JP2003528560A - 動的に制御され固有に調整されるチャージポンプ電力コンバータ - Google Patents

動的に制御され固有に調整されるチャージポンプ電力コンバータ

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ミラン マーセル ジェヴティッチ
ヴラディミール ガートスタイン
ウィリアム トーマス ミラム
ジェイムス ヴィグ シェリル
ニコラス バスコ
ピーター ハンセン
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ザ ボード オブ トラスティーズ オブ ザ ユニバーシティ オブ イリノイ
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Abstract

(57)【要約】 チャージポンプ電力コンバータは、チャージポンプのスイッチマトリクスを動的に制御することにより電力を効率的に供給する。オープンループの発振器ベースの制御ではなく、動的コントローラは、出力電圧を感知しそしてそれに応答してチャージポンプの動作周波数を変更することにより需要時に電力を供給する。更に、この閉ループの動的コントローラは、電力コンバータの下流にステップダウン電圧レギュレータを非効率的に追加することなく、チャージポンプ電力コンバータの出力電圧を固有に電圧調整する。更に、このこの閉ループの動的コントローラは、入力電圧が変動しても所望の出力電圧を維持することができる。又、この動的コントローラは、チャージポンプにウルトラキャパシタを使用する効果を受け入れる。電力コンバータは、チャージポンプのスイッチマトリクスに低スレッシュホールド、低オン抵抗の電力用ＭＯＳＦＥＴスイッチを組み込んで、１ボルト以下の入力電圧でも動作することができる。漸次始動回路は、更に、電力コンバータが１ボルト以下の入力電圧でも放電状態から始動できるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【関連出願のクロスレファレンス】
本出願は、ドラガンＤ．ネブリジック、ミランＭ．ジェブティック、ビグ・シ
ェリル、ニコラス・ブスコ、ピーター・ハンセン及びウイリアム・ミラムにより
１９９９年６月２５日に出願された「動的に切り換えられる容量性電力コンバー
タが内蔵されたバッテリ(BATTERY HAVING BUILT-IN DYNAMICALLY-SWITCHED CAPA
SITIVE POWER CONVERTER)」と題する共通所有の米国プロビジョナル出願第６０
／１４１，１１９号の利益を請求しそしてその全体を参考としてここに援用する
ものである。
【技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣ電源コントローラに係り、より詳細には、一体化型電力
管理システムのための調整型チャージポンプ電力コンバータに係る。
【０００２】
【背景技術】
電子技術の進歩によりポータブル電子装置の設計及びコスト効率の良い製造が
可能になった。従って、ポータブル電子装置の利用は、入手できる製品の数及び
製品の形式の両方が増加し続けている。ポータブル電子装置の広い範囲は、例え
ば、ページャー、セルラー電話、音楽プレーヤー、計算器、ラップトップコンピ
ュータ、パーソナルデジタルアシスタンス、等々を含む。
【０００３】 ポータブル電子装置における電子回路は、一般に、直流（ＤＣ）電力を必要と
する。通常、この直流電力を供給するために、１つ以上のバッテリがエネルギー
ソースとして使用される。エネルギーソースは、ポータブル電子装置のエネルギ
ー要求に完全に合致するのが理想的である。しかしながら、ほとんどの場合に、
バッテリからの電圧及び電流は、ポータブル電子装置の電子回路を直接的に付勢
するのに適していない。例えば、バッテリからの電圧レベルは、装置に必要とさ
れる電圧レベルと相違する。更に、電子回路のある部分は、他の部分とは異なる
電圧レベルで動作し、異なるエネルギーソースの電圧レベルを必要とする。又、
バッテリは、電流需要の急速な変動に応答することができない。
【０００４】 ポータブル電子装置１０の典型的な構成が図１に示されており、これは、１つ
以上のバッテリのようなエネルギーソース１２と、電力を必要とする電子回路の
ような負荷装置１４とを含む。エネルギーソース１２と負荷装置１４との間には
多数の機能を遂行できる電源１６が介在される。例えば、電源１６に一体的に示
された電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２からの電力に必要な変化を
与えて、負荷装置１４に適したものにする。
【０００５】 又、電源１６は、電力変換以外の機能も遂行する。例えば、高い持続電流によ
るダメージからエネルギーソース１２、負荷装置１４及び／又は電力コンバータ
２０を保護するには、エネルギーソース１２をポータブル電子装置１０の他部分
から電気的に切り離すことが必要である。別の例として、電力コンバータ２０は
、始動中に助けを必要とすることがある。
【０００６】 必要とされる電力変換の形式に関して、電力コンバータ２０は、電圧を「ステ
ップアップ」（即ちブースト）するか、又は「ステップダウン」することができ
る。即ち、コンバータ２０は、エネルギーソース１２からの入力電圧ＶSに対し
て負荷装置１４へ供給される出力電圧ＶOUTを増加又は減少することができる。
又、電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２で与えることのできない短時
間スパイク即ち負荷装置１４による需要の増加を満足するためにある量のエネル
ギーを蓄積することもできる。
【０００７】 又、電力コンバータ２０は、出力電圧ＶOUTを調整して、それを所望の出力電
圧レベル付近に保持すると共に、有害なノイズや負荷装置１４の不所望な性能を
生じさせる急速な変動を減少することもできる。このような変動は、需要の変化
、外部の電磁ソースから誘起されるノイズ、エネルギーソース１２の特性及び／
又は電源１６の他の部品からのノイズによって生じる。 電力コンバータ２０は多数の利点を与えるが、既存の電力コンバータ２０は、
ポータブル電子装置１０に対し不所望な性能制約も課する。一般的に知られてい
る電力コンバータ２０の特定の属性を、一般的に遭遇する制約の形式と共に以下
に説明する。
【０００８】 一般的に知られている多数の電力コンバータ２０は、特定のエネルギーソース
１２と、負荷装置１４からの特定の負荷需要とに対して最適化される。電力コン
バータ２０は、エネルギーソース１２及び／又は負荷装置１４の電圧及び電流特
性の変化を受け入れられないか又は非効率的にしか受け入れられない。例えば、
ある形式の電力コンバータ２０は、入力電圧ＶSより高い出力電圧ＶOUTを発生す
ることができず、及び／又はそれらの効率は、入力電圧ＶSが所要の出力電圧ＶO UT にいかに接近するかに関係している。更に、ある電力コンバータ２０は、０．
５−１．０Ｗのような中間の電力レベルを与えることができない。又、一般的に
知られている電力コンバータ２０は、狭い範囲の入力電圧、出力電圧及び電力容
量内でしか動作しないように設計されている。
【０００９】 更に、図２を参照して以下で述べるように、ある電力コンバータ２０は、受け
入れられるように調整された出力電圧ＶOUTを、非効率的な電圧レギュレータを
介してしか得ることができない。 他の場合には、電力コンバータ２０による電圧調整は、負荷装置１４の必要性
に対して不充分である。例えば、公称出力電圧ＶOUTは、入力電圧ＶSの変化、電
力コンバータの温度変化、又は負荷装置１４によって引き出される出力電流によ
り変化し得る。又、たとえ出力電圧ＶOUTが、受け入れられる公称出力レベルに
あっても、電力コンバータ２０は、その公称出力電圧ＶOUTの周りで不所望に振
動することがある。この電圧リプルＶRIPは、公称出力電圧ＶOUTに対する振動の
範囲として定義され、そして負荷装置１４の適切な動作を損なわせ又は妨げる。
【００１０】 それ故、既存の電力コンバータ２０は、需要時に必要な電力を負荷装置へ効率
的に供給もしないし、又はエネルギーソース及び負荷装置の変化に対して調整を
行って安定した出力電圧ＶOUTを供給することもない。 更に、既存の電力コンバータ２０は、１ボルトより小さい入力電圧ＶSのよう
な低い入力電圧レベルでは動作しない。既存の電力コンバータ２０は、通常、一
般的に１ボルトより大きい負荷装置１４の出力電圧需要に通常匹敵する動作バイ
アス電圧を必要とする。又、入力電圧ＶSには、外部及び内部のソースにより、
ある量のノイズが重畳される。入力電圧レベルＶSが低いときには、このノイズ
が相対的に顕著なものとなり、電力コンバータ２０の動作を悪化させ又は妨げる
ことになる。
【００１１】 １ボルトより大きな入力電圧を必要とする１つの意味は、もしそうでない場合
に所望される単一セルバッテリ又は別の電力ソースでは装置１０のエネルギーソ
ース１２として不適当なことである。例えば、ある電気化学的バッテリ又は別の
電力ソースにより供給される公称電圧は、１ボルトより低いか、又は蓄積電荷が
減少するにつれて減少する電圧特性を有する。このようなバッテリは、著しい量
のそして大半の蓄積エネルギーが、１ボルト以下のレベルでしか回収できない。
従って、ポータブル電子装置１０におけるバッテリの稼動寿命は、バッテリから
の１ボルト以下の入力電圧ＶSで装置が動作できなくなることにより制限される
。その結果、バッテリは、著しい量の電荷即ち「寿命」がまだ残っている状態で
破棄される。付加的なバッテリを装置１０に組み込むことにより付加的な稼動寿
命を得る場合には、装置１０のサイズ及び重量が増加する。
【００１２】 それ故、多数の既存の電力コンバータは、１ボルト以下の入力電圧では動作し
ない（又は望ましく動作しない）。 更に、たとえ電力コンバータ２０が、１ボルト以下の入力電圧ＶSで連続的に
動作できても、電力コンバータ２０を始動するのに一般的に高い入力電圧レベル
（即ち１ボルトより高い）が必要とされる。即ち、コンバータは、始動段階では
、連続動作に必要なものより高い入力電圧（例えば、０．４Ｖ高い）を必要とす
る。それ故、電力コンバータ２０は、最小の始動入力電圧に到達すると、連続的
に動作されねばならず、従って、エネルギーソース１２から回収されるエネルギ
ーの量を増加するために電力を消費する。
【００１３】 始動段階中に、外部の始動回路（ショットキーダイオードのような）が既存の
電力コンバータ２０にしばしば追加される。この始動回路は、始動時に付加的な
入力電圧要求を克服し、そして電力コンバータ２０がその指定の出力電圧に到達
するに要する時間周期を短縮する上で助けとなる。しかしながら、一般的に知ら
れている始動回路は、通常、１ボルト以下の入力電圧で動作することができない
。又、外部始動回路を使用すると、電力コンバータ２０を小型化する能力が制限
される。更に、外部始動回路は、電力コンバータ２０が始動状態にないときでも
電力を消費する傾向があり、従って、電力コンバータ２０の効率が低下する。
【００１４】 それ故、既存の電力コンバータ２０は、一般に、１ボルト以下の入力電圧で始
動することもできないし、又は１ボルトより高い入力電圧でも効率的な始動を与
えない。 既存の電力コンバータ２０に伴う別の欠点は、ミクロン以下の集積回路に必要
とされる出力電圧を効率的に発生できないことである。ポータブル電子装置１０
における集積回路設計は、動作電圧の低い回路に向かって進んでいる。例えば、
ミクロン以下の技術（０．５μｍ以下）をベースとする相補的金属酸化物半導体
（ＣＭＯＳ）に対する現在の製造能力は、典型的に、３．０−３．３Ｖで動作す
る装置を提供する。このような集積回路の特徴サイズを減少するために計画され
た技術開発は、この動作電圧を更に低下することを意味し、従って、それらの低
い動作電圧を発生する電源及び電力コンバータが開発されねばならない。
【００１５】 例えば、マイクロプロセッサ設計における傾向は、低い動作電圧で動作する電
源の必要性及び効果を強調している。低いコストで機能を高めるために、マイク
ロプロセッサの集積回路部品の特徴サイズが減少される。従って、１つのチップ
が、多数のチップ及び個別部品の回路を含むことができる。又、特徴サイズが小
さいと、マイクロプロセッサがその機能をより迅速に実行できる。小さな特徴サ
イズでは、デジタルスイッチングをより迅速に実行できる。切り換えられる部品
は、それらが切り換えられる割合に比例して熱を発生する傾向があるので、より
高密度でパックされそしてより迅速に切り換えられる部品は、放熱を生じ、マイ
クロプロセッサの設計における制約要因となる。切り換えの増加は、各特徴部が
高周波（ＲＦ）アンテナとして働き、電磁干渉（ＥＭＩ）を隣接特徴部に放出す
る。マイクロプロセッサの動作電圧を低下することは、特徴サイズの減少、切り
換えの増加及び放熱を受け入れる。更に、上述したように、特徴部により発生さ
れる熱は、通常、動作周波数に比例するが、発生される熱は、動作電圧に２次関
数的に関連し、即ち動作電圧を半分に下げると、発生される熱は、１／４に減少
される。従って、それにより生じる低い動作電圧における傾向は、１９９０年に
は５Ｖを、１９９５年には３．３Ｖを、１９９８年には１．８−２．４Ｖを、２
０００年には１．２−２．４Ｖを使用し、そしてその後は１Ｖ以下が予想される
典型的なマイクロプロセッサにより見ることができる。
【００１６】 特徴サイズが小さくなるにつれて、各特徴部の電流搬送能力も減少される。従
って、低い動作電圧は、特徴部が故障しないようにこの電流を減少する。 更に、特徴部間の距離が減少され、従って、特徴部間の絶縁材料の量が減少さ
れる。その結果、低い動作電圧は、特徴部間の薄い絶縁材料を経て生じてマイク
ロプロセッサを故障させるブレークダウンを回避する。 それ故、出力電圧ＶOUTを発生する電力コンバータで、小型で高速の集積回路
及びマイクロプロセッサにより必要とされる低い動作電圧に対処する電力コンバ
ータに対する顕著な要望がある。より詳細には、電力コンバータは、０．８−１
．６Ｖの範囲において調整された出力電圧ＶOUTを効果的に発生できることが望
まれる。
【００１７】 既存の電力コンバータ２０に対する更に別の欠点は、ポータブル装置に望まれ
る小型化レベルに適しておらず、且つシリコン・オン・インシュレータ（ＳＯＩ
）やシリコン・オン・メタル（ＳＯＭ）のような集積回路構造を考慮しても、埋
め込み型アプリケーションには適していないことである。ある場合には、集積回
路製造に従わない多数の個別の外部部品が必要とされるために、小型化を行うこ
とができない。従って、これらの部品は、プリント回路板（ＰＣＢ）や、ハイブ
リッド又はマルチチップモジュール（ＭＣＭ）設計を必要とし、サイズ及び製造
経費が完全な集積回路の場合より高くなる。 更に、一般的に知られている電力コンバータ２０の効率は、更なる小型化に適
さないような量の発熱を生じさせるものである。 それ故、既存の電力コンバータ２０は、特に、負荷装置１４と共に埋め込まれ
た集積回路として製造することができない。
【００１８】 従来の電力コンバータの更に別の欠点は、不所望な量の電磁干渉（ＥＭＩ）を
発生し、負荷装置１４を遠ざけたり及び／又はシールドしたりして制御しなけれ
ばならないことである。ＥＭＩは、電力コンバータ２０に組み込まれたインダク
タから発生するか、又は電力コンバータ２０における回路の特徴サイズを減少す
る結果として発生する。より小さな部品を使用することにより個別部品のサイズ
を減少しようとするときには、エネルギー蓄積及び伝達能力も当然減少される。
それ故、同等量の電力を伝送するには高い動作周波数が必要とされる。しかしな
がら、高い動作周波数は、ポータブル電子装置１０にとって有害なＥＭＩも生じ
る。更に、ポータブル電子装置１０それ自体は、一般に、ＲＦ放射に対する連邦
政府指令限界を有し、充分に高い動作周波数ではこれを越えることがある。
【００１９】 それ故、電力コンバータ２０は、負荷装置１４へ最小量の熱又は放射エネルギ
ー（ＥＭＩ）しか発生しないのが好都合であり、従って、同じ集積回路又はモジ
ュールに埋め込むのに適したものであることも望まれる。 それ故、種々の既存形式の電力コンバータ２０は、上述した欠点の１つ以上に
対処しそして業界及び市場のニーズを満足するのに適していない。従って、上述
した種々の欠点に対処するように電力コンバータ技術を改善することが要望され
る。
【００２０】
【発明の開示】
本発明は、負荷装置により要求されたときにエネルギーソースから電力を効率
的に伝達する、動的に制御され固有に調整される電力変換のための装置及び方法
を提供することにより、公知技術の上記及び他の欠点を克服する。 より詳細には、本発明の１つの特徴において、動的コントローラは、容量性の
電力出力段を動作して、負荷キャパシタＣL間に出力電圧ＶOUTを維持するための
割合で電荷をポンピングする。より詳細には、動的コントローラは、出力電圧Ｖ OUT が基準電圧ＶREFより下がったときに負荷キャパシタＣLにフライキャパシタ
ＣFを放電する。それ故、負荷の要求に対応するレベルで動作すると、電力コン
バータの効率が向上する。更に、出力電圧ＶOUTは、所定電圧レベルを維持する
割合で電荷が伝達されるという点で固有に調整される。それ故、非効率的な下流
の電圧レギュレータは、必要とされない。
【００２１】 本発明の別の特徴において、電力コンバータは、動的コントローラ及び容量性
電力出力段に制御スレッシュホールドの低いスイッチを効果的に組み込むことに
より、１ボルト以下の入力電圧ＶSで動作することができる。 本発明の更に別の特徴において、電力コンバータは、動的コントローラがオフ
であるときに始動キャパシタを充電する漸次始動スイッチを使用することにより
放電状態から１ボルト以下の入力電圧で動作することができる。充電されると、
始動キャパシタは、次いで、出力段の電力スイッチを閉じ、動的コントローラが
電力出力段の制御を行うに充分なほど負荷キャパシタＣLが充電されるまで負荷
キャパシタＣLに電荷を供給する。
【００２２】 本発明のなお更に別の特徴において、電力コンバータは、入力電圧に対して増
加又は減少（ステップアップ又はダウン）された所定の出力電圧を与える。電力
コンバータは、入力電圧や温度のようなファクタに不感な固有の調整で出力電圧
を柔軟に与え、例えば、０．８−１．６Ｖ又はそれ以下の所定の低出力電圧を効
率的に与えることができる。 本発明のなお更に別の特徴において、一体化された電力コンバータは、効率的
な調整型の電力変換を与え、従って、ほとんど熱を発生しない。より詳細には、
一体化された電力コンバータは、インダクタを伴わず容量のみであることにより
ＥＭＩ放出が本来低いものである。更に、一体化された電力コンバータは、ゆっ
くりスイッチングすることにより低容量の要求中にＥＭＩ放出を緩和する。イン
ダクタがないことは、外部部品をもたずに、集積回路キャパシタを組み込むこと
により、あるアプリケーションでは更に小型化することができる。これらの理由
で、あるアプリケーションでは、一体化された電力コンバータは、集積回路に、
負荷装置と共に効果的に埋め込むことができる。更に、あるアプリケーションで
は、集積回路コンバータは、低い入力及び／又は低い出力電圧に適応される。
【００２３】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明のこれら及び他の目的は、添付図面を参照した以下の説明から明らかと
なろう。 本明細書の一部分を構成する添付図面は、本発明の実施形態を示すもので、上
述した本発明の一般的な説明と、以下に述べる実施形態の詳細な説明は、本発明
の原理を説明するものである。 電力変換 本発明の原理に基づいてチャージポンプを動的に制御する動作及び効果は、既
存の電力コンバータにおける別の電力変換技術を考慮することにより最も良く理
解されよう。
【００２４】 例えば、直線的レギュレータは、既存の電力コンバータの一形式である。直線
的レギュレータの効率は、入力電圧ＶSと出力電圧ＶOUTとの比に直接的に比例す
る。従って、入力電圧ＶSが所要出力電圧ＶOUTの２倍であることは、エネルギー
ソース１２からの電力の約半分が電力コンバータ２０により非効率的に消費され
ることである。効率が低く、その結果、熱を発生するために、直線的レギュレー
タは、ヒートシンクを必要とし、これは、ＰＣＭＣＩＡ仕様規格に適合するよう
な低背型パッケージへの一体化をしばしば複雑にし又は妨げる。更に、直線的レ
ギュレータは、一般に、２つの個別のキャパシタを必要とし、サイズの減少を更
に制限する。更に、直線的レギュレータは、入力電圧ＶSをステップアップする
ことができず、従って、ある用途には適していない。例えば、補聴器のような小
型のポータブル電子装置１０は、０．８−１．４Ｖの電圧を発生する低廉な単一
セルのアルカリバッテリから利益を得る。しかしながら、負荷装置１４、この場
合には補聴器の電子回路は、３．０Ｖを必要とする。直線的レギュレータは、こ
のようなアプリケーションには適していない。
【００２５】 インダクタベースの電力コンバータ及びキャパシタンスのみ（チャージポンプ
）の電力コンバータは、各々、入力電圧ＶSをステップアップ又はステップダウ
ンすることができる。このような設計は、一般に、１．５−３．３Ｖの入力電圧
ＶSを必要とし、そして１．８−５．０Ｖの出力電圧ＶOUTを発生し、与えられる
電流は、１０−２００ｍＡの連続電流である。これらの設計では、１ボルト以下
の入力電圧又は出力電圧が一般的に不可能である。更に、２００−５００ｍＷ範
囲の出力電力も、多数の電力コンバータ２０を並列に配置してそれらの各出力を
合成するという解決策によらねば、一般に得ることができず、従って、その組合
体により消費される電力が増加する。
【００２６】 インダクタベースの電力コンバータは、典型的に、低電力アプリケーション（
例えば、２００ｍＷまで）の場合にキャパシタンスのみのチャージポンプ電力コ
ンバータ以上に選択される。というのは、チャージポンプ設計に比して比較的効
率が良いからである。又、チャージポンプの場合よりも所望の出力電圧ＶOUTを
得易い。より詳細には、出力電圧ＶOUTは、インダクタのインダクタンス値に電
流の導関数（ｄｉ／ｄｔ）を乗算したものに比例する。その結果、入力における
高い動作周波数及び／又は高い電流レベルは、一般に、得られる出力電圧に直接
影響しない。しかしながら、インダクタベースの電力コンバータは、一般に、イ
ンダクタとして非直線的なフェライトコイル又はフェライトビードを必要とする
と共に、外部抵抗器及びキャパシタも必要とする。従って、インダクタベースの
電力コンバータは、更に容易に小型化されない。又、インダクタは、不所望なＥ
ＭＩを発生する「ノイズ性」部品でもある。
【００２７】 図２を参照すれば、発振器制御される電力コンバータ２０（又は「オープンル
ープのチャージポンプ」）及び下流の電圧レギュレータ２２を組み込んだ１つの
一般的に知られているキャパシタンスのみの電源１６が示されている。バッテリ
のようなエネルギーソース１２が、説明上、電源１６の一部分として示されてい
る。このような設計は、インダクタを使用する一体化の問題及びＥＭＩの問題を
回避するという効果を有する。
【００２８】 オープンループ制御とは、発振器制御される電力コンバータ２０がフィードバ
ックを効果的に使用してその出力の調整を助けるものではないことを示す。対照
的に、改良された制御が必要なときには、動的（又は閉ループ）制御が一般に使
用される。例えば、タイミングをとって調理することは、オープンループの制御
方法であり、調理不足又は調理し過ぎを回避するために周期的なチェックを必要
とする。従って、温度プローブを用いて調理することは、動的な閉ループ制御の
一例であり、食品の重量又は調理エネルギー（例えば、オーブンの熱又はマイク
ロ波エネルギー）に変動があっても、食品が所望の温度に到達することを確保す
る。
【００２９】 しかしながら、オープンループのチャージポンプ２０は、非効率的であり、多
数のチャージポンプを並列に加えて所望の出力電流を得るようにしないと、２０
０ｍＡより高い出力電流を発生しない。従って、高い電流を発生できるが、非効
率的である。このように多数のチャージポンプをカスケード状にする必要性によ
り、電力スイッチＭ１−Ｍ４を使用することになり、これらは、オンのときに直
列抵抗（寄生抵抗）として作用する。高い入力電流レベルにおいては、それによ
り生じる寄生抵抗が動作を非常に非効率的なものにする。というのは、回路によ
り消費される電力が、入力電流の２乗にスイッチの寄生抵抗を乗算した関数とな
るからである。従って、一般的に達成される効率は、３０−９０％の範囲であり
、負荷装置による最大需要に応じるためにチャージポンプが最大設計容量で動作
するときに高い効率が得られる。低い需要レベルでは、チャージポンプは、状態
と状態との間を不必要に切り換えるときに更に電力ロスを被る。
【００３０】 更に、発振器ベースの電力コンバータ２０の別の欠点は、ほとんどの場合に約
３個の外部キャパシタを必要とし、回路の一体化及び小型化を妨げることである
。 図２の電力コンバータ２０（又は「オープンループチャージポンプ」）は、出
力段２４及び発振器コントローラ２６を含む。オープンループチャージポンプ２
０のベースとなる基本的な原理は、出力段２４が、発振器コントローラ２６に応
答して、充電段階と放電（又はポンプ）段階との間で交番することである。これ
らの段階間で切り換わるタイミングは、予め決定され、そして典型的に、負荷装
置における予想ピーク需要をベースとする。
【００３１】 電力出力段２４の形式は、反転及び非反転形態と、電荷を伝達及び蓄積するた
めの種々の数の容量性部品を伴う形態とを含む。反転出力段２４は、図２におい
て、スイッチマトリクス２８、１つのフライキャパシタＣF、及び１つの負荷（
又は蓄積）キャパシタＣLを含むように示されている。スイッチマトリクス２８
は、集積回路で良く、一方、一般的に知られたフライ及び負荷キャパシタＣF、
ＣLは、個別部品である。スイッチマトリクス２８は、発振器コントローラ２６
に応答して、エネルギーソース１２、フライキャパシタＣF及び負荷キャパシタ
ＣLを充電構成及び放電構成に接続する。
【００３２】 より詳細には、スイッチマトリクス２８は、４つの電力スイッチＭ１−Ｍ４を
含む。第１の電力スイッチＭ１は、発振器コントローラ２６からの充電スイッチ
信号Ｓ１に応答して閉じ、エネルギーソース１２の正の端子３０（入力電圧ＶS
）をフライキャパシタＣFの第１端子３１に電気的に接続する。第２の電力スイ
ッチＭ２は、発振器コントローラ２６からの放電スイッチ信号Ｓ２に応答して閉
じ、フライキャパシタＣFの第１端子３１を負荷キャパシタンスＣLの第１端子３
２（ＶINT）に電気的に接続する。第３の電力スイッチＭ３は、充電スイッチ信
号Ｓ１に応答して閉じ、エネルギーソース１２の基準端子３３をフライキャパシ
タＣFの第２端子３４に電気的に接続する。第４の電力スイッチＭ４は、放電ス
イッチ信号Ｓ２に応答して閉じ、フライキャパシタＣFの第２端子３４をエネル
ギーソース１２の正の端子３０に電気的に接続する。
【００３３】 動作中に、発振器コントローラ２６は、充電スイッチ信号Ｓ１をターンオンし
て第１及び第３電力スイッチＭ１、Ｍ３を閉じる一方、放電スイッチ信号Ｓ２を
ターンオフして第２及び第４電力スイッチＭ２、Ｍ４を開く。従って、負荷キャ
パシタＣLは、未調整の出力電圧（又は中間電圧ＶINT）を与え、そしてフライキ
ャパシタＣF及びエネルギーソース１２から電気的に切り離される。又、フライ
キャパシタＣFは、エネルギーソース１２と電気的に並列にされ、従って、エネ
ルギーソース１２の入力電圧ＶS以下であるフライキャパシタ電圧に充電される
。フライキャパシタＣFに転送される電荷の量は、フライキャパシタＣFが完全に
放電したかどうか、発振器コントローラ２６がフライキャパシタＣFを充電構成
に放置する時間の長さ、フライキャパシタＣFの電気的特性、及び入力電圧ＶSを
含む多数のファクタによって左右される。簡単化のために、フライキャパシタＣ F は、完全充電に到達し、従って、フライキャパシタの電圧ＶFが、充電段階の終
りにＶSに等しくなると仮定する。
【００３４】 次いで、発振器コントローラ２６は、充電スイッチ信号Ｓ１をターンオフして
第１及び第３電力スイッチＭ１、Ｍ３を開き、そして放電スイッチ信号Ｓ２をタ
ーンオンして第２及び第４電力スイッチＭ２、Ｍ４を閉じることにより、所定の
時間に放電構成へと切り換わる。従って、フライキャパシタの電圧ＶF（ここで
は、ＶSであると仮定する）は、フライキャパシタＣFをエネルギーソース１２と
加算的な電気的直列に配置することにより、エネルギーソース１２の入力電圧Ｖ S に加算される。その組合体は、負荷キャパシタＣL間に電気的に接続される。従
って、放電段階中に、負荷キャパシタＣLの第１端子３１における中間電圧ＶINT は、入力電圧ＶSのほぼ２倍に接近するように充電される。
【００３５】 この場合も、負荷キャパシタＣLに転送される電荷の量は、放電段階の所定の
時間巾、負荷キャパシタＣLの電気的特性、放電段階の開始におけるフライキャ
パシタＣF及び負荷キャパシタＣLの電荷量、入力電圧ＶS、及びＶOUTにおいて負
荷装置１４により負荷キャパシタＣLから引き出される電力量のような多数のフ
ァクタによって左右される。 その結果、実際の中間電圧ＶINTは、典型的に、各フライキャパシタＣFに対し
入力電圧ＶSの１．６ないし１．９倍である。それ以上の増加を得るには、多数
のフライキャパシタＣFが必要となり、その各々は、充電段階中にエネルギーソ
ース１２に電気的に並列に接続され、そして放電段階中にその全部がエネルギー
ソースに電気的に直列に接続される。従って、それによって得られる中間電圧Ｖ INT は、不都合にも、入力電圧ＶSと、フライキャパシタＣFの数とにより予め決
定されるある範囲に制限される。
【００３６】 下流の電圧レギュレータ２２は、通常はステップダウンにより、発振器ベース
の電力コンバータ２０からの未調整の中間電圧ＶINTを、所望の調整された出力
電圧ＶOUTに制限することが必要となる。典型的に、電圧レギュレータ２２は、
未調整の中間電圧ＶINTを、電圧基準３８からの基準電圧ＶREFと比較し、出力Ｖ OUT を決定する。電圧レギュレータ２２は、発振器制御電力コンバータ２０の一
体的特徴ではなく、その電力コンバータ２０と機能的に個別で且つそれに後続す
るという点で下流にある。
【００３７】 従って、キャパシタンスのみの電源１６は、スイッチマトリクス２８の切り換
え、常時動作する発振器コントローラ２６、並びに電圧レギュレータ２２により
消費される電力によって電力を消費する。電圧レギュレータ２２による電力消費
は、公知のキャパシタンスのみの電源１６を使用して出力電圧ＶOUTを入力電圧
ＶSに対してステップダウン（減少）するときには特に不利である。発振器ベー
スの電力コンバータ２０は、入力電圧ＶSをステップアップするだけである。そ
の結果、電圧レギュレータ２２は、中間電圧ＶINTをステップダウンする際に、
より多くの電力を消費する。
【００３８】 電力コンバータにおける動的制御 上述した既存の電力コンバータ２０を参照して、本発明の一実施形態を以下に
説明する。図３には、電力コンバータ４０がブロック図形態で示されており、こ
れは、本発明の１つの特徴によりエネルギーソース１２から出力端子４２、４３
間の出力電圧ＶOUTに接続された負荷装置１４への電力転送の動的制御を説明す
るものである。この電力コンバータ４０は、入力電圧ＶSや電力コンバータ４０
の転送及び蓄積特性に変化があっても、負荷装置１４からの需要に適応するとい
う点で動的に制御される。
【００３９】 電力コンバータ４０は、転送される電荷量が需要に対応するだけでなく、出力
電圧ＶOUTが許容範囲内に保たれるように電荷転送の割合が制御されるという点
で、固有に電圧調整される。これは、一般に、許容電圧リプルＶRIP内に保持さ
れると称される。従って、調整は、その後の段階では行われず、それにより、図
２を参照して述べたような典型的な個別の電圧レギュレータ２２の付加的な複雑
さ及び電力消費を排除する。 電力コンバータ４０は、負荷装置１４に電荷を転送する電力出力段４４と、こ
の電力出力段４４に接続されて、転送されるべき適当な電荷量を応答的に指令す
るための電力コントローラ４６とを備えている。
【００４０】 １つの実施形態では、電力出力段４４は、出力端子４２、４３間に負荷キャパ
シタＣLを組み込んだ容量性チャージポンプである。負荷キャパシタＣLは、電荷
を蓄積し、そしてその蓄積された電荷に関連して出力電圧ＶOUTを発生する。又
、電力出力段４４は、エネルギーソース１２から負荷キャパシタＣLへ電荷を転
送するためのフライキャパシタＣFも組み込んでいる。負荷キャパシタＣL及びフ
ライキャパシタＣFのキャパシタは、電力コンバータ４０の消費電力を減少する
ように内部抵抗の低いものが選択されるのが好都合である。電力出力段４４は、
フライキャパシタＣF、負荷キャパシタＣL、及びエネルギーソース１２に接続さ
れたスイッチマトリクス４８を備え、チャージポンプにおいて通常そうであるよ
うに、電力出力段４４を充電段階と放電（又はポンプ）段階との間に構成する。
より詳細には、充電段階中に、スイッチマトリクス４８は、フライキャパシタＣ F をエネルギーソース１２に電気的に並列に接続し、フライキャパシタＣFを充電
するように構成される。又、充電段階中に、負荷キャパシタＣLは、負荷装置１
４に電力を供給し、そしてエネルギーソース１２及びフライキャパシタＣFから
電気的に切り離される。
【００４１】 放電段階中には、スイッチマトリクス４８は、上述したように負荷キャパシタ
ＣLと電気的に直列にされたエネルギーソース１２及びフライキャパシタＣFの「
蓄積」電圧を放電するように構成される。従って、電力出力段４４は、負荷キャ
パシタを、エネルギーソース１２の入力電圧ＶSより高い出力電圧ＶOUTまで充電
することができる。
【００４２】 あるアプリケーションでは、電力出力段４４は、図３に示したものと同じ構成
で入力電圧ＶSをステップダウン（減少）できることが明らかである。スイッチ
マトリクス４８は、放電段階中に、フライキャパシタ電圧ＶFをもつフライキャ
パシタＣFのみが負荷キャパシタＣL間に接続されるように切り換えられる。典型
的に、フライキャパシタＣFは、負荷キャパシタよりも蓄積容量が小さい。従っ
て、各放電段階は、特に、以下に詳細に述べる動的制御が与えられると、それだ
けで負荷キャパシタを過充電するには不充分である。これに対して、従来の電力
コンバータ２０は、放電段階中にフライキャパシタＣF及びエネルギーソース１
２を直列に接続構成することにより出力電圧をステップアップするように前もっ
て構成される。放電段階中にフライキャパシタＣFの接続だけでステップダウン
するように前もって構成を変更すると、必要なときに所望の出力電圧ＶOUTを得
るように動的コントローラ５０を再構成できるという融通性を得ることはできな
い。
【００４３】 それ故、電力コンバータ４０は、入力電圧をステップダウンすると共に、入力
電圧をステップアップ（増加）することができるので、図２の発振器制御電力コ
ンバータ２０において上述した非効率的な下流の電圧レギュレータ２２は必要と
されない。 更に、電力出力段４４は、出力電圧が入力電圧ＶSに対し逆の代数符号を有す
るかどうかに関して反転でも非反転でもよい。例えば、２．２Ｖの入力電圧ＶS
は、−１．６Ｖの出力電圧ＶOUTに変換されてもよい。一般的に、明瞭化のため
に非反転の実施形態を以下に説明するが、この開示の利益を受ける当業者であれ
ば、反転型電力コンバータ４０への適用も理解できよう。
【００４４】 マルチループ電力コントローラ４６は、動的コントローラ５０、電圧基準５２
及び環境コントローラ６４を備えていて、電力出力段４４を効果的に制御する。
第１制御ループ５６は、出力端子４２からの出力電圧ＶOUTが動的コントローラ
５０にフィードバックとして与えられることにより形成される。動的コントロー
ラ５０は、出力電圧ＶOUTが所定値ＶREFより下がるのに応答してエネルギーソー
ス１２からの付加的な電荷を負荷キャパシタＣLへ転送するようにスイッチマト
リクス４８に指令する。動的コントローラ５０は、ＶOUTが電圧基準５２からの
基準電圧ＶREFに比して所定値より低いかどうか決定する。１つの適当なＶREFは
、電圧基準５２を簡単化するに充分な安定した電圧であれば、エネルギーソース
１２によって与えられてもよい（例えば、リチウムバッテリは、電圧が安定して
いる）。従って、電圧基準５２は、所望の基準電圧ＶREFを得るように入力電圧
ＶSの電圧分割器又は乗算器によって与えられてもよい。
【００４５】 本発明のある用途については、電力コンバータ４０の電力転送を動的に制御し
て、調整された出力電圧ＶOUTを得るのに、第１制御ループ５６のみで充分であ
る。 第１制御ループ５６に加えて、マルチループ電力コントローラ４６は、更に、
第２制御ループ５８も含む。この第２制御ループ５８では、フライキャパシタＣ F の電荷が、動的コントローラ５０によりフライキャパシタ電圧ＶFとして感知さ
れる。従って、需要時のフライキャパシタＣFのいかなる放電も、フライキャパ
シタＣFが最初に約８０％の最適な充電状態に到達したときと断言される。最適
な充電状態が存在するのは、フライキャパシタＣFの充電が不充分であると、不
必要な切り換えロスが生じ、そしてフライキャパシタＣFの充電が過剰であると
、電力転送の割合が不必要に制限されるからである。
【００４６】 不必要な切り換えロスについては、スイッチマトリクス４８の動的な制御は、
より多くの電荷が必要となるまで放電段階に留まる（即ち、ＶOUTがＶREFより低
下する）ことにより、第１制御ループで述べたように一部分効率を得ることがで
きる。対照的に、発振器ベースのチャージポンプ２０は、必要でないときにも一
定の割合で切り換えられる。スイッチマトリクス４８の動的制御における付加的
な効率は、フライキャパシタＣFが著しい量の電荷を得るに充分な時間中充電段
階に留まることにより実現される。例えば、完全充電の８０％ではなく４０％の
充電は、同じ電力を転送するのに動作周波数が２倍であることを必要とする。電
力スイッチＭ１−Ｍ４は、この増加した動作周波数に関して電力を消費する。そ
の結果、第２制御ループ５８は、フライキャパシタＣFの電圧レベルを感知して
、充電段階中の過少充電を回避し、ひいては、不必要な切り換えロスを回避する
。
【００４７】 フライキャパシタＣFの電荷を最適化することは、過剰充電を回避することも
含む。キャパシタは、時間の関数として充電する速度を特徴とする。特に、キャ
パシタが完全充電状態に近づくにつれて、付加的な電荷を受け入れる速度が低下
する。従って、キャパシタによって獲得される初期の電荷量は、その後の同様の
電荷量よりも時間をとらない。例えば、フライキャパシタＣFによって同じ量の
電荷が受け入れられるとしても、フライキャパシタＣFを一度に９０％まで充電
するよりも、フライキャパシタＣFを４５％まで２回充電する方が、時間をとら
ない。その結果、フライキャパシタＣFの最適充電レベルを得るのに必要な以上
に長い時間中スイッチマトリクス４８を充電状態に放置すると、より多くの電力
を転送する機会が失われる。
【００４８】 最適な充電レベルは、当業者に明らかなように、実験及び／又は分析で決定で
きることが明らかである。 上述した１つ以上の他の制御ループ５６、５８との組み合わせにおいて、電力
コンバータ４０は、順方向制御ループ６０を含むのが好都合であり、これにより
、エネルギーソース１２の１つ以上のパラメータが動的コントローラ５０に送ら
れる。順方向制御ループ６０の１つの使い方は、エネルギーソース１２において
感知された非安全状態又は性能制限状態により、電力コンバータ４０をディスエ
イブルし（即ち、出力端子４２、４３への出力電流を遮断し）及び／又はそれを
バイパスする（即ち、エネルギーソース１２を出力端子４２、４３に直接接続す
る）ことを含む。例えば、入力電圧が低いことは、電力コンバータ４０の動作の
継続を保証するには不充分な残留電荷しかエネルギーソース１２にないことを指
示する。別の例として、エネルギーソース１２から引き出される電流は、動作を
持続するには高過ぎることもある。従って、制御ループ６０に基づいて出力端子
４２、４３への出力電流を遮断するための保護回路を電力コンバータ４０に含ま
せることができる。
【００４９】 更に別の例として、負荷装置１４による大きな需要が、出力端子４２、４３へ
のエネルギーソース１２の直接接続に対して並列に電力コンバータ４０の動作を
継続するのを保証してもよい。これは、入力電圧ＶSと所望の出力電圧ＶOUTがほ
ぼ同じであるときに特に言えることである。出力端子４２、４３へ電流を供給す
る２つの経路をもつことにより、増加した出力電流ＩLを得ることができる。 更に別の例として、フライキャパシタの電圧ＶF（第２制御ループ５８）及び
入力電圧ＶS（順方向制御ループ６０）は、電力コンバータ４０が放電して始動
状態にあることを指示する。この始動状態は、好都合にも、迅速な漸次始動回路
の使用を保証するもので、その一例を以下に説明する。
【００５０】 他の制御ループ５６、５８及び６０の１つとの組み合わせにおいて、電力コン
トローラ４６は、更に、環境コントローラ６４によって表わされたように、適応
制御ループ６２を備えている。環境コントローラ６４は、制御パラメータ６６を
感知し、そして出力電圧ＶOUTの所定値を変更するために動的コントローラ５０
へコマンド６８を与える。例えば、環境コントローラ６４は、動的コントローラ
５０が不安定状態になったことを感知し、そしてそれに応答して、動的コントロ
ーラ５０を安定出力状態へ駆動するための信号を与える。より詳細には、環境コ
ントローラ６４は、瞬時出力電圧及び電流が各々一定値に近づくような電力コン
バータ４０の不安定な動作状態を感知するように構成される。次いで、環境コン
トローラ６４は、電力コンバータ４０を安定動作状態に駆動するように所定値を
調整する。更に、所定値のこのような変更は、動的コントローラ５０を安定初期
状態にリセットすることを含む。
【００５１】 別の例として、適応制御ループ６２は、環境コントローラ６４へ入力される制
御信号ＳCを含み、これにより、動的コントローラ５０は、負荷装置１４（例え
ば、ＣＰＵ、揮発性メモリ、アナログ／デジタルコンバータ、デジタル／アナロ
グコンバータ）における変化又は他のパラメータに応答するように構成できる。
負荷装置１４は、電力コンバータ４０からの調整された出力電圧ＶOUTで良好に
動作するのが好都合である。別の例として、出力制御信号ＳCは、例えば、所望
の反転又は非反転モード、或いは所定の出力電圧ＶOUTを選択するための再構成
制御信号でよい。更に別の例として、負荷装置１４へのダメージを除外するため
に、ＳCコマンドにより保護機能（例えば、出力電圧をバイパスし、ディスエイ
ブルし又は変更する）が指令されてもよい。例えば、負荷装置１４は、高い電流
のもとでフェイルすることがあり、従って、そのような発生を除外するために、
制限が課せられてもよい。
【００５２】 本発明に使用されるスイッチマトリクス４８の形式に基づいて、後述するスイ
ッチ信号Ｓ1、Ｓ2及びＳ3ないしＳNで示されたように、スイッチマトリクス４８
に対し、動的コントローラ５０により種々の制御信号が発生される。 フライキャパシタＣF及び負荷キャパシタＣLは、電荷蓄積及び転送部品を例示
するもので、個別キャパシタ又は集積回路キャパシタアレーであってもよい。
【００５３】 更に、動的コントローラ５０の融通性により、フライキャパシタＣF及び負荷
キャパシタＣLは、小さなキャパシタ（例えば、セラミック、チップ厚膜、タン
タル、ポリマー）及び大きなキャパシタ（例えば、ウルトラキャパシタ、擬似キ
ャパシタ、二重層キャパシタ）のような種々の蓄積容量レベルを含んでもよい。
キャパシタンスの量は、蓄積容量を反映する。従って、同じエネルギー転送量を
与えるには、高い動作周波数で小さなフライキャパシタＣFから僅かな電荷量を
転送するか、又は多量の電荷を低速で転送することを必要とする。従って、電力
コンバータ４０は、図５を参照して詳細に述べるように、同じ動的コントローラ
５０が種々の電力出力段４４を制御できるという点で融通性がある。特に、公知
の発振器制御電力コンバータ２０とは異なり、動的コントローラ５０は、以下に
述べるように、ウルトラキャパシタを組み込んだ電力出力段４４に適した低い動
作周波数範囲で動作することができる。
【００５４】 更に、エネルギーソース１２は、１つ以上の電気化学セル（例えば、バッテリ
）、光電池、直流（ＤＣ）ジェネレータ（例えば、再充電可能なバッテリと組み
合わされた運動付勢ジェネレータにより充電される腕時計）、及び他の適用可能
な電源のような種々の電荷蓄積又は発生装置を含むことが明らかであろう。 別の例として、本発明による電力コンバータ４０は、他の電源により付勢され
る電子装置において好都合に使用することができる。例えば、標準的な交流（Ａ
Ｃ）壁プラグから電力を受ける装置は、一般に、ＡＣ電力を、装置の電子部分の
ための直流（ＤＣ）電力に変換する。供給されるＤＣ電力は、更に調節及び調整
しないと電子回路の全部又は一部分に適さない。例えば、マイクロプロセッサは
、２．２Ｖで動作するが、入力／出力電子回路は、５Ｖで動作する。その結果、
本発明による電力コンバータ４０は、入力電圧をマイクロプロセッサへステップ
ダウンするのに使用できる。
【００５５】 容量性チャージポンプ出力段 図４には、図３の電力コンバータ４０として示された本発明の実施形態に対す
る１つの適当なチャージポンプ電力出力段４４が示されている。この電力出力段
４４は、反転及び非反転の両方に構成することができる。４つのスイッチＭ１、
Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４を使用して、エネルギーソース１２、例えばＤＣソース、及び
適当なフライキャパシタＣFを、図２について述べたように、負荷キャパシタＣL に対して充電段階と放電段階との間で切り換える。より詳細には、スイッチＭ１
及びＭ３は、スイッチ信号Ｓ１に応答して閉じ、Ｍ１は、エネルギーソース１２
の正の端子３０（入力電圧ＶS）をフライキャパシタＣFの第１端子３１に接続し
、そしてＭ３は、フライキャパシタＣFの第２端子３４を接地する。スイッチＭ
２及びＭ４は、充電段階中に開く。
【００５６】 放電段階中には、スイッチ信号Ｓ１が除去されて、スイッチＭ１及びＭ３を開
く。次いで、エネルギーソース１２の入力電圧ＶS及びフライキャパシタＣFは、
スイッチＭ２及びＭ４がスイッチ信号Ｓ２に応答して閉じることによって直列構
成にされる。従って、フライキャパシタＣFの第１端子３１は、スイッチＭ２を
経て負荷キャパシタＣLに接続することができ、そしてフライキャパシタＣFの第
２端子３４は、スイッチＭ４を経てエネルギーソース１２の正の端子３０（ＶS
）に接続される。
【００５７】 再構成スイッチ信号Ｓ３及びＳ４は、フライキャパシタＣF及びエネルギーソ
ース１２の直列組合体が負荷キャパシタンスＣLにまたがってどんな方向に配置
されるかを制御し、電力出力段４４が反転モード又は非反転モードのいずれかで
動作されるようにする。非反転モードとは、出力電圧ＶOUTが正の出力端子４２
（ＶOUT +）に与えられそして負の出力端子４３（ＶOUT -）が一般に接地を基準と
することを意味する。反転モードとは、出力電圧ＶOUTが負の出力端子４３（ＶO UT - ）に与えられ、そしてエネルギーソース１２の入力電圧ＶSとは逆の代数符号
であることを意味する。出力端子４２（ＶOUT +）は、一般に、接地を基準とする
。負荷キャパシタＣLの（正極性の）第１端子３２は、正の出力端子４２（ＶOUT + ）に電気的に接続される。負荷キャパシタＣLの（負極性の）第２端子３５は、
負の出力端子４３（ＶOUT -）に電気的接続される。
【００５８】 非反転モードは、再構成スイッチＭ５及びＭ８を信号Ｓ３で閉じそして再構成
スイッチＭ６及びＭ７を信号Ｓ４で開くことにより電力出力段４４で実行される
。スイッチＭ５又はＭ８のいずれかがスイッチＭ６又はＭ７のいずれかと同時に
閉じるのを防止し、それにより、負荷キャパシタＣLの偶発的な短絡を防止する
ために、信号Ｓ３及びＳ４のコマンドの重畳が回避される。従って、非反転モー
ドの結果、負荷キャパシタの第１（正極性）の端子３２が、スイッチＭ５が閉じ
ることにより、スイッチＭ２を経てフライキャパシタＣFの第１端子３１へ接続
される。負荷キャパシタＣLの（負極性の）第２端子３５は、スイッチＭ８が閉
じることにより接地基準となる。
【００５９】 反転モードは、再構成スイッチＭ５及びＭ８を信号Ｓ３で開き、そして再構成
スイッチＭ６及びＭ７を信号Ｓ４で閉じることにより電力出力段４４で実行され
る。従って、負荷キャパシタＣLは、上述したように出力端子４２、４３に接続
されるのに加えて、スイッチＭ７が閉じることによりその第１端子３２を接地基
準としており、従って、正の出力端子４２（ＶOUT +）が接地基準となる。負荷キ
ャパシタＣLの第２端子３５は、スイッチＭ８が閉じることにより、スイッチＭ
２を経てフライキャパシタＣFの第１端子３１に接続される。
【００６０】 電力出力段４４を再構成すると、１つの回路が、同じ出力端子４２、４３に、
反転又は非反転出力電圧の両方を選択的に供給できることが明らかである。従っ
て、再構成可能な電力出力段４４をベースとする完全に一体化された直線的電源
は、７８ＸＸ（非反転）及び７９ＸＸ（反転）の両マイクロチップ（例えば、Ｔ
Ｏ−２２０、ＴＯ−３、ＳＯ８−ＴＳＯＰ−８、ＳＯＴ２３、ＳＯＴ２２３等の
形式のパッケージに梱包された）を１つのマイクロチップのみに置き換えること
ができる。２つの形式の装置を１つに置き換えることは、好都合にも、より経済
的な製造を行うことができ、そして在庫管理を簡単化する。
【００６１】 更に、電力コンバータ４０の環境コントローラ６４は、外部パラメータＳC又
は内部パラメータ６６に基づき、反転又は非反転の適当なモードに対し電力出力
段４４を自動的に構成することができる。従って、所望のモードに容易に再構成
される電力コントローラ４６を組み込むことにより設計プロセス中又は動作中に
ポータブル電子装置１０に対して更に融通性が与えられる。例えば、電力出力段
４４を制御する電力コントローラ４６は、個別部品である負荷キャパシタＣLの
極性のような感知されたパラメータに応答してスイッチＭ５−Ｍ８の構成を開始
することができる。或いは又、再構成可能なスイッチＭ５−Ｍ８は、外部で閉じ
ることのできるマイクロチップのピンを含んでもよい。
【００６２】 更に、本発明による他の種々の電力出力段４４も使用できることが明らかであ
る。例えば、２つ以上のフライキャパシタＣF各々をエネルギーソース１２へと
並列に充電し、そして直列に加算的に配置して、より大きなステップアップ電圧
能力を得ることができる。更に、電力コンバータ４０は、反転及び非反転のハイ
ブリッド構成を含んでもよく、この場合、電力コンバータ４０の一部分は、動的
に制御され固有に電圧調整される正の出力電圧を、接地基準で、正の出力端子４
２に与える。同時に、電力コンバータ４０の別の部分は、動的に制御され固有に
電圧調整される負の出力電圧を、接地基準で、負の出力端子４３に与える。
【００６３】 又、本発明による別のスイッチマトリクス４８が、非反転又は反転のいずれか
の形態で、出力電圧ＶOUTを再構成可能にステップダウンできることも明らかで
あろう。例えば、入力電圧ＶSに対し出力電圧ＶOUTをステップダウン（減少）す
るときには、フライキャパシタＣFのみが負荷キャパシタＣL間に接続される。そ
の結果、電圧をステップダウンするように構成された電力コンバータ４０は、フ
ライキャパシタＣFの第２端子３４を永久的に接地接続してもよいし、又は充電
段階にあるか放電段階にあるかに関わらずスイッチＭ３を閉じそしてスイッチＭ
４を開いた状態に保持することにより再構成されてもよい。従って、充電段階中
に、フライキャパシタＣFは、エネルギーソース１２間に電気的に接続されて、
充電される。放電段階中には、フライキャパシタＣFのみ（即ちエネルギーソー
ス１２を伴わず）が負荷キャパシタＣL間に電気的に接続される。
【００６４】 付加的な例として、他の変更では、出力電圧ＶOUTの大きさが入力電圧ＶSの大
きさより小さい（０＞ＶOUT＞−ＶS）ときに、入力電圧ＶSを反転することがで
きる。負荷キャパシタＣLを図４に示すように切り換えるのではなく、負荷キャ
パシタＣLは、その第１端子３２を電気的に接地すると共に、正の出力端子ＶOUT + ４２に接続している。負荷キャパシタＣLの第２端子３５は、負の出力端子ＶOU T - ４３に電気的に接続される。充電段階中に、フライキャパシタＣFは、上述し
たようにエネルギーソース１２間で充電される。放電段階中には、上述したよう
に、フライキャパシタＣFのみが負荷キャパシタＣL間に接続される。正の出力端
子ＶOUT +４２は電気的に接地されるので、負の出力端子ＶOUT -４３が動的に制御
される。
【００６５】 動的に制御されるチャージポンプの分析 図５には、図３の電力コンバータに使用するためのチャージポンプ電力出力段
４４（又は「チャージポンプ」）の一実施形態が示されている。この電力出力段
４４は、図２の発振器制御電力コンバータ２０について上述したように、充電及
び放電（即ちポンプ）の２つの段階で動作される。電力出力段４４は、入力電圧
ＶSを発生するエネルギーソース１２と、電流負荷ＩLを受け入れる負荷装置１４
との間に接続される。図２とは異なり、電圧レギュレータ２２は示されていない
。電力出力段４４は、図２について上述したように、負荷キャパシタＣL、フラ
イキャパシタＣF、及び４つの電力スイッチＭ１−Ｍ４で構成される。本発明の
１つの特徴に基づきチャージポンプを動的に制御する効果を説明するために、電
力出力段４４をいかに効率的に切り換えできるかについて以下に分析を展開する
。電力コントローラ４６は、チャージポンプの動作を充電及び放電の２つの段階
に分割する。従って、「充電」及び「放電」という語は、フライキャパシタＣF
を指す。充電段階中に、入力電圧ＶSは、フライキャパシタＣFを充電し、そして
負荷キャパシタＣLは、負荷に電力を供給する。放電段階中には、フライキャパ
シタＣFから負荷及び負荷キャパシタＣLの両方に電荷が流れる。従って、「充電
」及び「放電」という語は、フライキャパシタＣFを指す。２つのパラメータは
、チャージポンプの動作に影響を及ぼす。
【００６６】 １．ε：フライキャパシタＣFが充電されるところの入力電圧ＶSの一部分。但
し、０＜ε＜ＶSである。 ２．ＴDIS：出力電圧ＶOUTをブーストするためにフライキャパシタＣFが放電
される最小時間長さ。 最大負荷電流ＩLを供給するために満足されねばならない電力出力段４４の境
界条件が図６に示されている。充電段階中にフライキャパシタＣFが充電される
につれて、出力電圧ＶOUTが低下する。その後の放電段階の終りには、負荷電圧
ＶOUTを基準電圧ＶREFに増加して戻すために充分な電荷が転送されねばならない
。
【００６７】 この分析の目的で、電力スイッチＭ１−Ｍ４及び蓄積キャパシタＣF、ＣLは、
入力電圧ＶSがいかに低いか又は負荷装置１４が存在するかどうかに関わらず、
時間（ｔ）＝０において、最初に放電された状態（即ち、ＶOUT＝０、ＶF＝０）
から動作すると仮定する。更に、この分析は、第１及び第２の制御ループ５６、
５８の実施を仮定し、負荷キャパシタＣL及びフライキャパシタＣFの両方につい
て電荷の状態が各々監視される。更に、負荷キャパシタＣLにまたがる負荷電圧
ＶLは、出力電圧ＶOUTと交換可能に使用される。
【００６８】 始動中に、電力出力段４４は、多数の充電−放電段階を通って進み、やがて、
負荷キャパシタＣLに充電された出力電圧ＶOUTが、所定値（所望の出力電圧）又
は電圧基準ＶREFより上昇する。負荷キャパシタＣLが完全に充電された（即ち、
ＶOUT＞ＶREF）後に、電力出力段４４は、負荷が与えられるまで放電段階に留ま
り、図６の最も左側部分に示すように、出力電圧ＶOUTを基準電圧ＶREFより下降
させる（ＶOUT＜ＶREF）。時間（ｔ）＝０において充電段階が開始される前にデ
ッドタイム遅延ＴDELが生じる。フライキャパシタＣFは、その電圧ＶFが時間（
ｔ）＝ａに入力電圧の一部分εＶSに到達するまで充電される。フライキャパシ
タＣFが充電された後、電力出力段４４は、時間（ｔ）＝ｂで始まって時間（ｔ
）＝ｃで終わるＴDISにより与えられる最小時間周期中、放電段階に戻る。この
最小時間ＴDISは、フライキャパシタＣFが放電するに充分な時間を与える。この
最小放電時間の後に、電力出力段４４は、ＶOUT＞ＶREFの間、放電段階に留まる
。この分析は、最大電力容量状態を示すので、ＶOUTは、時間（ｔ）＝ｃに直ち
にＶREFより低くなる。従って、放電段階中に基準電圧ＶREFを越えることはなく
、放電段階／充電段階が再び実行される。
【００６９】 時間（ｔ）＝ａと時間（ｔ）＝ｂとの間のデッドタイム遅延ＴDELは、瞬間的
な短絡のおそれを排除するためにスイッチＭ１−Ｍ４が全て開いた状態で充電段
階と放電段階との間に生じる（即ち、トランスコンダクタンスを緩和するための
介在遅延）。例えば、スイッチＭ１及びＭ２が同時に閉じた場合には、エネルギ
ーソース１２の正の端子３０が正の出力端子４２へ短絡される。スイッチＭ１及
びＭ４が同時に閉じた場合には、フライキャパシタＣFが短絡され、性能を低下
すると共に、おそらく、発熱によるダメージを生じさせる。
【００７０】 この分析は、スイッチマトリクスを最適な割合で切り換える機会が存在するこ
とを示している。最初に、出力電圧ＶOUTが最小放電時間ＴDISの後に基準電圧Ｖ REF を越える場合には、放電段階に留まる機会が存在する。充電段階へ不必要に
（従って、非効率的に）切り換わって戻ることは、適宜に遅延される。同様に、
フライキャパシタＣFが充電されるときを感知することも、短過ぎる充電時間ＴC HG による不必要な切り換えを同様に回避するか、又は充電時間ＴCHGが長過ぎる
ときに更に多くの電荷を転送する欠落機会を回避する。
【００７１】 エネルギーソース１２としてバッテリを使用するアプリケーションの場合に、
本発明の電力出力段４４は、バッテリの効率を最大にしながら、バッテリの寿命
にわたり多数の性能制約を効果的に満足する。効率が高くなると、バッテリの稼
動寿命も延びる。性能制約は、許容出力電圧リプルＶRIPの限界を越えずに供給
できるピーク出力負荷電流ＩLの最小値を含む。出力電圧リプルＶRIPは、出力電
圧ＶOUTの変動の範囲である。音声アプリケーションにおいてノイズを最小にす
るには、動作周波数（即ち、充電段階と放電段階との間の繰り返し率）の最大許
容値も必要とされる。動作周波数が高過ぎる場合には、電力出力段４４により消
費される電荷がチャージポンプの効率を低下させる。これら目的の幾つかは、互
いに矛盾する。例えば、高い動作周波数は、出力電圧リプルＶRIPを減少するが
、電力出力段４４の効率も低下させる。従って、最適化するには、性能制約を満
足できるパラメータのサブセットを見つける必要がある。充分な余裕がある場合
には、このサブセット内で設計の効率を最大にする値を選択することにより設計
を最適化することができる。これは、出力性能制約を満足しながらバッテリ寿命
を延ばすといった電力コンバータ４０の効果を発揮する。電力スイッチＭ１−Ｍ
４及び典型的な電力要求をもつ電力出力段４４を最適化することについて以下に
説明する。
【００７２】 図５に示された回路に対する方程式で始めて、ループ電流及びノード電圧を、
電力出力段４４の充電及び放電サイクル中の負荷電流ＩL及び固定パラメータの
関数として見出すことができる。固定パラメータは、入力電圧ＶS、電力スイッ
チＭ１−Ｍ４の抵抗、キャパシタンス値ＣF及びＣL、並びに基準電圧ＶREFを含
む。入力電圧ＶSは、時間と共に変化するが、最悪の場合の分析は、その寿命中
に予想される最低値に固定されると仮定する。他の固定パラメータの幾つかは、
それらが所与の設計（例えば、キャパシタＣF、ＣLのサイズ、電力スイッチＭ１
−Ｍ４の形式等）に対して選択されるという点で固定される。可変パラメータは
、ε及びＴDISである。境界条件を評価することにより、方程式に対する特定の
解を見出すことができる。境界条件は、負荷電流ＩLが、固定及び可変パラメー
タの現在セットに対し考えられる最大となるように選択される。従って、微分方
程式の解は、パラメータの特定セットに対して供給できる最大負荷電流ＩLにつ
いて解くことができる。パラメータを変えることにより、それらの値の範囲にわ
たる最大負荷電流ＩLを見出すことができる。最大負荷電流ＩLは、パラメータの
連続関数である。これは、最大負荷電流ＩLの最大値が許容最小値を越えた場合
に、パラメータのサブセットもこの条件を満足することを意味する。電力出力段
４４の効率は、パラメータ値のこのサブセットにわたって最大にすることができ
、最小性能制約を満足しながら効率を与えることができる。
【００７３】 放電段階中には、キャパシタＣF及びＣL間の電圧は、次の通りである。
【数１】 そしてＶFO及びＶLOは、放電サイクルの開始における初期のフライキャパシタ電
圧ＶFO及び負荷電圧ＶLOである。フライキャパシタＣFが充電されるときには、
負荷キャパシタＣLが放電される。充電段階中には、キャパシタＣF及びＣL間の
電圧は、次の通りである。
【数２】 初期のフライ及び負荷電圧ＶF、ＶLは、充電段階の始めのものである。
【００７４】 ４つの方程式のこのセットは、４つの未知の値ＶF、ＶL、ＩL及びＴCHGも有し
、それ故、独特の解を有する（もし存在すれば）。図６に示された境界条件を使
用してこの解を見出すためのアルゴリズムは次の通りである。充電時間ＴCHGは
、次の式を求めることにより見出される。
【数３】 この式を解くＴCHGの値は、ゼロより大きなものが有効であると制限されねばな
らない。固定及び可変パラメータの全ての組み合わせに対して解は存在しない。
【００７５】 ＴCHGが分かると、パラメータの現在値に対する最大負荷電流ＩLは、次の式で
与えられる。
【数４】 放電段階の終りに、フライキャパシタ間の電圧ＶFは、次の通りである。
【数５】 放電段階の始めに、負荷電圧ＶLが到達する最低電圧は、次の通りである。
【数６】
【００７６】 これと基準電圧ＶREFとの間の差がリプルＶRIPである。 ＶRIP＝ＶREF−ＶLO このパラメータセットに対する動作周波数（即ち電圧リプルの周波数）は、次の
通りである。
【数７】 ピーク入力電圧も、評価の価値があり、充電段階の始め又は放電段階中のいずれ
かに生じ得る。負荷電流ＩLは一定であると仮定するので、放電中のピーク入力
電流ＩSは、この段階の始め又は終りに生じる。全サイクル中のピーク電流は、
これらの値の最大値である。
【数８】
【００７７】
【００７８】
【表１】
【００７９】 充電（ＲCHG）及び放電（ＲDIS）段階中に遭遇する直列抵抗は、テーブル１の
３つの動作点カラムで示されたように、電力出力段４４の最大電流容量に最も重
要な作用を及ぼす。大きなフライ（ＣF）及び負荷（ＣL）キャパシタは、この能
力を改善するが、それらの抵抗値が増加するにつれて改善の程度が緩和される。
キャパシタの値が増加すると、電流容量ではなく、出力電圧リプルＶRIPの減少
について大きな比例的作用を及ぼすと思われる。 上述した分析は、出力電圧がフィードバックとして感知されるとすれば、電力
出力段４４が、所望の出力電圧ＶOUTを得るように動的に制御されることを示し
ている。
【００８０】 電子装置に広く使用されている典型的な「電子」キャパシタ（導体間の誘電体
、例えば、タンタルポリマー）は、数マイクロ秒ないし数ミリ秒以内に自己放電
し、そして百万ないし一千万充電サイクルというサイクル寿命を有することを特
徴とする。電子キャパシタの自己放電時間が短いという欠点は、発振器ベースの
チャージポンプ２０が、電子キャパシタを充電及び放電できるレートと、電子キ
ャパシタが自己放電するレートとの間のデューティサイクルで動作しなければな
らないことを意味する。その結果、チャージポンプ出力段２４に対する既知の発
振器コントローラ２６は、５０ないし２００Ｈｚの範囲のチャージポンプ動作周
波数を考慮しない。低い需要レベルでは、チャージポンプは、１Ｈｚ以下で動作
するのが好都合である。
【００８１】 その結果、既知の発振器ベースのチャージポンプ２０は、数週間又は数ヶ月と
測定される自己放電時間を有するウルトラキャパシタ及び同様の高蓄積装置の利
点を取り入れることができない。ウルトラキャパシタとは、電解溶液を分極する
ことによりエネルギーを静電気的に蓄積する電気化学的二重層キャパシタである
。そのエネルギー蓄積薬品には化学的反応は含まれない。その結果、ウルトラキ
ャパシタは、著しく両方向性（回復可能）であり、従って、電気化学バッテリの
ような同等の蓄積方法とは異なり、数千回も充電及び放電することができる。適
当なウルトラキャパシタは、例えば、カリフォルニア州、サン・ディエゴのＭａ
ｘｗｅｌｌ（登録商標）テクノロジーから入手できるＰＳ−１０である。
【００８２】 「ウルトラキャパシタ」という語は、一般に電荷の漏れが比較的少ないために
高い効率を有することを特徴とする多数の形式の大型キャパシタを包含するもの
であることを理解されたい。従って、「ウルトラキャパシタ」は、二重層電解キ
ャパシタ（スーパーキャパシタ、ウルトラキャパシタ及び電力用キャパシタとし
てしばしば知られている）並びに擬似キャパシタを含む。 本発明の別の特徴によれば、フライキャパシタＣF及び負荷キャパシタＣLに対
してウルトラキャパシタを組み込んだチャージポンプは、５Ｗ以上の電力を供給
することができ、この割合に対しては、５０−２００Ｈｚの動作周波数が適当で
ある。 以下に詳細に述べる本発明の一実施形態の動的コントローラ５０は、発振器ベ
ースのチャージポンプ２０の周波数で動作できるが、この動的コントローラ５０
は、非常に低い動作周波数でも動作できる。その結果、動的コントローラ５０は
、ウルトラキャパシタの付加的な蓄積能力の利点を取り入れることができる。
【００８３】 １ボルト以下の電力コンバータ 図７には、本発明の原理により動的に制御される電力コンバータ４０Ａの一実
施形態がトップレベルブロック図の形態で示されている。以下の説明から明らか
なように、ここに示す実施形態は、非反転のチャージポンプ電力出力段４４Ａを
動的に制御することにより、エネルギーソース１２からの入力電圧ＶSを調整さ
れた出力電圧ＶOUTへとステップアップ又はステップダウンすることができる。
電力コンバータ４０Ａは、１ボルトより低い入力電圧ＶSでも動作することがで
きる。より詳細には、電力スイッチＭ１−Ｍ４は、低いスレッシュホールド切り
換え信号Ｓ１及びＳ２に応答する。更に、以下で明らかとなるように、電力コン
バータ４０Ａは、集積回路として容易に実施することができ、従って、小さなサ
イズで且つコストの安いものである。
【００８４】 図７に示す電力コンバータ４０Ａは、電力コントローラ４６Ａと、図５につい
て上述したものと同様の電力出力段４４Ａとを備えている。電力コントローラ４
６Ａは、ＶOUTが基準電圧ＶREFより低下するのに応答して切り換え信号を発生す
るための比較器９４を備えている。この比較器９４は、更に、フライキャパシタ
の電圧ＶF及び入力電圧ＶSに応答して、充電段階の時間巾を制御するのが好都合
である。より詳細には、比較器の入力切り換え回路９８は、その同じ比較器９４
を次のように充電及び放電の両サイクルに使用できるようにする。
【００８５】 充電段階中に、入力電圧の所定の一部分εＶSが、充電サイクル切り換え信号
Ｓ１に応答して閉じる比較器入力スイッチＭ９を経て第１の比較器入力１００へ
接続される。スイッチＭ９とエネルギーソース１２との間に介在されたＶS分割
器１０２は、所定の分数ε及びそれにより生じるＶSの減少信号を発生する。フ
ライキャパシタの電圧ＶFは、これも充電サイクル切り換え信号Ｓ１に応答する
比較器入力スイッチＭ１０を経て第２の比較器入力１０４に接続される。次いで
、比較器は、フライキャパシタの電圧ＶFが入力電圧の所定の一部分εＶSに到達
したときに切り換え信号を発生する。 放電段階中に、基準電圧ＶREFが、放電サイクル切り換え信号Ｓ２に応答する
比較器入力スイッチＭ１１を経て第１の比較器入力１００に接続される。又、Ｖ OUT 分割器１０８により与えられるＶOUTの所定の一部分が、切り換え信号Ｓ２に
応答する比較器入力スイッチＭ１２により第２の比較器入力１０４に接続される
。
【００８６】 比較器９４への種々の入力のスケーリングに関しては、特定のアプリケーショ
ンに対してスケーリングを種々組み合わせるのが適当であることが当業者に明ら
かであろう。例えば、ここに示す例は、ステップアップ電力コンバータ構成と、
比較的低い電圧基準ＶREFとをベースとしている。従って、ＶOUT分割器１０８は
、ＶOUTを必要に応じてスケールダウンし、単一の基準電圧を使用して所望の出
力電圧ＶOUTの範囲を得ることができる。ＶOUTが基準電圧より低いアプリケーシ
ョンでは、ＶOUT乗算器が使用されるか、又は分割器を使用して出力を電圧基準
９６から所望の基準電圧ＶREFへスケールダウンする。同様に、ステップダウン
電力コンバータに対する他の変更も明らかであろう。更に、もし必要であれば、
比較器９４に加えて、第２の比較器を使用してもよい。
【００８７】 比較器９４からの切り換えコマンドは、充電切り換え信号Ｓ１及び放電切り換
え信号Ｓ２を発生するために、タイミングコントローラ１１２により受け取られ
る。比較器９４とタイミングコントローラ１１２との間に効果的に介在されるの
は、不必要な切り換えを回避すると共に高い動作周波数からのＥＭＩ放出の影響
を減少する目的で切り換えにヒステリシスを生じさせる遅延回路１１４である。 図１１を参照して詳細に述べるように、放電時に且つ動的コントローラ５０Ａ
が電力出力段４４Ａの制御を行わないときに、電力出力段４４Ａの動作を開始す
るためのブートストラップ始動回路１１６が図７に示されている。
【００８８】 この始動回路１１６は、半導体がコールドスタート（即ち、最初に放電された
負荷キャパシタＣL）中に接地点にラッチされ、動的コントローラ５０Ａが電力
出力段４４Ａの制御を行うのを阻止する本実施形態の集積回路実施の場合に必要
とされる。より一般的には、この始動回路は、コールドスタート中に所望の出力
電圧ＶOUTで動作するまでに必要な時間を短縮することができる。 この始動回路１１６は、エネルギーソース１２の正の端子３０を、負荷キャパ
シタＣLの第１端子３２に直接接続するのではなく、フライキャパシタＣFの第１
端子３１に接続するものとして示されている。しかしながら、常閉スイッチＭ２
の選択により、始動回路は、以下に述べるように、始動（コールドスタート）状
態において負荷キャパシタＣLに効果的に接続されることが明らかであろう。
【００８９】 電力コントローラ４６Ａに含まれるバイパス制御回路１１８は、電力コンバー
タ４０Ａの容量を越える過渡的な高い負荷のようなある状態の間に使用される。
過渡的な高い負荷は、付加的な容量を必要とするような所定の大きさの出力電圧
の減少（電圧垂下）によって特徴付けられる。従って、バイパス回路１１８は、
ＶOUTを基準電圧ＶREFと比較する。電圧垂下がＶOUTにおいて検出されると、バ
イパス回路１１８は、バイパススイッチＭＢに対するバイパス切り換え信号ＳB
を発生し、このバイパススイッチは、それに応答して、エネルギーソース１２の
正の端子３０を出力端子４２に直接接続する。同様に、バイパス回路１１８は、
低い入力電圧による電力コンバータ４０Ａの切迫した故障に応答し、電力コンバ
ータ４０Ａの電力消費を除去することにより稼動寿命の延長に最良に応じること
ができる。従って、バイパス回路１１８は、入力電圧ＶSを基準電圧ＶREFと比較
し、それに応じてスイッチＭＢを動作する。
【００９０】 図７の電力コンバータ４０Ａの動作が図８ないし１０のフローチャートに示さ
れている。図８を参照すれば、電力コンバータの動作１３０は、蓄積素子が放電
した状態で始まり、従って、始動動作１３２は、図９及び１１において説明する
ように、集積回路での実施において接地にラッチされるのを防止するように実行
される。始動動作１３２の後に、電力コンバータの動作１３０は、図９を参照し
て説明するように、動的な動作１３４へと移行する。
【００９１】 動的な動作１３４は、一般に、遮断されるまで続けられ、ブロック１３６で示
されたように、出力電圧ＶOUTの垂下が生じたかどうか決定され、もしそうでな
ければ、動的な動作１３４が続けられる。ＶOUTの電圧垂下は、電力コンバータ
４０Ａの容量を越えるような大きな過渡的負荷を表わす出力電圧ＶOUTの降下で
ある。ブロック１３６においてＶOUTの垂下が検出された場合には、過渡状態の
バイパスが実行されて、上述したようにある時間周期中、出力端子をエネルギー
ソースに電気的に接続する（ブロック１３８）。本発明に適合するあるアプリケ
ーションでは、過渡状態のバイパスは、電力コンバータ４０Ａをエネルギーソー
ス１２及び出力端子４２、４３から電気的に切断する。この切断の効果は、電力
出力段４４Ａが放電して、過渡状態終了後に回復周期を生じさせるのを回避する
ことを含む。本発明に適合する他のアプリケーションでは、過渡状態のバイパス
は、電力コンバータ４０Ａをエネルギーソース１２及び出力端子４２、４３から
電気的に切断せず、従って、電力コンバータ４０Ａは、負荷装置１４により要求
される電力を供給するように貢献する。
【００９２】 出力電圧がまだ低い状態のままである場合には（ブロック１４０）、バイパス
がラッチ状態に入れられる（ブロック１４２）。ブロック１４０においてＶOUT
が回復している場合には、ブロック１４４において電流過負荷状態が存在するか
どうか決定することにより別の保護特徴が実行される。例えば、エネルギーソー
スは、おそらくある時間中に供給できる電流の量に対して安全限界をもつことが
できる。或いは又、出力電流を引き出す負荷装置１４は、故障モードにあって、
電力コンバータの動作１３０に通知されてもよい。従って、電流過負荷にある場
合には（ブロック１４４）、出力端子がエネルギーソースから切り離される（ブ
ロック１４６）。しかしながら、ブロック１４４において、電流過負荷が存在し
ない場合には、ブロック１４８においてコントローラがオフであるかどうか決定
される。これは、種々の保護手段の結果として電力コンバータを再始動する必要
がある状態になっていることを表わす。従って、コントローラがオフである場合
には（ブロック１４８）、電力コンバータの動作１３０は、始動動作（ブロック
１３２）へ復帰し、さもなければ、動的な動作（ブロック１３４）へ復帰する。
【００９３】 図８に示された逐次のフローチャートは、独立して及び連続して実行すること
のできる種々の保護モードを示すが、本発明により保護特徴の種々の組み合わせ
も包含できることが明らかであろう。 図９を参照すれば、図８で参照された始動動作１３２がフローチャートの形態
で示されている。この始動動作１３２の効果は、本発明による電力コンバータ４
０Ａが１ボルトより低い入力電圧でいかに始動できるか示すことを含む。これは
、負荷キャパシタＣLのような放電した蓄積キャパシタが、さもなければ、電力
コントローラ４６Ａの動作を生じないような集積回路アプリケーションに対して
特に望ましいことである。更に、始動動作１３２は、電力コンバータ全体で消費
される電力を減少できる低出力需要の別のチャージポンプとしての本発明の使用
も示唆する。
【００９４】 典型的な発振器ベースの電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２から負
荷キャパシタＣLへと電気的に接続されたブートストラップ外部大型電力用ショ
ットキーダイオードを組み込んでいる。このショットキーダイオードは、負荷キ
ャパシタの電圧ＶLが低いときに導通して、負荷キャパシタＣLの充電及び負荷装
置１４への電力の供給を開始する。この付加的なショットキーダイオードがない
と、負荷装置１４は、典型的な集積回路スイッチマトリクス４８の接地点ラッチ
傾向のために、負荷キャパシタＣLが充電するのを妨げる傾向となる。 ショットキーダイオードを追加すると、発振器制御の電力コンバータ２０に望
まれる小型化が阻止される。更に、ショットキーダイオードは、発振器制御電力
コンバータ２０の通常の動作中に電力を消費し、従って、効率を低下させる。
【００９５】 それ故、動的制御の電力コンバータ４０Ａを、通常動作中に効率に悪影響を及
ぼさずに始動することが望ましい。又、外部部品を伴わずに電力コンバータ４０
Ａと一体化できるようにしてそれを行うのが望ましい。 始動動作１３２は、ブロック１５０において電力コンバータに負荷が予め付与
されそしてブロック１５２において電力コンバータに入力電圧が使用できるとい
う初期状態で開始される。次いで、電力コントローラがオフであって電力出力段
を制御しないかどうかの決定がなされる（ブロック１５４）。電力コントローラ
がオンである場合には（ブロック１５４）、小型の始動用キャパシタＣQPUMPが
フローティング状態にされ（ブロック１５６）、そして始動動作１３２が行われ
る。
【００９６】 ブロック１５４において、コントローラがオフである場合には、始動スイッチ
が閉じて入力電圧ＶSを始動キャパシタＣQPUMPに供給し（ブロック１５８）、そ
して始動キャパシタＣQPUMPは、接地基準とされる（ブロック１６０）。始動キ
ャパシタＣQPUMPが充電されると（ブロック１６２）、それが蓄積キャパシタ（
例えば負荷キャパシタ）へと放電され（ブロック１６４）、そして始動キャパシ
タＣQPUMPを含む始動回路は、電力コンバータのスイッチマトリクスから切断さ
れる（ブロック１６６）。次いで、始動動作１３２は、ブロック１５４へ復帰し
、この始動サイクルがコントローラをアクチベートするのに充分であったかどう
か調べ、そして必要に応じて、次の始動動作サイクルが繰り返される。
【００９７】 図１０には、図８で参照した動的動作１３４がフローチャートの形態で示され
ている。最初に、フライキャパシタは、入力電圧ＶSと並列になるよう切り換え
られ、従って、フライキャパシタを充電することができる（ブロック１７０）。
フライキャパシタの電圧ＶFが入力電圧ＶSの所定の一部分（例えば、ＶSの８０
％）を越えると（ブロック１７２）、充電段階が終了となり、フライキャパシタ
ＣFを入力電圧ＶSとの並列接続から切り離し（ブロック１７４）、そしてデッド
タイム遅延ＴDELの間遅延させる（ブロック１７６）。
【００９８】 次いで、放電サイクルが開始し、ブロック１７７において、動的動作１３４が
ステップアップ動作であるかステップダウン動作であるかを決定する。ステップ
アップの場合には、放電段階中にフライキャパシタの電圧ＶFが入力電圧ＶSに加
算されるが、ステップダウンの場合には、フライキャパシタの電圧ＶFだけが使
用される。この選択は、動的動作１３４の各段階中に決定されるのではなく、予
め決定されそして予め設定されるが、これらの付加的な決定は、好都合にも、例
えば、基準電圧ＶREFを変更することにより出力電圧ＶOUTを希望通りに調整する
ことができる。
【００９９】 従って、ブロック１７７において、基準電圧ＶREFが入力電圧ＶSより小さい（
即ち、ステップダウン動作）かどうかの決定がなされる。もしそうであれば、フ
ライキャパシタＣFのみが負荷キャパシタＣL間に配置される（ブロック１７８）
。さもなければ、入力電圧ＶS及びフライキャパシタＣFが負荷キャパシタＣL間
に直列に配置される（ブロック１７９）。いずれかのブロック１７８又は１７９
の後に、最小放電時間遅延ＴDISが実行され、出力電圧ＶOUTに関わりなく、フラ
イキャパシタＣFを完全に放電できるようにする（ブロック１８０）。
【０１００】 次いで、動的動作１３４は、出力電圧ＶOUTが基準電圧ＶREFより大きい間にこ
の状態で待機する（ブロック１８２）。これは、比較器の非補償特性のためであ
る。手前の充電／放電サイクル中に転送された電荷の量が、ＶOUTがＶREFを越え
るように負荷キャパシタＣLを充電するのに不充分である場合には、別のその後
の充電／放電サイクルが直ちに必要とされる。他の場合には、手前の充電／放電
サイクルで充分である。従って、動的動作１３４は、負荷装置又は負荷キャパシ
タの自己放電が負荷キャパシタを充分に放電するまである時間周期中待機し続け
る。ＶOUTがＶREFより大きくないときには、フライキャパシタＣFが負荷キャパ
シタＣLから切断され（ブロック１８４）、これは、ステップアップの場合に入
力電圧ＶSを負荷キャパシタＣLから切り離すことを含む。次いで、別のデッドタ
イム遅延ＴDELが課せられ（ブロック１８６）、そしてブロック１７０の充電段
階へ復帰することによりサイクルが繰り返される。
【０１０１】 明瞭化のために、上記動的動作１３４は、フライキャパシタＣFを充電するこ
とで始まり、放電段階が保証されるときまで行われることが明らかであろう。し
かしながら、ここに示す実施形態では、充電段階が実際には放電段階内のネスト
状動作である。より詳細には、電力コンバータは、放電段階を開始し、そして付
加的な電荷が必要となる（例えば、ＶOUTがＶREFより降下する）ときまで放電段
階に留まる。次いで、充電段階が実行される。それが完了するや否や、必要な上
記遅延の後に、放電段階が再び開始する。その後、電力コンバータ４０Ａは、再
び放電段階に留まり、更に電荷が必要となるのを待機する。
【０１０２】 図１１には、図７の電力コンバータ４０Ａに対する一体化された電力出力段４
４Ａが、低スレッシュホールド（例えば、１ボルト以下）制御を行うことのでき
るＭＯＳＦＥＴトランジスタスイッチを使用して０．３５ミクロンの二重サリサ
イド(salicide)プロセス（２つのメタル、２つのポリサリサイド）で実施された
集積回路により効果的に示されており、これについては、参考としてここに取り
上げるＹｉｎｇ Ｘｕ氏等の名前で２０００年３月２２日に出願された「Latera
l Asymmetric Lightly Doped Drain MOSFET」と題する共通所有の出願中の米国
特許出願第０９／５３２，７６１号（Ｐ＆Ｇケース７９９２）に開示されている
。ここに開示されたＭＯＳＦＥＴデバイスは、低スレッシュホールド制御を有す
るのに加えて、本発明により使用されるスイッチマトリクス４８の効率に直接的
に影響する低いオン抵抗を有する。
【０１０３】 電力スイッチＭ１−Ｍ４並びにバイパススイッチＭＢは、低スレッシュホール
ドＭＯＳＦＥＴデバイスのアレーを組み込むことにより所望のピーク出力電流へ
の拡張可能な電流容量を有するが、図１１には単一トランジスタとして示されて
いる。ＭＯＳＦＥＴ電力スイッチＭ１−Ｍ４は、上記参照出願に説明されたよう
に、スイッチマトリクス４８を効率的に動作するために、低いオン抵抗及び高い
オフ抵抗に対して設計されるのが効果的である。
【０１０４】 一般的に、ｎ型ＭＯＳＦＥＴデバイスは、小型に製造し、迅速にスイッチしそ
してゲート電圧を伴わずに通常オフであるように選択される。しかしながら、あ
る場合には、ｐ型ＭＯＳＦＥＴスイッチが効果的に使用される。先ず、以下で明
らかになるように、フライキャパシタＣFの第１端子３１と負荷キャパシタＣLの
第１端子３２との間にｐ型電力用スイッチＭ２を使用すると、電力コンバータ４
０Ａを始動するのに１つの電力用スイッチＭ１をバイアスすればよい本発明の１
つの特徴による１ボルト以下の漸次始動回路１１６が許される。
【０１０５】 この始動回路１１６は、電力出力段４４Ａが放電されるときにこの始動回路１
１６をアクチベートするように構成されたｐ型ＭＯＳＦＥＴ始動スイッチＭＳを
備えている。スイッチングを制御するための種々の信号（例えば、Ｓ１、Ｓ２、
Ｓ２Ｎ、・・）は、以下で詳細に説明する。ＭＳのドレインは、入力電圧ＶSに
接続され、そしてゲート及びソースは、両方とも、フライキャパシタＣFの第１
端子３１に接続される。フライキャパシタＣFの第２端子３４に接続された２つ
の電力用スイッチＭ３、Ｍ４は、ｎ型で、従って、オープンであり、従って、フ
ライキャパシタＣFは、この状態においてフローティングである。しかしながら
、電力用スイッチＭ２は、上述したようなｐ型トランジスタであり、従って、電
力コントローラ４６Ａが最初にこの状態において付勢されない状態では閉じてい
る。その結果、始動スイッチＭＳも、そのゲート及びソースが、最初ゼロである
ＶOUTに接続されている。従って、始動スイッチＭＳのゲートは接地され、そし
て始動スイッチＭＳは、入力電圧ＶSを負荷キャパシタＣLに導通し始める。
【０１０６】 しかしながら、この１つの小さなＭＯＳＦＥＴの電流容量では負荷キャパシタ
ＣLを充電するのに不充分である。それ故、始動スイッチＭＳは、電力用スイッ
チＭ１を閉じるように間接的に使用されて、入力電圧ＶSが負荷キャパシタＣLに
送られるようにする。より詳細には、始動スイッチＭＳのソースからの入力電圧
は、ｎ型スイッチＭ１３のゲートに接続される。スイッチＭ１３は、スイッチＭ
Ｓからの入力電圧ＶSにより閉じる。スイッチＭ１３が閉じると、ドレインの入
力電圧ＶSは、ソースへ通され、これは、次いで、始動キャパシタＣQPUMPの第１
端子１９０に接続される。始動キャパシタＣQPUMPの第２端子１９２は、トラン
ジスタ対Ｍ１４、Ｍ１５に接続され、これは、電力コントローラ４６Ａが不作動
であるときに始動キャパシタＣQPUMPの第２端子１９２を接地するように構成さ
れる。さもなければ、トランジスタ対Ｍ１４、Ｍ１５は、始動キャパシタＣQPUM P の第２端子１９２をフローティングするように構成される。より詳細には、始
動キャパシタＣQPUMPの第２端子１９２は、ｐ型スイッチＭ１５のドレインと、
ｎ型スイッチＭ１４のソースとに接続される。スイッチＭ１５は、そのソースが
接地され、そしてそのゲートが負のバイアスによりバイアスされ、電力コントロ
ーラ４６Ａが動作するときにスイッチＭ１５を開く。それ故、電力コントローラ
４６Ａが動作するときには、始動キャパシタＣQPUMPの第２端子１９２が接地か
ら切り離される。スイッチＭ１４は、そのドレインが入力電圧ＶSに接続され、
そしてそのゲートが正のバイアスによりバイアスされて、電力コントローラが動
作するときにスイッチＭ１４を閉じる。
【０１０７】 図１２には、図７の電力コンバータ４０Ａに適した回路が示されている。図１
２は、充電段階中及び放電段階中に比較を実行するように比較器９４をバイアス
するための１つの回路実施形態を示す。充電及び放電段階中には、この回路が既
に始動されており、そして電力コントローラ４６Ａは、切り換え信号（例えば、
Ｓ１、Ｓ２等）を発生するように動作する。Ｓ１がＭ９及びＭ１０を閉じる充電
段階中には、入力電圧ＶSの分割器１０２が、図７について述べたように、フラ
イキャパシタ電圧ＶFと比較するために、入力電圧ＶSを所定の係数（例えば、８
０％）で減少する。Ｓ２がＭ１１及びＭ１２を閉じる放電段階中には、ＶOUTの
分割器１０８が、電圧基準９６からの基準電圧と正しく比較するために、出力電
圧ＶOUTをスケーリングする。
【０１０８】 又、図１２は、電力コントローラ回路４６Ａのタイミングコントローラ１１２
が、充電切り換え信号Ｓ１及び放電切り換え信号Ｓ２と同等のことを実行するた
めに、以下に詳細に述べる複数の信号Ｐ＿Ｓ２ＮＢ、Ｐ＿Ｓ２ＮＡ、Ｓ２、Ｓ２
Ｎ、Ｐ＿Ｓ１、Ｓ１、Ｓ１Ｎを発生することも示している。この複数の信号は、
ここに示す実施形態では、電力用スイッチＭ１−Ｍ４が他のスイッチより大きな
電流を必要とし、そして電力用スイッチＭ２、Ｍ４がｐ型であり、ひいては、ｎ
型の電力用ＭＯＳＦＥＴ電力スイッチＭ１、Ｍ３よりゆっくり切り換わるために
必要とされる。Ｍ１、Ｍ３の一方又は両方がＭ２、Ｍ４の一方又は両方と同時に
閉じるようなトランスコンダクタンスを防止するために、各ゲートへの信号には
ある遅延が必要とされる。
【０１０９】 図１３には、電圧基準９６の一実施形態が示されており、これは、本発明の特
徴による１ボルト以下の入力電圧ＶSでの動作を行うことができる。定電流回路
２００は、電圧基準対レール回路２０２を付勢し、電圧基準対レール回路２０２
を入力電圧ＶSの変化から分離する。出力バッファ２０４は、電圧基準対レール
回路２０２からの増幅されない基準電圧を増幅する。電圧基準対レール回路２０
２を温度補償するために、絶対温度に比例する並列ダイオードアレー（ＰＴＡＴ
）回路２０６が回路２０２をバイアスする。
【０１１０】 図１４及び１５には、図７の電力コントローラ４６Ａに対する比較器９４の一
実施形態が示されている。差動増幅器２０６−２１０は、共通モード信号を拒絶
するのに有効なために、好都合に使用される。例えば、共通モード信号は、入力
に誘起されたノイズである。集積回路の差動増幅器は、出力利得が比較的低い。
これは、入力トランジスタに非直線性があり及び電力コントローラ４６Ａの後部
段に対して必要な電流利得を与えるという２つの状態を意味する。入力の非直線
性をある程度打ち消すために、３つの差動増幅器の組合体が示されており、第１
の差動増幅器２０６は、Ｖ＋入力をその負の入力に受け取りそしてＶ−をその正
の入力に受け取る。第２の差動増幅器２０８は、Ｖ−をその負の端子に受け取り
そしてＶ＋をその正の端子に受け取る。第１の差動増幅器２０６の出力は、第３
の作動増幅器２１０の負端子に接続され、そして第２の差動増幅器２０８の出力
は、第３の作動増幅器２１０の正入力に接続される。第４の差動増幅器２１２は
、第３の作動増幅器２１０からの比較器切り換え信号（Ｏｕｔ＋、Ｏｕｔ−）の
電流を増加するための電圧ホロワバッファとして構成される。
【０１１１】 図１６には、図７の電力コントローラ４６Ａに対するタイミングコントローラ
回路１１２の一実施形態が示されている。基本的に、このタイミングコントロー
ラ回路１１２は、充電段階と放電段階との間に電力出力段４４Ａを再構成するた
めに必要な個々の切り換えコマンドを実行する役割を果たす。更に、電力コント
ローラ４６Ａに対するこのタイミングコントローラ回路１１２は、あるスイッチ
組み合わせを回避するために、対構成にされるスイッチ及びシーケンスされるス
イッチを正しく段階的投入しなければならない。例えば、充電段階の電力スイッ
チＭ１及びＭ３は、いずれも、放電段階の電力スイッチＭ２及びＭ４のいずれか
と同時に閉じてはならない。さもなければ、交差導通（即ちトランスコンダクタ
ンス）が発生し、例えば、エネルギーソース１２が、上述したように、出力端子
４２に瞬間的に短絡される。
【０１１２】 図１７は、タイミングコントローラ回路１１２のタイミング図である。より詳
細には、Ｓ１信号は、動的コントローラ５０によって内部で使用される充電段階
信号である。Ｓ２信号は、動的コントローラ５０によって内部で使用される放電
段階信号である。Ｐ＿Ｓ２Ｎｂ信号は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ２に対する
大電流切り換え信号で、交差導通を防止するためにＳ２信号に対して遅延され、
そして正電圧でオープンされるｐ型ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ２によりＳ２信号か
ら反転されている。Ｐ＿Ｓ２Ｎａ信号は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ４に対す
る大電流切り換え信号で、Ｐ＿Ｓ２Ｎｂ信号に対して遅延されている。Ｐ＿Ｓ１
信号は、電力用ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１、Ｍ３に対するＳ１の大電流形態であ
る。Ｓ２Ｎ信号は、始動回路１６、特にスイッチＭ１４に対するＳ２信号の反転
形態である。Ｓ１Ｎ信号は、始動回路１１６、特にスイッチＭ１５に対するＳ１
信号の反転形態である。
【０１１３】 以上、本発明を多数の実施形態を参照して説明し、そしてそれらの実施形態を
非常に詳細に説明したが、本発明の範囲をこれらの詳細に何ら制限するものでは
ない。当業者であれば、付加的な効果及び変更が容易に明らかであろう。 例えば、非反転チャージポンプ電力出力段４４Ａの動的な制御を説明したが、
その開示に鑑み、当業者であれば、本発明により、反転チャージポンプ電力出力
段の動的制御もなし得ることが容易に明らかであろう。 本発明による電力コンバータ４０Ａは、広範囲な製品に組み込むことができる
。例えば、上述した集積回路及び低電力消費特性で達成できる小型サイズの効果
を取り入れる電力コンバータ４０Ａは、好都合にも、バッテリパッケージに組み
込んでバッテリの使用寿命を向上すると共に需要時のエネルギー及び振幅を向上
することができる。
【０１１４】 更に、本発明による電力コンバータ４０Ａは、エネルギーソース１２内に組み
込まれるか、エネルギーソース１２を使用する負荷装置１４内に組み込まれるか
に関わらず、広範囲のポータブル電子装置１０を改良し又はそれらを可能にする
。例えば、エネルギーソース１２のサイズ及び重量の減少は、着用されるか植え
込まれるかに関わりなく、ほとんど侵襲的でない医療診断、エネルギー投与又は
操作式薬品投与装置を許す。 更に、バッテリ又は同様のエネルギーソース１２によって現在付勢されている
ポータブル電子装置は、本発明による電力コンバータを組み込むことにより改良
できる。例えば、ポータブル通信装置及びポータブルオーディオ装置では、効率
増加によって改善された使用寿命が得られ、そして需要の低下により許されたと
きに、電力コンバータ４０Ａの動作周波数、ひいては、ノイズを減少することに
より、性能を向上することができる。
【０１１５】 又、本発明によるほぼ又は完全に一体化された電力コンバータ４０Ａは、メモ
リ、論理回路及び他の集積デバイスのための充分に小型の効率的な電源を提供す
る。例えば、電力コンバータ４０Ａは、メモリ、論理回路又は他の集積デバイス
も収容する集積回路の一部分に埋め込むことができる。 更に、入力電圧、特に低い入力電圧に動的に適応されることに関連した本発明
の特徴は、入力電圧が非持久性であり、さもなければ、一般に知られた電力コン
バータに適さないようなアプリケーションを考慮している。例えば、光電池は、
表面積と、入射する放射エネルギーの量とに関して電力を発生する。その結果、
光電池を使用する装置は、光が不充分なためにしばしば不作動になり、典型的な
入手電力量以内に留まるように機能を制限しなければならず、及び／又は光電池
用の表面積を増加しなければならない。従って、電力コンバータ４０Ａは、小型
の光電池、及び広範囲な光条件におけるその使用を考慮するものである。
【０１１６】 別の例として、本発明による多出力電力コンバータ４０Ａは、種々の出力電圧
レベル及びエネルギー伝達容量に対して構成される複数の電力コンバータを含む
ことができる。或いは又、単一の電力コントローラ４６Ａが、複数の電力出力段
４４Ａを制御してもよい。このような組み合わせは、更に、ある出力は付勢状態
に保たれるが、他の出力は、出力信号コマンドＳCのようなパラメータやエネル
ギーソース１２の感知された切迫する欠乏に基づき切断されるような段階的電力
ダウンといった特徴も含む。従って、ポータブル電子装置１０は、異なる電圧レ
ベルを必要とする種々の部分をもつことができる。あるバッテリ節約モードがマ
イクロプロセッサによって指令されてもよいし、或いは電力コンバータ４０Ａそ
れ自体が切迫するバッテリ故障を感知してもよい。従って、ある出力は、電力を
節約するために遮断されるが、揮発性メモリ機能をサポートするような重要な機
能は維持することができる。
【０１１７】 更に別の付加的な例として、明瞭化のために単一のフライキャパシタＣF及び
負荷キャパシタＣLが示された。本発明による電力コンバータ４０Ａは、複数の
フライキャパシタＣF及び／又は複数の負荷キャパシタＣLを含んでもよいことが
当業者に明らかであろう。更に、フライキャパシタＣF及び／又は負荷キャパシ
タＣLは、電気及び磁気エネルギー用の種々の蓄積装置を構成してもよい。
【０１１８】 別の例として、本発明による電力コンバータ４０Ａは、広範囲な製品に組み込
むことができる。例えば、上述した小型サイズ及び低電力消費（即ち効率的な）
特性の利点を取り入れた電力コンバータ４０Ａは、好都合にも、バッテリパッケ
ージに組み込んでバッテリの使用寿命を向上すると共に需要時のエネルギー及び
振幅を向上することができる。電力コンバータ４０Ａを組み込むことは、１９９
８年４月２日に全て出願された次のような共通所有の出願中の特許出願に開示さ
れたのと同様に実行される。ブラジミア・ガルツステイン及びドラガンＤ．ネブ
リジックという名前で「PRIMARY BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EX
TEND BATTERY RUN TIME」と題する米国特許出願第０９／０５４，１９２号；ブ
ラジミア・ガルツステイン及びドラガンＤ．ネブリジックという名前で「BATTER
Y HAVING A BUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY SURVICE RUN TIME」と題
する米国特許出願第０９／０５４，１９１号；ブラジミア・ガルツステイン及び
ドラガンＤ．ネブリジックという名前で「BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLL
ER」と題する米国特許出願第０９／０５４，０８７号；及びドラガンＤ．ネブリ
ジック、ミランＭ．ジェブティッチ、ビグ・シェリル、ニック・ブスコ、ピータ
ー・ハンセン、及びウイリアム・ミラムという名前で「BATTERY HAVING A BUILT
-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY SURVICE RUN TIME」と題する米国プロビジ
ョナル特許出願第６０／０８０，４２７号。これら特許出願は、全て、参考とし
てその全体をここに援用する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 電力コンバータをもつ電源を組み込んだポータブル電子装置のトップレベルブ
ロック図である。
【図２】 発振器制御される電力コンバータ（オープンループのチャージポンプ）のトッ
プレベルブロック図である。
【図３】 動的に制御され固有に調整される電力コンバータのトップレベルブロック図で
ある。
【図４】 図３の電力コンバータに対する電力出力段の回路の一実施形態を示す図である
。
【図５】 図３の電力コンバータに対する電力出力段の回路の別の実施形態を示す図であ
る。
【図６】 図５の電力出力段の最大負荷条件に対する境界条件の電圧プロットである。
【図７】 動的に制御される電力コンバータの実施形態を示すトップレベルブロック図で
ある。
【図８】 図７の電力コンバータの動作を示すフローチャートである。
【図９】 図８の始動を示すフローチャートである。
【図１０】 図８の動的な動作を示すフローチャートである。
【図１１】 図７の電力コンバータに対する電力出力段の回路の実施形態を示す図である。
【図１２】 図７の電力コンバータの電力コントローラ回路の実施形態を示す図である。
【図１３】 図１２の電力コントローラの電圧基準回路の実施形態を示す図である。
【図１４】 図１２の電力コントローラの比較回路の実施形態を示す図である。
【図１５】 図１４の比較回路の詳細な回路図である。
【図１６】 図１２の電力コントローラのタイミング制御回路の実施形態を示す図である。
【図１７】 図１６のタイミング制御回路のタイミング図である。
【手続補正書】
【提出日】平成１４年１２月２０日（２００２．１２．２０）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＯ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ， ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ， ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，Ｐ Ｔ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ， ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ジェヴティッチ ミラン マーセル アメリカ合衆国 オハイオ州 45208 シ ンシナティー スプリンガー アヴェニュ ー 3001 (72)発明者 ガートスタイン ヴラディミール アメリカ合衆国 オハイオ州 45241 シ ンシナティー ハントウィック プレイス 11187 (72)発明者 ミラム ウィリアム トーマス アメリカ合衆国 テネシー州 37909 ノ ックスヴィル チャドウィック ドライヴ 8311 (72)発明者 シェリル ジェイムス ヴィグ アメリカ合衆国 テネシー州 37828 ノ リス ピーオー ボックス 214 (72)発明者 バスコ ニコラス アメリカ合衆国 テネシー州 37931 ノ ックスヴィル セクレタリアート ブール ヴァード 1508 (72)発明者 ハンセン ピーター アメリカ合衆国 テネシー州 37922 ノ ックスヴィル マクフィー ロード 329 Ｆターム(参考） 5H730 AS04 AS15 BB02 DD04

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷キャパシタ及びフライキャパシタを含む電力出力段を備
    え、この電力出力段は、エネルギーソースから入力電圧を受け取り、そして出力
    端子間に出力電圧を発生するように構成され、負荷キャパシタは、出力端子間に
    電気的に接続され、更に、この電力出力段は、充電状態と放電状態との間で切り
    換わるように構成され、充電状態では、フライキャパシタが入力電圧と電気的に
    並列であり、そして放電状態では、フライキャパシタが負荷キャパシタ間に電気
    的に接続され、そして 上記電力出力段に作動的に接続され、そして負荷キャパシタ間の出力電圧及び
    所定の基準電圧に応答して、充電状態から放電状態への切り換えを指令するよう
    に構成された動的コントローラを更に備えたことを特徴とする電力コンバータ。
  2. 【請求項２】 上記動的コントローラは、更に、入力電圧及びフライキャパ
    シタ間のフライキャパシタ電圧に応答して、放電状態から充電状態への切り換え
    を指令するように構成された請求項１に記載の電力コンバータ。
  3. 【請求項３】 上記動的コントローラは、更に、トランスコンダクタンスを
    軽減するために遅延を介在して充電状態と放電状態との間でフライキャパシタを
    切り換えるように構成された請求項１又は２に記載の電力コンバータ。
  4. 【請求項４】 放電状態の間に、上記エネルギーソースがフライキャパシタ
    と電気的に直列に接続されて、エネルギーソース及びフライキャパシタの直列組
    合体が負荷キャパシタ間に電気的に接続されるようにする請求項１ないし３のい
    ずれかに記載の電力コンバータ。
  5. 【請求項５】 上記放電状態は、更に、ステップアップ放電状態とステップ
    ダウン放電状態を選択できることを特徴とし、上記電力出力段は、更に、フライ
    キャパシタが負荷キャパシタ間に電気的に接続されるステップアップ放電状態と
    、エネルギーソース及びフライキャパシタの直列組合体が負荷キャパシタ間に電
    気的に接続されるステップダウン放電状態との間で切り換わるように構成され、
    そして上記動的コントローラは、更に、入力電圧が基準電圧より大きいのに応答
    してステップアップ放電段階を選択し、さもなければ、ステップダウン放電状態
    を選択する請求項１ないし４のいずれかに記載の電力コンバータ。
  6. 【請求項６】 上記フライキャパシタ及び負荷キャパシタの一方は、ウルト
    ラキャパシタを含む請求項１ないし５のいずれかに記載の電力コンバータ。
  7. 【請求項７】 高負荷需要に応答してエネルギーソースを出力端子に作動的
    に接続するバイパス回路を更に備えた請求項１ないし６のいずれかに記載の電力
    コンバータ。
  8. 【請求項８】 上記バイパス回路は、更に、出力電圧の垂下を感知すること
    により高負荷需要に応答するよう構成された請求項１ないし７のいずれかに記載
    の電力コンバータ。
  9. 【請求項９】 上記エネルギーソースからの感知された電流に応答して出力
    端子をエネルギーソースから電気的に切断するための保護回路を更に備えた請求
    項１ないし８のいずれかに記載の電力コンバータ。
  10. 【請求項１０】 上記電力出力段は、オン抵抗の低いＦＥＴスイッチを含む
    請求項１ないし９のいずれかに記載の電力コンバータ。
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