4打开。由此，负载电容C_L输出未经稳定的电压(或称中间电压V_INT)并在电气上断开与浮动电容C_F和能源12的联系。并且，将浮动电容C_F与能源12作电气上的并联，令浮动电容C_F充电到等于或小于能源12上的输入电压V_S。输送到浮动电容C_F的电量将取决于几个因素：浮动电容是否已经充满电，振荡器控制器26让非电容C_F停留在充电结构的时间长短，浮动电容C_F的电气特性和输入电压V_S等。为简单起见，现假定浮动电容C_F已充满电，从而充电结束时浮动电容的电压V_F等于输入电压V_S。

然后，振荡器控制器26通过断开充电开关信号S1在预定时间切换到放电结构，将第一和第三电源开关M1和M3打开，接通放电开关信号S2，接通第二和第四电源开关M2和M4。这样，通过将浮动电容器C_F与能源12在电气上串联，将浮动电容器电压V_F(在这里假定是V_S)相加到能源12的输入电压V_S上。该串联组合在电气上耦合到负载电容器C_L两端。这样，在放电期间，在负载电容器C_L的第一端子31的中间电压V_INT被充电到接近输入电压V_S的两倍。

再者，输送到负载电容C_L的电量将取决于许多因素，如预先确定好的放电时间长短，负载电容C_L的电气特性，在放电阶段开始时浮动电容C_F和负载电容器C_L中的电量，输入电压V_S，以及被负载装置14在电压V_OUT时从负载电容器C_L抽取的电量。

结果是，对每一个浮动电容C_F而言，实际的中间电压V_INT通常为输入电压V_S的1.6-1.9倍。要想得到更大的倍数，就要有多个浮动电容C_F，在充电阶段，每一个浮动电容都与能源12相并联，而在放电阶段所有浮动电容C_F与能源12电气上成串联连接关系。这样做的结果，所能获得的中间电压V_INT将被限制到由输入电压V_S和浮动电容C_F的数目预先确定的范围。

因而有必要在下游加装稳压器22来限制，通常将来自基于振荡器的功率变换器20输出的未经稳定的中间电压V_INT降压以获得所需的稳定输出电压V_OUT。通常，稳压器22将未经稳定的中间电压V_INT与取自电压基准点38的基准电压V_REF相比较来决定输出V_OUT。稳压器22处于下游的原因在于让它在功能上与功率变换器20分开，并根据后者的输出来工作，并不是将它整合到功率变换器20中。

这样做的结果是，只有电容的电源16消耗来自开关矩阵28的开关操作，不间断工作的振荡器控制器26，还包括被稳压器22所消耗的能量。当使用先有技术的只有电容的电源16来将输出电压V_OUT相对于于输入电压V_S降压(减小)时，稳压器22消耗功率尤其有害。由于基于振荡器的功率变换器20只会将输入电压V_S升压(step up)，其结果是，稳压器22将中间电压V_INT降压时消耗更多的能量。功率变换器中的动态控制

现在来参照上面所讨论的现行的功率变换器20，对本发明的一个实施例作说明。参照图3，功率变换器40被画成方框图的形式，用以解析根据本发明的一方面，从能源12向负载装置14输送能量的动态控制过程，后者一般被耦合到电压V_OUT的输出端子42、43两端。功率变换器40被动态控制使之按照负载装置14的需求作自适应调整，并不受输入电压V_S变化和功率变换器40的输送和存储特性变化的影响。

功率变换器40在内部固有地稳定电压，其输送的电荷不但取决于需求，而且电荷输送速率也受到控制，使输出电压V_OUT保持在可以接受的范围内。一般把这个称为令纹波电压V_RIP保持在可以接受的范围。这样就不需要增设后级稳压了。这样，图2所讨论的惯常增设分立稳压器22所造成的能量消耗和复杂性增加的问题就解决了。

功率变换器40包括功率输出级44，它的作用是向负载装置14输送电荷，与功率输出级44耦合的功率控制器46负责掌控被输送的电荷量大小。

在一个实施例中，功率输出级44是一个电容性的电荷泵，将负载电容C_L整合到输出端子42、43两端。负载电容C_L负责存储电荷并提供与其存储的电荷相关的输出电压V_OUT。功率输出级44还整合了一个浮动电容器C_F，用来将电荷从能源12输送到负载电容C_L。在选择负载电容器C_L和浮动电容器C_F的时候，应优先考虑低内阻，以便使功率变换器40减小功耗。功率输出级44包括与浮动电容器C_F、负载电容器C_L、和能源12相连接的开关矩阵48，后者的作用是将功率输出级44配置成在充电阶段和放电(或泵电)阶段之间相互转换，这在电荷泵中是普遍的。更具体一点，在充电阶段，通过开关矩阵48的动作，将浮动电容器C_F与能源12作电气并联连接，使浮动电容器C_F充电；同时在充电阶段，负载电容器C_L向负载装置14供电，并在电气上断开与能源12和浮动电容器C_F的连接。

在放电阶段，开关阵48改变内部结构将能源12“堆积起来的(stacked up)”电压放掉，并如上所述将浮动电容器C_F与负载电容器C_L作电气串联，让功率输出级44可以将负载电容器充电到输出电压V_OUT，比能源12的输入电压V_S高。

应该承认，在某些应用场合，功率输出级44能够用图3所示的相同配置将输入电压V_S降压(减小)。开关矩阵48可以通过连接点切换，使在放电阶段，只有带有电压V_F的浮动电容器C_F与负载电容器C_L两端连接。通常的情况是，浮动电容器C_F存储电荷的能力比负载电容器小。因此，单独一个放电阶段不足以将负载电容器充满电，特别是在给出下面将要特别详细讨论的动态控制下尤其如此。相反，传统的功率变换器20是预先配置好以便在放电阶段，通过将浮动电容器C_F和能源12配置成串联状态来将输出电压升压。为了在放电阶段只接入浮动电容器C_F令电压降压，也要预先改变配置。这样，就不像动态控制器50那样灵活，可以根据需要重新配置，以获得所需的输出电压V_OUT。

因此，因为功率变换器40可以将输入电压降压，也可以让输入电压升压(增加)，使得无须在上面所讲的图2所示的振荡器控制的功率变换器20下游安装低效率的稳压器22了。

另外，功率输出级44可以是反相或非反相的，指的是输出电压的极性是不是与输入电压V_S具有相反的代数符号。例如，2.2V的输入电压V_S可以被转换成-1.6V的输出电压V_OUT。为清楚起见，下面将一般性地介绍非反相的实施例，虽然本专业的技术人员可以从本公开的技术得益，也应认识反相型功率变换器40的应用。

多环功率控制器46包括动态控制器50，基准电压52和环境控制器64，以便充分控制功率输出级44。通过将来自输出端子42的输出电压V_OUT作为反馈电压送到动态控制器50，组成第一控制环56。在响应输出电压V_OUT下降到预先确定的数值V_REF以下时，动态控制器50命令开关矩阵48额外地将电荷从能源12输送到负载电容器C_L。动态控制器50通过将V_OUT与来自电压基准器52的基准电压V_REF比较，判断V_OUT是不是下降到预先确定的数值以下。为简便起见，如果能源12足够稳定的话(例如，锂电池的电压是稳定的)，由能源12提供基准电压V_REF是合适的。这样，通过将输入电压V_S分压或倍压提供给电压基准器52以获取所需要的基准电压V_REF。

对于本发明的某些应用，单独使用第一控制环56已经足以为功率变换器40的功率传输提供动态控制，获得稳定的输出电压V_OUT。

除了第一控制环56，多环功率控制器46还可能进一步包括第二控制环58。在第二控制环58中，动态控制器50检测存储在浮动电容器C_F上的电荷、作为浮动电容器电压V_F。这样，当浮动电容器C_F的电荷首先到达最佳充电状态(约为80％)时，浮动电容器C_F任何按需放电都可以预测到。充电的最佳状态是存在的，因为浮动电容器C_F充电不足将会造成不必要的开关过程的损耗，而浮动电容器C_F过度充电又会对功率传输速率施加不必要的限制。

关于不必要的开关过程损耗问题，开关矩阵48的动态控制的效率一部分取决于上面所讲的第一控制环的情况，如果不需要更多的电荷(就是V_OUT下降到V_REF以下)就停留在放电阶段。相反，基于振荡器的电荷泵20却不管需要不需要都以固定的速率转接；动态控制开关矩阵48要获得更高效率的方法是让它停留在充电阶段的时间足够长，以便让浮动电容器获得足够多的电荷。例如，充电到40％满而不是80％满将需要让工作频率增大一倍才能输送等量的功率。而电源开关M1-M4所耗散的功率与此增加的工作频率有关。因此，应由第二控制环58来检测浮动电容C_F的电平，以避免在充电阶段欠充电，由此可避免不必要的开关损耗。

优化浮动电容器C_F的充电过程还包括避免过度充电。电容器的特点就是其充电速率是时间的函数。具体地说，就是当电容器接近充满电的状态时，它接收电荷的速率就会下降。因此在充电开始阶段，电容器获得电荷所需的时间较结束阶段接收等量电荷所需的时间短。例如，两次将浮动电容器C_F充电45％比将它一次充到90％满所需的时间为短，虽然浮动电容器C_F所接收的电荷是一样的。结果是，让开关阵停留在充电阶段的时间比浮动电容器C_F获取最佳电荷所需的时间更长会丧失输送更多电量的机会。

应该承认，最佳充电水平可以根据经验和/或用分析的方法确定，对于本专业的技术人员来说，这是不言而喻的。

总合一个或多个上面所讨论的其它控制环56、58，功率变换器40最好包括前向控制环60，由此可以将能源12的一个或多个参数提供给动态控制器50。前向控制器60的用法之一包括：在能源12检测到不安全的环境或限制功能发挥的环境时，禁止(也就是，中断向输出端子42、43输出电流)和/或旁路(就是，让能源12与输出端子42、43直接耦合)功率变换器40。例如，低的输入电压可能表示能源12的剩余电量不足以保证功率变换器40的连续工作。另一个例子是，从能源12所吸入的电流太大，以至不能维持运作。因此，可以让功率变换器40装上保护电路，根据控制环60的命令，中止向输出端子42、43输出电流。

还有另外一个例子是，通过将能源12与输出端子42、43并联连接，在负载装置14的大需求下也能保证功率变换器40的连续工作。当输入电压V_S和所需的输出电压V_OUT近似一样时尤其如此。利用两条路径向输出端子42、43提供电流，可获得增大了的输出电流I_L。

更进一步的例子是，浮动电容器电压V_F(第二控制环58)，和输入电压V_S(前向控制环60)可表示功率变换器40被放电和处于启动状态。此启动状态可以确保使用渐进启动电路，下面将举例说明。

结合使用其它控制电路56、58和60之一，功率控制器46可以进一步包括自适应控制环62，这里表示为环境控制器64。该环境控制器64负责检测控制参数66并将命令68送到动态控制器50，以便更改预先确定的输出电压V_OUT值。例如，环境控制器64可能检测到动态控制器50变得不稳定，并由此作出反应，送出一个信号去驱动动态控制器50至稳定输出状态。更具体地说，环境控制器64可以自适应地检测功率变换器40不稳定的工作状态，如瞬时输出电压和电流都接近恒定值。然后环境控制器64可以调节预先确定的值，来驱动功率变换器40达到稳定的工作状态。而且，这种对预先确定数值的改变可以包括将动态控制器50复位到稳定的初始状态。

另一个例子是，自适应控制环62可以包括控制信号S_C，它被输入到环境控制器64，由此使动态控制器50可以响应负载装置14(例如CPU，易失性存储器、模数变换器、数模变换器)或其它参数的变化。使用来自功率变换器40的稳定的输出电压V_OUT，负载装置14会工作的更好。另一个例子是，输出控制信号S_C可以是重构的控制信号，如用于选择期望的反相或非反相方式或预先确定的输出电压V_OUT。还有一个例子，就是保护功能(例如，旁路、禁止，或改变输出电压)可以是听从S_C命令而执行，以避免损坏负载装置14。例如，负载装置14可能受大电流的作用而损坏，因此，可以施加限制以避免此类故障发生。

根据本发明所使用的开关矩阵不同，动态控制器50可以产生各种控制信号供开关阵48使用。它们用开关信号S₁、S₂和S₃到S_N表示，下面还会作详细讨论。

应该看到，浮动电容器C_F和负载电容器C_L是电荷存储和传输元件表示，可以体现为分立电容器或集成电路电容器阵列。

还有，由于动态控制器50的灵活可塑性，浮动电容器C_F和负载电容器C_L可以具有各种挡次的存储能力，例如可以是小电容器(如陶瓷电容、片状厚膜电容、钽电容、聚合物电容)，也可以是大电容器(如超大电容器、伪电容器、双层电容器)。电容量反映了其电荷存储能力。因此，提供等量的能量传输可以通过高工作频繁地每次从小的浮动电容器C_F传输小量的电荷，也可以通过以较慢的速度每次传输较多的电荷。因此，功率变换器40的灵活性表现在用同样的动态控制器50可以控制各种功率输出级44，在联系图5时将会更详细地讨论。特别是，与先有技术的振荡器控制的功率变换器20不同，动态控制器50可以工作在低的工作频率范围，对安装了大容量电容器的功率输出级44来说是最合适不过的了，这一点以后还要讨论。

还应该进一步看到，能源12可能包含各种电荷存储和产生器件，如一节或多节电化学电池、光电池、直流(DC)发电机(例如，在手表中，用运动的能量发电后向蓄电池充电)以及其它可以应用的动力来源。

作为另一个示例，本发明设计的功率变换器40可以很好地应用于其它动力源供电的电子设备中。例如，标准从交流电墙壁插座获取电能的设备通常把它转换成直流电(DC)供给设备的电子电路使用。所提供的DC电源如果不进一步调整和稳压的话，可能不适合全部或部分电子电路使用。例如，微处理器需要的电源电压是2.2V，而输入/输出电子电路的工作电压是5V。结果，就可以使用根据本发明设计的功率变换器40来将输入电压降压到微处理器所使用的电压。容性电荷泵输出级

参阅图4，其中展示了适合如图3所示的功率变换器40的本发明实施例所用的容性电荷泵功率输出级44。该功率输出级44可以配置成反相或非反相方式。根据，四个开关M1、M2、M3、M4被用来将能源12(如直流电源)与合适的浮动电容C_F根据负载电容器C_L充电阶段和放电阶段的需要进行转接，如上面针对图2所述。具体地说，在收到开关信号S1后，开关M1和M3接通，M1借此将能源12的正端子(输入电压V_S)与浮动电容C_F的第一端子31相连接，而M3将浮动电容C_F的第二端子34接地。在充电期间，开关M2和M4断开。

在放电期间，开关信号S1撤走，打开开关M1和M3。然后，响应开关信号S2，通过开关M2和M4接通，使能源12的输入电压V_S与非电容器C_F成串联状态。这样，就可以将C_F的第一端子31通过开关M2与负载电容C_L耦合；将C_F的第二端子34通过开关M4与能源12的正端子30(V_S)耦合。

重新配置开关信号S3和S4可以控制如何将浮动电容C_F与能源12的串联组合跨接在负载电容器C_L两端，使得功率输出级44既可以用反相也可以用非反相的方式工作。非反相方式意味着所提供的输出电压V_OUT的正输出端42(V_OUT ⁺)和负输出端43(V_OUT ^-)一般接地。反相方式意味着用负输出端43(V_OUT ^-)提供输出电压V_OUT，具有与能源12的输入电压V_S相反的代数符号。而正输出端42(V_OUT ⁺)则一般接地。负载电容C_L的第一端子32(正极)在电气上与正输出端42(V_OUT ⁺)耦合。负载电容C_L的第二端子35(负极)在电气上与负输出端43(V_OUT ^-)耦合。

将功率输出级44配置成非反相方式的方法是用信号S3令重构开关M5和M8接通，同时用信号S4将重构开关M6和M7打开。应避免重叠发出命令信号S3和S4，以防止出现开关M5或M8与M6或M7同时接通，目的是防止无意中将负载电容器C_L短路。这样，非反相方式的结果首先是，负载电容器C_L的第一端子32(正极)通过开关M5的接通经由开关M2与浮动电容器C_F的第一端子31耦合。通过开关M8的接通，可以接入负载电容器C_L的第二端子35(负极)。

将功率输出级44配置成反相方式的方法是用信号S3令重构开关M5和M8断开，而用信号S4令重构开关M6和M7接通。使得负载电容器C_L除了像以前那样与输出端子42、43耦合之外，通过开关M7的接通将其第一端子32接地。由此将正的输出端子42(V_OUT ⁺)接地。负载电容器C_L的第二端子35通过开关M8的接通经由开关M2与浮动电容器C_F的第一端子31耦合。

应该看到，通过重新配置功率输出级44，使得可以利用一个电路有选择性地在相同的输出端子42和43提供反相的或非反相的输出电压。这样，只用一块芯片的基于功率输出级44重构的全集成线性电源可以取代78××(非反相)和79××(反相)芯片(例如采用TO220，TO-3，SO8-TSOP-8，SOT23等封装类型的)。用一个器件代替两套设备可以降低制造成本，也简化了库存控制。

而且，功率变换器40的环境控制器64根据外部参数SC或内部参数66，可以自动地将功率输出级44配置成适当的工作方式，反相或是非反相。这样，通过集成功率控制器46就可以方便地配置成所需的方式，为便携式电子设备10的设计或工作过程提供了更大的灵活性。例如，控制功率输出级44的功率控制器46可响应所检测到的参数，如分立元件负载电容C_L的极性，初始化开关M5-M8的配置。换句话说，可重构开关M5-M8可以容纳外部接通的芯片引脚。

还应该看到，与本发明一致的其它各种功率输出级44都可以用。例如，可以将两个或多个浮动电容器C_F与能源12并联充电，然后相互串联让其电压相加，达到增强升压能力的目的。另外，功率变换器40可以进一步包括：将反相和非反相混合配置，使功率变换器40的一部分在正的输出端子42处提供接地动态控制、内部调节的正的输出电压；同时，功率变换器40的另一部分在负的输出端子43处提供动态控制、内部调节的接地负的输出电压。

应该承认，其它与本发明一致的开关阵48可以通过重构以非反相或反相的方式降压输出电压V_OUT。例如，当参照将输入电压V_S降压(减小)输出电压V_OUT时，可以单独将浮动电容器C_F耦合到负载电容C_L。这样做的结果是，功率变换器40配置为降压输出电压V_OUT时，可以将浮动电容器C_F的第二端子34永久性地接地，或者配置成不管在充电阶段还是在放电阶段都让开关M3保持接通而开关M4保持打开。这样在充电阶段，浮动电容器C_F因电气上与能源12并联而充电。在放电期间，则只有浮动电容器C_F(也就是说没有能源12)在电气上与负载电容器C_L并联。

作为另一个例子，其它将电压反相的方法如当输出电压V_OUT低于输入电压V_S时(0＞V_OUT＞-V_S)。负载电容器C_L没有采用图4所用的接续方法而是将其第一端子32在电气上接地，并与正输出端子V_OUT ⁺42耦合。负载电容器C_L的第二端子35在电气上被耦合到负输出端V_OUT-43。在充电期间，浮动电容器C_F如上所述与能源12并联而充电。在放电期间，只有浮动电容器C_F与负载电容器C_L并联连接，与上面所讲的非反相降压配置一样。由于正的输出端子V_OUT ⁺42在电气上接地，负输出端子V_OUT ^-43将受动态控制。动态控制电荷泵的分析

参阅图5，它给出了在图3所示功率变换器中使用的电荷泵功率输出级44(简称电荷泵)的实施例。如上面图2所示的振荡器控制的功率变换器20的泵那样，该功率输出级44的工作分为两个阶段：充电阶段和放电阶段。功率输出级44一边耦合到能源12，它负责提供输入电压V_S，另一边耦合到负载装置14，它接受电流负载IL。

与图2不一样的是，没有画出稳压器22。和解析图2时的情况一样，功率输出级44配置了负载电容器C_L、浮动电容器C_F和4个开关M1-M4。为了阐明根据本发明其中一方面设计的动态控制电荷泵的优点，下面的解析性推导能够说明功率输出级44如何有效地切换开关。功率控制器46将电荷泵的工作分成两个阶段：充电和放电阶段。这里，“充电”和“放电”是对浮动电容器C_F而言的。在充电阶段，输入电压V_S将浮动电容器C_F充电，负载电容器C_L负载提电源。在放电阶段，电荷从浮动电容器C_F出发，既流向负载，又流向负载电容器C_L。因此，这里“充电”和“放电”两个术语是针对浮动电容器C_F而言的。有两个参数影响电荷泵的工作；

1.ε-浮动电容器C_F能够充电到达的输入电压的部分，

其中0＜ε＜V_S

2.T_DIS-浮动电容器C_F通过放电来举升输出电压V_OUT所需的最小时间。

功率输出级44的边界条件必须满足供应如图6所示的最大负载电流I_L。在充电阶段，随着浮动电容器C_F充电，输出电压V_OUT下降。在下一放电阶段结束时，必须传输足够的电荷来将负载电压V_OUT抬升回到基准电压V_REF。

为分析起见，假定电源开关M1-M4和存储电容器C_F和C_L是在时刻t＝0从已放电状态开始工作的(即V_OUT＝0，V_F＝0)，而不管输入电压V_S有多低，负载装置是否存在。而且，分析假定第一和第二控制环56、58工作时分别对负载电容器C_L和浮动电容器C_F的充电状态进行监视。还有，负载电容器C_L两端的负载电压V_L和输出电压V_OUT将不加区别地相互代替使用。

在启动阶段，功率输出级44经历了许多充电-放电的阶段，直到在C_L上所充到的输出电压V_OUT到达了预先确定的数值(所要求的输出电压)，或基准电压V_REF为止。在C_L充满电之后(即V_OUT＞V_REF)，功率输出级44将停留在放电阶段，一直到负载接入为止。负载接入后，引起输出电压V_OUT下降到基准电压V_REF以下(即V_OUT＜V_REF)，如图6最左端所示。经过一段静寂时间T_DEL延迟之后，在t＝0时刻，充电阶段开始。于是向浮动电容器C_F充电一直到在时刻t＝a，它所充的电压到达输入电压V_S的一部分εV_S。在浮动电容器C_F充好电之后，功率输出级44返回到放电阶段，停留一段由T_DIS所规定的最短时间，这段时间从t＝b开始在t＝c时刻结束。这段最短时间T_DIS足以让浮动电容器C_F放电。经过这段最小放电时间之后，只要V_OUT＞V_REF，功率输出级44就停留在放电阶段。由于该分析表示最大电容的情况，在时刻t＝c，V_OUT即时下降到V_REF之下。就是说，在放电阶段，基准电压V_REF未被超过，然后，充电阶段/放电阶段又再重复进行。

静寂时间延迟T_DEL从时刻t＝a开始延续到时刻t＝b。它发生在充电和放电阶段之间，期间M1-M4开关统统断开，以免除瞬时短路的任何可能性(即是，插入时延，减轻跨导)。例如，如果开关M1和M2在同一时刻接通，则能源12的正端子30与正输出端子42短路，如果M1和M4在同一时刻接通，则浮动电容器C_F被短路而使性能下降，还可能因生热而导致损坏。

上述分析表明，对开关阵而言，存在着以最佳速率切换的可能性。首先，在经历了最短放电时间T_DIS之后，如果输出电压V_OUT超过基准电压V_REF，则存在停留在放电阶段的机会。把不必要(因而是低效)地切换回到充电阶段的动作推迟是合适的。类似地，检测浮动电容器C_F的充电过程同样能避免因为充电时间T_CHG太短而不必要的转接，或是避免当充电时间T_CHG太长时错过了传输更多电荷的机会。

对于使用电池作为能源12的应用，本发明的功率输出级44的优点是能够满足对若干种对损害电池寿命的性能限制，从而最大限度地提高电池的效能。提高效能能够延长电池的工作寿命。对性能的限制包括在不超过所允许的输出电压纹波V_RIP的条件下所能提供的峰值输出负载电流IL的最小值。输出电压纹波V_RIP是输出电压V_OUT的起伏范围。在声频应用的场合，为了减小噪声，要规定最大工作频率(即充电/放电周期循环速率)。如果工作频率太高，功率输出级44所消耗的电荷将会降低电荷泵的效率。在某些目标之间是相互矛盾的。例如，虽然高的工作频率会降低输出电压纹波V_RIP，但它也降低功率输出级44的效率。因此优化过程需要寻找一个参数子集，使得各种性能限制都能被满足。如果有足够的选择裕度，通过在能够最大限度地提高设计效率的参数子集中选择就能将设计优化。这对功率变换器40来说是有好处的，例如在满足对输出性能限制的同时又能延长电池的寿命。下面讲的是满足电源开关M1-M4和典型的功率要求的功率变换器44。

从图5所示电路的方程开始。可以发现，环路电流和节点电压是功率变换器44在充电和放电周期中的负载电流IL和固定的参数的函数。固定参数包括输入电压V_S，电源开关M1-M4的电阻，电容值C_F和C_L，以及基准电压V_REF。虽然输入电压可能随着时间而改变，根据最坏情况分析的方法假定固定值取电源寿命中最小期望值。其它一些固定参数是在设计时就选择好不变的(如电容器C_L和C_F的大小，电源开关M1-M4的类型等)。可变参数是ε和T_DIS。通过计算边界条件，可以求出方程的特定解。边界条件的选取是令负载电流I_L获得固定和可变参数集的最大值。解微分方程可以得到对于特定的参数集所能够提供的负载电流最大值I_L。通过改变参数，可以找到在参数值变化范围内所对应的最大负载电流I_L。最大负载电流I_L是这些参数的连续函数。这意味着，如果最大负载电流I_L的最大值超过了可接受的最小值，则参数的子集也可以满足此条件。然后，功率输出级44的效率在这些参数值的子集范围内可以达致最大，因而在满足最小性能限制的同时提供最大的效率。

在放电阶段，C_F和C_L两端的电压是：

V_{F} = V_{F 0} - \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} V_{OUT} (1 - e^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) - \frac{1}{C_{L} + C_{F}} I_{L} t

V_{L} = V_{L 0} - \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} V_{OUT} (1 - e^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) - \frac{1}{C_{L} + C_{F}} I_{L} t

式中，

V_{OUT} = (V_{S} + V_{F 0} - V_{L 0}) - \frac{C_{F}}{C_{L} + C_{F}} I_{L} R_{DIS}

λ_{DIS} = \frac{C_{L} + C_{F}}{R_{DIS} C_{L} C_{F}}

且V_F0和V_L0分别是在放电周期开始的时候，浮动电容器的初始电压V_F0和负载初始电压V_L0。当浮动电容器C_F正在充电的时候，负载电容器C_L被放电。在充电周期，C_F和C_L两端电压为：

V_{F} = V_{F 0} - (V_{S} - V_{F 0}) (1 - e^{- λ_{CHG} T_{CHG}})

V_{L} = V_{L 0} - \frac{1}{C_{L}} I_{L} t

式中，

λ_{CHG} = \frac{1}{R_{CHG} C_{F}}

浮动电容和负载的初始电压V_F和V_L是充电周期开始时的电压。

这个由四个方程组成的方程组也有四个未知值：V_F、V_L、I_L和T_CHG，因而会有唯一的解(如果有的话)。图6所示利用边界条件寻找解的算法给出如下。充电时间T_CHG可以从解下面的方程得出：

0 = A (1 - e^{λ_{CHG} T_{CHG}}) + \frac{B (T_{CHG} + T_{DIS} + 2 T_{DEL})}{D + {CT}_{CHG}}

式中，

A＝(1-ε)V_S

B = \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} [(1 + ϵ) V_{S} - V_{REF}] (1 - e^{- λ_{DIS} T_{DIS}})

C = 1 - \frac{C_{F}}{C_{L} + C_{F}} (1 - e^{- λ_{DIS} T_{DIS}})

D = \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} \frac{C_{F}}{C_{L} + C_{F}} R_{DIS} C_{F} (1 - e^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) + \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} T_{DIS} + 2 {CT}_{DEL}

解此方程的T_CHG值所受到的约束是它必须大于0才有效。并不存在适合所有固定和可变参数组合的解。

在T_CHG已知情况下，适合参数的当前值的最大负载电流I_L由下式给出：

I_{L} = \frac{C_{L} C_{F}}{C_{L} + C_{F}} [(1 + ϵ) V_{S} - V_{REF}] (1 - ϵ^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) / [1 - \frac{C_{F}}{C_{L} + C_{F}} (1 - ϵ^{- λ_{DIS} T_{DIS}})] (T_{CHG} + 2 T_{DEL}) +

+ \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} [\frac{C_{F}}{C_{L} + C_{F}} R_{DIS} C_{F} (1 - ϵ^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) + T_{DIS}]

在放电周期结束时，浮动电容两端的电压V_F为：

V_{F 0} = ϵ V_{S} - \frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} [(1 + ϵ) V_{S} - V_{REF}] (1 - ϵ^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) +

\frac{1}{C_{L} + C_{F}} [\frac{C_{L}}{C_{L} + C_{F}} R_{DIS} C_{F} (1 - ϵ^{- λ_{DIS} T_{DIS}}) - (T_{CHG} + 2 T_{DEL}) (1 - ϵ^{{- λ}_{DIS} T_{DIS}}) - T_{DIS}] I_{L}

在放电周期开始时负载电压V_L所达到的最低值为：

V_{L 0} = V_{REF} - \frac{1}{C_{L}} I_{L} (T_{CHG} + 2 T_{DEL})

该电压和基准电压V_REF的差值就是纹波电压V_RIP

V_RIP＝V_REF-V_L0

对应于此参数集的工作频率(就是电压纹波的频率)是：

f = \frac{1}{T_{CHG} + T_{DEL} + 2 T_{DEL}}

尖峰输入电压也是一个有必要计算的数值。这个电压可以出现在充电阶段开始时刻，也可以出现在放电阶段。因为负载电流I_L可以假定是恒定的，在放电阶段的尖峰输入电流I_S出现在这个阶段开始时刻或结束时刻。在整个周期内的尖峰电流是这些值的最大值：

{\overset{&OverBar;}{I}}_{S} = \max ({\overset{&OverBar;}{I}}_{CHG,} {\overset{&OverBar;}{I}}_{D {IS}_{1},} {\overset{&OverBar;}{I}}_{DI S_{2}})

{\overset{&OverBar;}{I}}_{CHG} = \frac{V_{S} - V_{F 0}}{R_{CHG}}

{\overset{&OverBar;}{I}}_{{DIS}_{1}} = \frac{(1 + ϵ) V_{S} - V_{L 0}}{R_{DIS}}

I_{{DIS}_{2}} = \frac{(1 + ϵ) V_{S} - V_{L 0}}{R_{DIS}} e^{- {λT}_{DIS}} + \frac{C_{F}}{C_{F} + C_{L}} (1 - e^{- λ T_{DIS}}) I_{L}

参见表1，表中展示和算出了对应于固定参数组合的最大负载电流I_L、电压纹波V_RIP，峰值输入电流 I_L以及工作频率。固定参数包括使电荷泵预期能够可靠工作的基准电压V_REF和输入电压V_S，浮动电容C_F和负载电容C_L值。在这个功率输出级44的示例中，忽略了电容器C_L和C_F的电阻。采用时间延迟T_DEL是为了防止所有开关M1-M4同时接通，它取固定值0.25微秒。在每一个充放电循环中，发生了两次时间延迟T_DEL。

优化电荷泵C_F＝22μF，C_L＝220μF，V_REF＝1.2V V_S＝0.8V
优化电荷泵C_F＝22μF，C_L＝220μF，V_REF＝1.2V V_S＝0.8V				工作点	R_CHG＝R_DIS(Ω)
	0.1	0.2	0.3	工作点	R_CHG＝R_DIS(Ω)
	0.1	0.2	0.3	ε	0.8490	0.8306	0.8214
T_DIS(μSec)	1.8571	3.0204	3.9898	ε	0.8490	0.8306	0.8214
T_DIS(μSec)	1.8571	3.0204	3.9898	I_L(mA)	838.17	447.09	306.12
V_RIP(mV)	8.9955	7.1155	6.2130	I_L(mA)	838.17	447.09	306.12
V_RIP(mV)	8.9955	7.1155	6.2130	I_L(A)	2.8818	1.3580	0.8779
freq(kHz)	288.18	153.33	118.275	I_L(A)	2.8818	1.3580	0.8779

表1 中等电容值所对应的电荷泵工作点

在充电和放电阶段所遇到的串联电阻(R_CHG和R_DIS)对功率输出级44的最大电流供给能力产生最重要影响，如表1中三列工作点所示。虽然选用较大的浮动电容器C_F和负载电容器C_L能够改善这种能力。但随着电阻值的增加，改善的程度降低。增加电容器数值对降低输出电压纹波V_RIP会产生更大的正比影响，而不是提高供给电流的能力。

上述分析表明，通过检测输出电压并把它作为反馈量来动态控制功率输出级44可以获得所需的输出电压V_OUT。

典型的“电子”电容器(例如选择导体之间的介质为钽聚合物)被广泛用在电子设备中，用微秒级到毫秒级自放电时间来表征，其周期寿命为1-10百万充电周期。电子电容器自放电周期短的坏处是振荡器控制的电荷泵工作周期必须在电子电容器可以充放电的速率和电子电容器自放电的速率之间。其结果，已知的电荷泵输出级24的基于振荡器26不允许电荷泵20工作在50-200HZ频率范围。在低需求水平，电荷泵最好工作在1H_Z以下。

因此，已知的基于振荡器的电荷泵20不能充分利用大容量电容器和类似的高存储量器件的优点，其测量所得的自放电时间达数周或数月。大容量电容器是电化学双层电容器，它通过极化和电解质溶液来存储静电能量。在能量存储机理中并没有涉及化学反应。因此大容量电容器尤其具有双向的(可恢复的)特点，因而可以充放电成千上万次，这一点与电化学电池的方法有所不同。大容量电容器的一个合适的例子是PS-10，美国加利福利亚，圣迭哥Maxwell^Technology公司生产。

应该明白的是，术语“大容量电容器”包含多种大容量电容器，其一般特点是效率高，因为电荷泄露相对较小。因此大容量电容器包括双层电解质电容器(通常叫做超级电容器、超大电容器或功率电容器)以及伪电容器。

根据本发明的另一方面，装有大容量电容器作为浮动电容器C_F和负载电容器C_L的电荷泵能够提供5W以上的电功率，对于这种功率，其工作频率在50-200HZ是比较适合的。

下面还要详细说明的是，本发明一个实施例的动态控制器50可以在基于振荡器的电荷泵20的频率下工作。但是动态控制器50也可以工作在特别低的工作频率，所以，动态控制器50可以利用大容量电容器额外存储能力。亚伏级功率变换器

参阅图7，根据本发明的原理设计的动态控制功率变换器40A的实施例以最高级方框图的方式绘出。正如下面讨论所看到的，所举的实施例允许将从能源12输入的电压V_S升压或降压，通过动态控制非反相电荷泵功率输出级44A来输出稳定的电压V_OUT。功率变换器40A也可以在输入电压Vs小于一(1)伏的情况下工作。具体地说，电源开关M1-M4根据低阈值开关信号S1和S2来配置。而且，从下面叙述可以清楚看出，功率变换器40A可以很容易用集成电路实现，因而具有小尺寸和低价格的特点。

图7所举包含功率控制器46A和功率输出级44A的功率变换器40A示例与上面图5所讲的类似。功率控制器46A含有比较器94，它负责当V_OUT降到V_REF以下时产生一个开关信号。其优点还表现在：比较器94还进一步响应浮动电容器的电压V_F和输入电压V_S来控制充电阶段的时间长短。特别是比较器带有输入开关电路98，使同一个比较器94既可以在充电阶段使用，又可以在放电阶段使用。具体说明如下：

在充电阶段，预定充电电压的一部分εV_S通过比较器输入开关M9与第一比较器输入端100耦合，输入开关M9响应充电周期开关信号S1之后接通。V_S的分压器102置于开关M9和能源12之间，提供预先确定的分数ε由此降低输入电压V_S。浮动电容器电压V_F通过比较器输入开关M10与第二比较器输入端104耦合。该开关听命于充电周期开关信号S1。当浮动电容器电压V_F达到输入电压的预先确定部分εV_S时，比较器产生一个开关信号。

在放电阶段，基准电压V_REF通过比较器输入开关M11与第一比较器输入端100耦合，M11听命于放电周期开关信号S2。同样，V_OUT的分压器108提供预先确定的V_OUT的一部分，通过比较器输入开关M12与第二比较器输入端104耦合，M12响应开关信号S2而动作。

关于向比较器94输入的电压比例缩放问题，应该明白的是，对本专业的技术人员，可以根据特定的应用适当地实现缩放比例的结合。例如，所举的示例基于升压的功率变换器配置而且基准电压V_REF相对比较低。这样V_OUT的分压器108允许根据需要比例缩小电压V_OUT，用单一的基准电压获得一段可变范围的所需输出电压V_OUT.在V_OUT低于基准电压的应用中，应该使用V_OUT倍乘器，而不是分压器来比例缩小从电压基准96的输出到所需的基准电压V_REF。同样，针对降压式功率变换器的其它变化也是显然可用的。而且，如果需要的话，除了比较器94外，如果需要的话，还可以使用第二比较器。

来自比较器94的开关命令被定时控制器112接收后用来产生充电开关信号S1和放电开关信号S2。最好在比较器94和定时控制器112之间插入延时器114以便延滞开关动作，目的是避免不必要的开关动作，减小由于较高工作频率而带来的电磁干扰(EMI)影响。

图7所描绘的自举引导启动电路116的作用是，在放电阶段动态控制器50A未能控制功率输出级44A时，启动功率输出级44A的操作。下面结合图11还会作更详细的解析。

如要将本实施例用集成电路实现的话，启动电路116是必须的，在集成电路实现中，冷启动(即负载电容器C_L开始放电)时半导体器件可能会被锁定到地，禁止动态控制器50A控制功率输出级44A。更一般地说，启动电路可以缩短从冷启动开始到在所需输出电压V_OUT工作时为止所需要的时间。

所画出的启动电路116是将能源12的正端子30耦合到浮动电容器C_F的第一端子31，而不是直接与负载电容器C_L的第一端子32耦合。但是，由于选择了常闭开关M2，应该明白，在启动(冷起动)的情况下，启动电路的有效方式是与负载电容器C_L耦合。下面还要讨论。

在某种情况下，如瞬时高负载超过功率变换器40A的能力时，可以使用功率控制器46A中的旁路控制电路118。瞬时高负载可以由输出电压的降低(电压降)来表征，为了取得额外容量，该电压具有预先确定的幅度。这样，旁路电路118可以将V_OUT与基准电压C_L作比较，当检测到V_OUT的电压降低时，旁路电路118会产生一个旁路开关信号S_B来将开关MB旁路。作为响应，能源12的正端子30直接耦合到输出端子42。同样，当功率变换器40A由于输入电压低导致故障将要发生时，旁路电路118也会作出响应。这时，要想延长工作寿命，最好去除功率变换器40A的功率消耗。这时，旁路电路118也会将输入电压V_S与基准电压V_REF作比较，并因应操作开关MB。

图7表示了功率变换器40A按照图8-10所示的流程图的运作。参阅图8，功率变换器的工作130从将存储元件放电开始，由此执行启动操作132以防止发生集成电路实施例中的锁定接地，如图9和图11中所述。启动操作132完成后，功率变换器工作130转向动态操作134，如图9所述。

动态操作134一般进行到被中断为止。通过方框136的操作查实输出电压V_OUT有没有掉电，如果没有，则继续动态操作134。V_OUT掉电就是输出电压V_OUT的电压降低，它表示出现大的超过了功率变换器40A供电能力的瞬态负载。如果方框136中检测到V_OUT掉电，则实施瞬时旁路，即如上面所说的，在电气上将输出端子与能源直接耦合一段时间(方框138)。在一些与本发明有关的应用中，瞬间旁路意味着将功率变换器40与能源12以及与输出端子42、43去耦合。去耦合的优点包括避免在瞬态结束后的恢复周期中会发生的功率输出级44A放电。在其它与本发明有关的应用中，并不将功率变换器40A与能源12以及输出端子42、43去耦合，以便使功率变换器40A提供负载装置14所需的电力。

如果输出电压继续维持在低水平(方框140)，则旁路将进入锁定状态(方框142)。如果方框140V_OUT已经恢复，则在方框144启用另外一个保护特性，这就是查实有没有存在电流过载现象。例如，能源可能对所能够提供的电流大小存在安全限制，也许要持续一段时间。换句话说，负载装置14所吸入的输出电流可能进入死机方式，向功率变换器操作130发出信号。这样，如果发生电流过载(方框144)，则输出端子与能源断开(方框146)。但是，如果在方框144中没有发生电流过载，则在方框148，就要查一查控制器有没有断开。这表示发生了各种保护措施导致功率变换器需要重新启动。这样，如果控制器脱落(方框148)，则功率变换器操作130返回到启动操作(方框132)，否则转向动态操作(方框134)。

应该明白，图8所示的顺序流图表示了可以独立连续操作的各种保护和方式，或者可能含有与本发明相符合的各种保护特色的组合。

参阅图9，图8所示的启动操作132在这里被描绘成流图的形式。启动操作132的优点包括解析根据本发明设计的功率变换器40A如何在低于1伏的输入电压下启动。这对于要求将存储电容器(如负载电容器C_L)放电的集成电路应用是特别需要的，否则如负载电容器C_L一类的存储电容器放电将造成功率控制器46A不能工作。而且，启动操作132提供使用本发明作为低输出需求交变电荷泵，由此可降低功率变换器整体功率损耗。

典型的基于振荡器控制的功率变换器20整合了外部的自举引导的大功率肖特基二极管，从电气上将能源12与负载电容器C_L耦合起来。当负载电容器上的电压V_L降低，该肖特基二极管导通，开始向负载电容器C_L充电，同时向负载装置14供电。如果没有加入肖特基二极管，负载装置14就会防止负载电容器C_L充电，这是由于通常集成电路开关阵48倾向于锁定接地的缘故。

额外增加肖特基二极管为振荡器功率变换器20的小型化设置了障碍。而且，在振荡器控制功率变换器20正常运作的过程中，肖特基二极管还消耗能量，因而降低了效率。

所以，需要在不降低正常工作效率的前提下启动动态控制的功率变换器40A。还需要用集成的方式实现功率变换器40A而无须外部元件。

启动操作132从方框150的初始化条件开始。在方框152，负载在已经加在功率变换器上，功率变换器也有电压输入。接下来是检查功率控制器有没有断开，有没有实施对功率输出级的控制(方框154)。如果功率控制器已经接入，然后将小的启动电容器C_QPUMP浮起(方框156)，启动操作132完成。

如果方框154的控制器断开，则将启动开接通合，以便将输入电压V_S送到启动电容器C_QPUMP(方框158)，然后将启动电容器C_QPUMP接地(方框160)。当启动电容器C_QPUMP充好电后(方框160)，它被放电到存储电容器(例如负载电容器)(方框164)，而包括启动电容器C_QPUMP的启动电路与功率变换器的开关阵脱离耦合(方框166)。接下来，启动操作132返回方框154，看看此启动循环是否足以激活控制器，如有需要则重复后续启动循环。

参阅图10，图8所提及的动态操作134用流图的形式表示。首先，将浮动电容器接成与输入电压V_S并联的形式，以便将浮动电容器充电(方框170)。当浮动电容器的电压超过输入电压V_S预先确定的部分(如V_S的80％)(方框172)时，通过断开与输入电压V_S的并联连接来结束充电阶段(方框174)并延迟一段寂静延时T_DEL(方框176)。

通过搞清楚动态操作134是升压还是降压操作来开始放电周期(方框177)。如果是升压，则在放电阶段将浮动电容器的电压V_F加到输入电压V_S上面，反之，如果是降压，则单独使用浮动电容器的电压V_F这种选择可能是预先确定和预先设定的，而不是在每一个动态操作134阶段进行的时候确定的。虽然附加这些确定值的好处是可以根据需要调节输出电压V_OUT，例如通过改变基准电压V_REF进行。

这样，在方框177，要确定的是，究竟基准电压V_REF是不是小于输入电压V_S(即是降压操作)。如果是，则单独将浮动电容器C_F跨接在负载电容器C_L两端(方框178)。否则，将输入电压V_S与浮动电容器C_F串联然后跨接在负载电容器C_L两端(方框179)。完成了方框178或方框179以后，执行最小放电时间延时T_DIS让浮动电容器C_F充分放电，无须顾及输出电压V_OUT(方框180)。

然后，在输出电压V_OUT大于基准电压V_REF(方框182)时，动态操作134在这个状态下等待。这是由于比较器的非补偿性质。如果先前所进行的充电/放电循环所输送的电荷量不足以令负载电容器C_L的电压V_OUT超过V_REF，需要立即执行另一回合后续的充电/放电循环。在另一种情况下，先前所进行的充电/放电循环已经足够。这样，动态操作就可以继续等待一段时间，直到负载装置或通过负载电容器的自放电令负载电容器充分放电为止。如果V_OUT不大于V_RFF，浮动电容器C_F将脱开与负载电容器C_L的耦合(方框184)，对升压操作还包括将输入电压V_S与负载电容器C_L脱开耦合。然后执行另一段寂静时间延迟T_DEL(方框186)。然后返回到方框170的充电阶段，重新开始下一次循环。

应该明白，为清楚起见，上面所说的动态操作134从对浮动电容器C_F充电开始，一直延续到放电阶段。但是，在所举的实施例中，充电阶段实际上嵌入到放电阶段进行。具体地说，就是功率变换器开始工作后就不断地放电，直到需要追加充电(例如V_OUT降到V_REF以下)，然后才进入充电阶段。充电一结束，在必不可少的延时结束后，放电阶段又立即再开始。此后，功率变换器40A再次停留在放电阶段，等待更多所需的电荷。

参阅图11，图7所示的功率变换器40A的集成功率输出级44A体现在其0.35μm，双salicide(两层金属、两层poly salicide)工艺的集成电路，使用MOSFET晶体管开关，能够接受低阈值(例如亚伏级)控制。如下面文件所述。这是共同申请(专利)的、共同享有应用的，在2000年3月22日归档的，美国序列号09/532,761，标题是“Lateral Asymmetric Lightly Doped Drain MOSFET”，作者Ying Xu等(P&G案例7992)，这里收录下来供参考。除了具有低的阈值控制外，所公开的MOSEFT(金属氧化物半导体场效应晶体管)器件具有低的接通电阻，直接成为本发明的开关阵48高效率的原因之一。

电源开关M1-M4以及旁路开关MB具有可缩放的电流能力。通过整合进一个低阈值MOSEFT器件组成的阵列获得所需的峰值输出电流。虽然在图11中用单个晶体管表示，MOSEFT电源开关M1-M4被优化设计为具有低接通电阻和高断开电阻，高效工作的开关矩阵48，如上面所提到的应用中所描述的那样。

一般会选用n型MOSEFT器件，因为它体积小，易于制作，开关速度较快，是不需门电压的常闭型器件。但是，在某些情况下还是用p型MOSEFT器件较好。首先，通过下面的说明会更清楚，在浮动电容器C_F的第一端子31和负载电容器C_L的第一端子32之间使用p型电源开关M2可以用到先进的亚伏级的累进式启动电路116中，根据本发明的一方面，只需要向一个电源开关M1提供偏置电压就能启动功率变换器40A。

启动电路116包括p型MOSEFT器件的启动开关MS，其作用是当功率输出级44A放电时激活启动电路116。下面还要进一步讨论用以控制开关接续的各种信号(例如，S1、S2、S2N.....)。MS的漏极耦合到输入电压V_S，而门和源极都耦合到浮动电容器C_F的第一端子31。耦合到浮动电容器C_F的第二端子34的两个电源开关M3和M4是n型的因而是开路的。因此，在这种情况下浮动电容器C_F是浮起的。然而，如上所述，电源开关M2是-型晶体管，因而是常闭的，在这种情况下，功率控制器46A在起始状态下没有加电。结果，启动开关MS也将其门和源耦合到V_OUT，V_OUT的起始值是零。这样，启动开关MS的门被接地，启动开关MS开始导通输入电压V_S至负载电容器C_L。

但是，单个小型MOSEFT的电流能力不足以向负载电容器C_L充电。因此，使用启动开关MS间接接通电源开关M1，使输入电压V_S可以向负载电容器C_L充电。具体地说，来自启动开关MS源极的输入电压被耦合到n型开关M13的门极。开关M13因来自开关MS的输入电压V_S而接通。当开关M13接通，在漏极的输入电压被传递到源极，接下来耦合到启动电容器C_QPUMP的第一端子190。启动电容器C_QPUMP的第二端子192被耦合到晶体管对M14、M15，当功率控制器46A工作不正常时，启动电容器C_QPUMP的第二端子192被配置接地。否则，通过晶体管对M14、M15的配置将启动电容器C_QPUMP的第二端子192浮起。具体地说，就是将启动电容器C_QPUMP的第二端子192耦合到p型开关M15的漏极以及n型开关M14的源极。开关M15将它的源极接地，而将它的门极负偏置以便在功率控制器46A工作时打开开关M15。所以，当功率控制器46A工作时，启动电容器C_QPUMP的第二端子192是与地断开的。开关M14将其漏极耦合到输入电压V_S，而将其门极正偏置以便在功率控制器工作时接通开关M14。

参看图12，图中显示了一个适合作图7所示的功率变换器40A的电路。图12举出了为比较器94在充电阶段和放电阶段从事比较作偏置的实施例。在充电阶段和放电阶段，该电路先前已经被启动，功率控制器46A将要开始工作来产生开关信号(例如S1和S2等)，在充电阶段用S1将M9和M10接通，输入电压分压器102将输入电压V_S降低到预先确定的分数(例如80％)，并与浮动电容器电压V_F作比较，如图7所讨论的那样。在放电阶段，用S2将M11和M12接通，V_OUT的分压器108将V_OUT按比例缩小，以便与来自电压基准点96的基准电压作比较。

图12所举的示例还看到，功率控制器电路46A中的定时控制器112还提供多个信号P_S2NB，P_S2NA，S2，S2N，P_S1，S1，S1N等。下面还要做更详细的说明。其功能相等于充电开关信号S1和放电开关信号S2。对所举的实施例来说，上述多个开关信号是需要的，因为电源开关M1-M4较其它开关需要更多的电流。而电源开关M2和M4是p型的，因而开关速度比n型MOSEFT电源开关M1、M3更慢。向某些门输送的信号中需要某些延迟，以便防止跨导现象发生，即当M2、M4之一或两个都接通的同时，M1、M3之一或两个都接通。

参阅图13，它展示了电压基准点96的一个实施例，根据本发明的一个方面，它可以在亚伏级的输入电压V_S下工作。一个恒定的电流电路200向以轨道为基准的电压基准电路202供电，隔离该电路使它不受输入电压V_S变化的影响。输出缓冲204负责将来自轨道为基准的电压基准电路202的基准电压放大。为了给电压基准电路202作温度补偿，一个并联的与绝对温度成正比(PTAT)二极管阵列电路206向电路202提供偏置。

参阅图14和15，所描绘的是图7所示的功率控制器46A中比较器94的实施例。其中的优点是使用了差分放大器206-210，因为它们能有效地抑制共模信号。例如，在输入端的共模信号会引入噪声。集成电路的差分放大器的输出增益比较低，其中包含了两方面的含义：输入晶体管的非线性和为后继级功率控制器46A提供必要的电流增益。为了部分地抵消输入非线性，这里画出了三个差分放大器的组合。其中第一差分放大器206用它的负输入端来接收V+输入，而用其正输入端接收V-输入。第二差分放大器208用它的负输入端来接收V-输入，而用其正输入端接收V+输入。第一差分放大器206的输出被耦合到第三差分放大器210的负端子，而第二差分放大器208被耦合到第三差分放大器210的正输入端。第四差分放大器212被配置成电压跟随器缓冲，以增大来自第三差分放大器210的比较器开关信号(Out+，Out-)的电流。

参看图16，这里描绘了图7所示的功率控制器46A的定时控制器电路112的实施例。基本上，定时控制器电路112的职责就是在需要的时候发出相应的单独开关命令在充电阶段和放电阶段互相转换的时候重新配置功率输出级44A。另外，功率控制器46A的定时控制器电路112必须正确定出成对开关动作的相位关系，以及开关接续的顺序，避免某些开关动作的组合。例如，在充电阶段，电源开关M1和M3不能同时接通；在放电阶段，电源开关M2或M4也一样。否则就会发生交叉导通(或跨导transconductance)。如上面所讨论的那样，能源12会瞬时短接到输出端子42。

参阅图17，这里描绘了定时控制器电路112的时序图。具体地说，S1信号是动态控制器50内部使用的充电阶段的信号。P_S2Nb是p型MOSEFT M2用的大电流开关信号，它相对于S2信号延迟，以防止交叉导通，其极性与S2相反，因为p型MOSEFT M2是用正电压开通的。P_S2Na是p型MOSEFT M4用的高功率开关信号，相对于P_S2Nb延迟。P_S1信号是功率MOSEFT开关M1、M3使用的S1信号的大电流版本。S2N信号是S2信号的反极性版本信号，供启动电路116使用，更具体地说是供开关M14使用。S1N信号是S1信号的反极性版本信号，供启动电路116使用，更具体地说是供开关M15使用。

通过对几个实施例的描述，已经阐明了本发明，用来举例说明的实施例也已经被说明得相当详细。申请人并没有打算限制或以任何方式将专利要求的范围局限在这些细节上。对于本专业的技术人员来说，随时可以通过修改来获得更多的好处。

例如，虽然动态控制非反相型的电荷泵功率输出级44A已经被讨论过，但很显然，一旦从本公开的专利中获得好处，本专业的技术人员从本发明的技术引申出去，自然会实现反相电荷泵功率输出级的动态控制。

根据本发明设计的功率变换器40A可以整合进各种产品。例如，因采用集成电路而具有体积小的优点和上面所述的低功耗的性质的功率变换器40A最好整合进电池包(battery package)来延长电池的寿命和增强按需提供的能量和幅度。

而且，根据本发明设计的功率变换器40A，无论它是否在其内部整合了能源12或使用能源12的的负载装置14，都会改进或使多种便携式电子设备10成为可能。例如，能源12尺寸和重量的减小使得可以实现减少侵入性医学诊断、能量输送，或传动药物输送设备，无论是穿戴的或是植入的。

还有，目前用电池或类似能源12供电的便携式电子设备可以通过整合根据本发明设计的功率变换器来改善其性能。例如，在便携式通信设备或便携式音频设备中，可以通过提高效率来延长工作寿命。如果可以通过减少需求来降低功率变换器40A的工作频率进而减小噪声的话，其性能便可以提高。

还有，利用本发明制造的大部分集成或全集成的功率变换器40A可以为存储器、逻辑电路和其他集成器件提供充足的、体积小的、高效的电源供给。例如功率变换器40A可以通过嵌入而成为集成电路的一部分，还可以包含存储器、逻辑电路或其它集成器件。

更有甚者，本发明的各方面与动态适配输入电压有关，特别是低的输入电压。该特点适用于那些输入电压不稳定的或不适合使用通常所知的功率变换器的应用场合。例如，光电池所提供的电力与入射辐射能量的大小和接收面积有关。结果，使用光电池的设备往往由于光线不足而不能使用，不得不对设备的功能作出限制以适应所能获得的电力，以及/或者不得不增大光电池的受光面积。这时，使用功率变换器40A为小型光电池服务就可以适应大范围的光照条件。

另一个例子是，根据本发明的多输出功率变换器40A可以包括将多个功率变换器配置成具有多种输出电压和不同能量转换能力的功率变换器。也可以用一个功率控制器46A控制多个功率输出级44A。这种组合可以进一步包括如按级断电(staged power-down)的特点，其中，维持某些输出端供电，而让其它输出端不供电，这个过程取决于某些参数，例如输出信号命令S_C或检测到的能源12即将耗尽等。这样，便携式电子设备10的各部分就可以获得不同的电源电压。可以通过微处理器命令进入某种电池省电的方式，或者功率变换器40A本身可以检测到电池即将失效，在这种情况下，可以断开某些输出来节省功率，同时维持那些更重要的功能，例如支持挥发性存储器的功能。

还有一个示例，单个浮动电容器C_F和负载电容器C_L的例子已经解析清楚了。那些熟悉技术的人应该明白，根据本发明设计的功率变换器40A可以有多个浮动电容器C_F和或多个负载电容器C_L。而且，浮动电容器C_F和负载电容器C_L可以包含各种存储器件来存储电磁能量。

作为另一个实例，可以把根据本发明的功率变换器结合到各种各样的产品中。例如，利用上述小型和低功耗(即高效)特性的功率变换器40A可以有利地结合到电池封装中，以延长电池使用寿命并按照需要提供能量和幅度。结合所述功率变换器40A可以按照类似于以下共同未决和共同拥有的专利申请中所公开的方式来完成，这些专利申请都在1998年4月2日提交：以Vladimir Gartstein和Dragan D.Nebrigic的名义申请的、序列号09/054192、发明名称为“具有内置控制器以延长电池运转时间的原电池组”的美国专利申请；以Vladimir Gartstein和Dragan D.Nebrigic的名义申请的、序列号09/054191、发明名称为“具有内置控制器以延长电池运转时间的电池组”的美国专利申请；以Vladimir Gartstein和Dragan D.Nebrigic的名义申请的、序列号09/054087、发明名称为“具有内置控制器的电池组”的美国专利申请；以及以Dragan D.Nebrigic和Vladimir Gartstein的名义申请的、序列号60/080427、发明名称为“具有内置控制器以延长电池运转时间的电池组”的美国临时申请。上述所有申请都整个地包括在本文中作为参考。

Claims

1.一种功率变换器，其特征在于：

包括负载电容器和浮动(fly)电容器的电源输出级，所述功率输出级经过配置接收来自能源的输入电压并且在输出端子两端提供输出电压，所述负载电容器与所述两个输出端子电连接，所述电源输出级经进一步配置可以在充电状态和放电状态之间转换，其中，所述充电状态包括将所述浮动电容器与所述输入电压作电气上的并联，而在所述放电阶段包括将所述浮动电容器与所述负载电容器并联，以及

动态控制器，它工作时可连接到所述功率输出级、并且适合于对所述负载电容器两端的工作电压和预定的基准电压作出反应而控制从所述充电状态到所述放电状态的转换。

2.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于：所述动态控制器还适合于对所述输入电压和所述浮动电容器两端的电压作出反应而控制从所述放电状态到所述充电状态的转换。

3.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征在于：所述动态控制器还适合于将所述控制浮动电容器在所述充电状态和所述放电状态之间转换，中间插入减小互导(transconductance)的时间延迟。

4.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征在于：在所述放电状态持续期间，所述能源在电气上与所述浮动电容器串联、使得所述能源与所述浮动电容器的串联组合在电气上连接到所述负载电容器两端。

5.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征在于：所述放电状态可以进一步选择性地用升压(step-up)或降压(step-down)放电状态来表征；所述功率输出级进一步被配置成在电气上将所述浮动电容器矮连接到所述负载电容器两端的升压(step-up)放电状态和电气上将所述浮动电容器与所述能源的串联组合连接到所述负载电容器两端的降压(step-down)放电状态之间转换；当所述输入电压大于所述基准电压时，所述动态控制器作出反应而选择的所述升压(step-up)放电状态，否则选择所述降压(step-down)放电状态。

6.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征在于：所述浮动电容器和所述负载电容器之一包括大容量电容器。

7.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征在于：旁路电路适合于对高负载需求作出反应而通过操作将所述能源连接到所述输出端子。

8.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征在于：旁路电路还适合于通过检测输出电压的降落而对高负载需求作出反应。

9.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征还在于：保护电路对检测到的来自所述能源的电流敏感，用于切断所述能源和所述输出端子之间的电气连接。

10.如上述权利要求中任何一项所述的功率变换器，其特征还在于：所述功率输出级包括低导通电阻的FET(场效应晶体管)开关。