CN108713286A - 实现高功率因数和波谷切换的升降压型控制器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种高功率因数升降压型变换器，其具有整流低频AC线电压输入和DC输出。所述变换器可以包括：磁性元件(103)；受控开关(102)，所述受控开关(102)具有栅极端子和耦合至所述磁性元件的漏极端子；整流器(二极管105)，所述整流器(二极管105)耦合至所述磁性元件；输出平滑电容器(106)，所述输出平滑电容器(106)耦合至所述整流器二极管；以及控制电路(199)，所述控制电路(199)具有耦合至所述受控开关的所述栅极端子的输出，用于反复关断所述受控开关第一持续时间和接通所述受控开关第二持续时间。所述第二持续时间可以被确定为紧接在所述第二持续时间前的所述第一持续时间的函数。

Description

实现高功率因数和波谷切换的升降压型控制器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2016年3月11日提交的美国临时专利申请62/307,056和于2017年2月27日提交的美国非临时专利申请15/442,886的权益，这些申请以引用的方式全部并入本文。
背景技术
本公开大体上涉及一种高功率因数升降压型(buck-boost)(反激式(flyback))变换器和控制电路以及用于其的方法。
发明内容
图1描绘了一种用于接收来自整流AC线电压源100的输入电压VIN以及将稳定DC输出电压VOUT传递至输出负载190的现有技术高功率因数不连续导通模式(DCM)反激式变换器。图1的反激式变换器包括：具有初级绕组和次级绕组的磁性元件103、具有栅极端子和漏极端子的受控开关102、整流器二极管105、以及输出滤波电容器106。
图1的反激式变换器还包括控制电路，该控制电路包括积分器107，该积分器107具有用于对VOUT与参考电压VREF之间的差进行积分的反相和非反相输入并且具有用于传递所产生的积分电压的输出。控制电路还包括时钟信号CLK、线性渐变电压源VRAMP和比较器108，该比较器108具有输出以及反相和非反相输入，该比较器108用于将积分器107的输出电压与渐变电压VRAMP进行比较。控制电路还可以包括触发电路109，该触发电路109用于以高频率速率反复接通和关断受控开关102，具有耦合至开关102的栅极的输出Q、用于接收时钟信号CLK并且在接收到CLK时接通输出Q的设置输入S、和用于接收比较器108的输出并且关断输出Q的重置输入R。
图2图示了在开关102的栅极处的电压的栅极波形202和在开关102的漏极处的漏极电压VD的漏极电压波形201。图1的变换器是在通过时钟信号CLK而被确定的固定开关周期TSW内操作的。时间间隔TON表示开关102的导通状态。非导通状态是通过在漏极电压201的导通后振荡后的二极管105的导通来表示的。
选择比被整流AC线电压100的周期大很多的积分器107的积分时间常数，并且因此，可以认为时间间隔TON在单个AC线周期内是恒定的。DCM反激式变换器的在一个开关周期内被平均的输入电流可以被表示为：
其中，Reff＝LPRI·TSW/TON 2是有效输入电阻。图1的变换器以自然单位功率因数为特征，因为TON和TSW均是固定的。
然而，图1的自然高功率因数反激式变换器在深度不连续导通模式下操作。结果，开关102遭受高峰值和RMS电流，从而产生高导通和关断功率损耗。在高开关频率(或者低TSW)和开关102两端的高电压VD下，由于存储在开关102的输出电容和其它寄生电容中的大量寄生能量，接通功率损耗也变得显著。
图3示出了另一种现有技术高功率因数不连续导通模式(DCM)反激式变换器，除了时钟信号CLK被波谷检测器电路101取代之外，该变换器包括图1的变换器的所有元件，该波谷检测器电路101用于检测漏极电压201的导通后振荡波谷并且用于触发设置输入S在检测到波谷时接通开关102。用图4所示的开关102的漏极电压波形210来说明该最小电压波谷开关。
由于对DCM变换器可能的最小峰值和RMS电流以及由于在开关102两端的最小可能电压下接通开关102，与图1的变换器相比较，图3的变换器实现了效率的提高。然而，开关周期TSW在输入电压100的AC线周期内变得可变，从而产生不恒定的有效输入电阻Reff，并且因此产生输入电流畸变。因此，需要控制电路来克服图3的变换器中的恒定控制的缺陷。
根据一个或者多个示例性实施例的方面，提供了一种用于接收来自整流AC线电压源的输入电压并且将稳定DC输出电压传递至输出负载的高功率因数升降压型变换器，其可以包括：磁性元件；受控开关，该受控开关具有栅极端子和耦合至磁性元件的漏极端子；整流器二极管，该整流器二极管耦合至磁性元件；输出平滑电容器，该输出平滑电容器耦合至整流器二极管；以及控制电路，该控制电路具有耦合至受控开关的栅极端子的输出，用于反复关断受控开关第一持续时间和接通受控开关第二持续时间。第二持续时间可以被确定为紧接在第二持续时间前的第一持续时间的函数。
高功率因数升降压型变换器还可以包括波谷检测电路，该波谷检测电路配置为检测在受控开关的漏极端子处的电压的导通后振荡波谷，其中，波谷检测电路输出控制信号，该控制信号被控制电路用来控制受控开关。一旦从波谷检测电路接收到控制信号，控制电路便会使受控开关接通。
当整流器二极管变成反向偏置时，控制电路可以立即接通受控开关。控制电路可以确定第二持续时间，从而使第二持续时间的平方与第一持续时间和第二持续时间的总和的商在整流AC线电压的周期内是大体上恒定的。
根据一个或者多个示例性实施例的方面，高功率因数升降压型变换器可以包括误差检测器电路，该误差检测器电路配置为接收来自输出平滑电容器的输出电压以及参考电压作为输入，并且输出差异电压，该差异电压等于输出电压与参考电压之间的差。控制电路可以使用差异电压来确定第一持续时间和第二持续时间。高功率因数升降压型变换器还可以包括积分器电路，该积分器电路配置为生成控制电压，该控制电压是差异电压的时间积分，其中，控制电路可以基于控制电压来确定第一持续时间和第二持续时间。
根据一个或者多个示例性实施例的方面，高功率因数升降压型变换器还可以包括电流感测电路，该电流感测电路配置为测量高功率因数升降压型变换器的输出电流并且输出感测电压，该感测电压与高功率因数升降压型变换器的测量输出电流成比例。误差检测器电路可以配置为接收感测电压和参考电压作为输入。误差检测器电路可以配置为输出差异电压，该差异电压等于感测电压与参考电压之间的差。
根据一个或者多个示例性实施例的另一方面，高功率因数升降压型变换器可以包括模拟差分积分器，所述模拟差分积分器配置为接收来自输出平滑电容器的输出电压以及参考电压作为输入，并且输出差异电压，该差异电压等于输出电压与参考电压之间的差，其中，模拟差分积分器配置为生成控制电压，该控制电压是差异电压的时间积分。
根据一个或者多个示例性实施例的又一方面，控制电路可以包括：触发电路，该触发电路配置为以高频率速率反复接通和关断受控开关；受控渐变发生器，该受控渐变发生器配置为生成线性电压渐变，该线性电压渐变具有与控制电压成比例的转换速率；固定渐变发生器，该固定渐变发生器配置为生成二次电压渐变，该二次电压渐变具有与触发电路的输出的活动状态的持续时间成比例的转换速率；以及比较器电路，该比较器电路配置为将线性电压渐变和二次电压渐变进行比较。
固定渐变发生器响应于进入非活动状态的触发电路的输出将二次渐变电压重置成初始水平。比较器电路可以包括耦合至触发电路的重置输入的输出，其中，比较器电路的输出可以配置为响应于二次电压渐变超过线性电压渐变使触发电路的输出的活动状态终止并且将线性电压渐变重置成初始水平。
根据一个或者多个示例性实施例的另一方面，高功率因数升降压型变换器可以包括：组合信号发生器，该组合信号发生器配置为接收控制电压并且生成输出电压；以及比较器电路，该比较器电路配置为将组合信号发生器所生成的输出电压与初始电压水平进行比较。比较器电路的输出可以被耦合至组合信号发生器的重置输入以将组合信号发生器的输出电压重置成初始电压水平，并且组合信号发生器可以包括耦合至触发电路的输出的输入。
根据一个或者多个示例性实施例的另一方面，提供了一种实现DCM升降压型变换器中的高功率因数的方法。该方法可以包括：关断升降压型变换器的受控开关；生成线性信号渐变；确定耦合至受控开关的磁性元件是否处于不连续导通模式；响应于确定磁性元件处于不连续导通模式，确定受控开关的非导通状态的持续时间是否已经达到非导通状态的终点；响应于确定受控开关的非导通状态的持续时间已经达到非导通状态的终点，接通受控开关；生成二次信号渐变；确定二次信号渐变是否超过线性信号渐变；以及响应于确定二次信号渐变超过线性信号渐变，关断受控开关。
根据一个或者多个示例性实施例的又一方面，提供了一种实现DCM升降压型变换器中的高功率因数的方法。该方法可以包括：关断升降压型变换器的受控开关；确定耦合至受控开关的磁性元件是否处于不连续导通模式；响应于确定磁性元件处于不连续导通模式，确定受控开关的非导通状态的持续时间是否已经达到非导通状态的终点；响应于确定受控开关的非导通状态的持续时间已经达到非导通状态的终点，计算受控开关的导通状态的持续时间作为非导通状态的持续时间的函数。
根据一个或者多个示例性实施例的方面，提供了一种高功率因数升降压型变换器，其可以包括：磁性元件；受控开关，该受控开关具有栅极端子和耦合至磁性元件的漏极端子；整流器二极管，该整流器二极管耦合至磁性元件；输出平滑电容器，该输出平滑电容器耦合至整流器二极管；以及控制电路，该控制电路具有耦合至受控开关的栅极端子的输出，用于反复关断受控开关第一持续时间，接通受控开关第二持续时间，以及接通受控开关第三持续时间，该第二持续时间紧接在第一持续时间后，该第三持续时间紧接在第一持续时间前。第一持续时间可以包括整流器二极管的非导通状态的持续时间，并且第二持续时间可以被确定为第三持续时间和整流器二极管的非导通状态的持续时间的函数。
控制电路可以生成第四持续时间作为第三持续时间与输入电压和输出电压的商的乘积。控制电路可以确定第二持续时间，从而使第二持续时间的平方与第四持续时间、整流器二极管的非导通状态的持续时间和第二持续时间的总和的商在整流AC线电压的周期内是大体上恒定的。
磁性元件可以包括具有匝数比的初级绕组和次级绕组。控制电路可以生成第四持续时间作为第三持续时间与通过匝数比反映到初级绕组的输入电压和输出电压的商的乘积。
附图说明
图1图示了根据现有技术的反激式变换器。
图2图示了图1所示的反激式变换器的电压波形。
图3图示了根据现有技术的另一反激式变换器。
图4图示了图3所示的反激式变换器的电压波形。
图5图示了根据示例性实施例的反激式变换器。
图5a图示了根据另一示例性实施例的反激式变换器。
图6是图示了图5的示例性反激式变换器的性能的波形图。
图7是图示了根据示例性实施例的反激式变换器的控制方法的流程图。
图8图示了根据另一示例性实施例的反激式变换器。
图9是图示了根据示例性实施例的反激式变换器的实时控制方法的流程图。
图10图示了根据又一示例性实施例的反激式变换器。
图11是图示了图10的示例性反激式变换器的性能的波形图。
图12图示了根据又一示例性实施例的反激式变换器。
图13是图示了图12的示例性反激式变换器的性能的波形图。
具体实施方式
现在将详细介绍图示于附图中的以下示例性实施例，在附图中，相同的附图标记自始至终指代相同的元件。示例性实施例可以体现为各种形式，但不限于本文所陈述的示例性实施例。为了清楚起见，省略了对众所周知的部件的描述。
图5示出了根据本公开的示例性实施例的高功率因数不连续导通模式(DCM)反激式变换器。参照图5，示例性实施例的反激式变换器可以接收来自整流AC线电压源100的输入电压VIN并且将稳定DC输出电压VOUT传递至输出负载190。图5的反激式变换器可以包括：磁性元件103，该磁性元件103具有初级绕组PRI和次级绕组SEC；控制开关102，该控制开关102具有栅极端子和漏极端子；整流器二极管105；输出平滑电容器106；以及控制电路199，该控制电路199具有耦合至开关102的栅极端子的TON输出，用于以高频率速率反复接通和关断开关。图5的反激式变换器还可以包括波谷检测器101。控制电路199还可以包括耦合至波谷检测器101的时钟输入CLK。
图5a描绘了根据与图5的示例性实施例相似的另一示例性实施例的变换器，但是其中，磁性元件103被具有单个绕组的感应器303取代。
图6图示了图5的示例性反激式变换器的操作。波形202表示在控制开关102的栅极的输出TON处的电压，其中，ΤΟΝ,n是开关102的导通状态，TOFF,n-1是开关102的紧跟在ΤΟΝ,n之前的非导通状态。波形210表示开关102的示例性漏极电压VD。
为了保持不连续导通模式(DCM)，当二极管105变成反向偏置时，控制电路199立即允许开关102的导通状态ΤΟΝ,n。该条件可以通过设计或者使用已知零电流检测方法中的一种来实现。一旦DCM操作得到保证，开关102便在根据以下控制规律而计算得到的持续时间ΤΟΝ,n内导通：
其中，TO是在整流AC线电压的周期内大体上固定的时间常数。
如等式(2)中所示的，控制规律是迭代的，因为在任何给定开关周期内的ΤΟΝ,n是由上一周期中的TOFF,n-1确定的，相应地，其也是TON,n-1的显函数。而且，在控制规律等式(2)中TOFF,n-1可以用(mR -1+ΔT)直接代替，这会产生等式(2a)：
在等式(2)中代入TON、TOFF和TSW＝TON+TOFF的稳态值，获得下面的等式(3)：
等式(3)保证了DCM反激式变换器中的单位功率因数，尽管单独改变TON和TSW。等式(1)给出的相应有效电阻现在可以被表示为Reff＝LPRI/TO。要注意，只要DCM得到保证，等式(2)中的高功率因数控制规律便适用，不管时间ΤΟΝ,n开始的特定时刻如何。
等式(2)可以按照预测方式通过在开关102的导通状态之前计算ΤΟΝ,n来解决。这可以通过使用已知迭代求根方法、加括号或者去掉括号中的一种、或者通过直接计算根值来完成，如等式(4)中所示：
继续参照图6，电压水平299表示VD＝VIN+VOR，其中，VOR＝n·VIN，并且n＝NPRI/NSEC是磁性元件103的PRI与SEC的匝数比。电压水平200表示VD＝VIN+k·VOR，其中，k是小于1的恒定系数。波形205表示TOFF,n-1内的持续时间ΔΤ，其中，漏极电压VD低于电压水平200。波形203说明了从波谷检测器101接收到的在控制电路199的CLK处的示例性信号。
在操作中，一旦在CLK处接收到信号203，开关102便接通。开关102在根据等式(2)计算得到的持续时间ΤΟΝ,n内导通。ΤΟΝ,n的预测计算可以需要有限时间。控制电路199可以使用时间ΔΤ来进行该计算。在这种情况下，控制电路199可以使用等式(2)的修改版本，下面在等式(5)中示出该修改版本：
其中，替代地测量TC,n-1＝TOFF,n-1－ΔΤ，并且假设ΔΤ是已知的。可替代地，可以从上一开关周期确定ΔΤ。
图7图示了一种根据本公开的示例性实施例的用于实现DCM反激式变换器的高功率因数的控制方法。示例性实施例的方法可以包括如下步骤：在步骤701中关断开关102。在步骤702中，确定磁性元件是否处于不连续导通模式。如果不处于不连续导通模式，则方法继续检查磁性元件103是否处于不连续导通模式。一旦确定磁性元件103处于不连续导通模式，在步骤703中，该方法便允许非导通状态在通过任何已知规则而确定的任意时刻终止。如果已经到达非导通状态的终点，则该方法使用等式(2)计算开关102的导通状态的所需持续时间。等式(2)可以通过使用已知迭代求根方法、加括号或者去掉括号中的一种、或者通过直接计算根值来解决。
图8示出了图5的高功率因数反激式变换器，其可以另外包括用于生成输出电压VOUT和参考电压VREF以及用于生成差异电压VREF－VOUT的误差检测器107、用于生成差异电压的时间积分VERR的积分器191，以及其中，控制电路199包括用于接收VERR的附加输入VC。
图8的控制电路199可以使用下面的等式(5a)的控制规律：
其中，α是恒定系数。通过使用等式(5)的控制规律，控制电路199可以实现输出电压VOUT到参考电压VREF的调控。可替代地，误差检测器107可以接收来自电流感测元件194的与反激式变换器的测量输出电流成比例的电压。
与预测计算ΤΟΝ,n相反，等式(2)的实时解是可能的。图9描绘了一种根据本公开的示例性实施例的用于实现DCM反激式变换器的高功率因数的实时控制方法。该方法包括以下步骤。在步骤901中，可以生成线性信号渐变V1(t)＝α1·t，其中，α1是恒定系数，并且‘t’是在开关102的关断过渡时刻具有初始值t＝0的时间变量。在步骤902中，确定磁性元件是否处于不连续导通模式。如果不处于不连续导通模式，则该方法在步骤901中生成线性信号渐变，并且继续检查磁性元件103是否处于不连续导通模式。一旦确定磁性元件103处于不连续导通模式，在步骤903中，该方法便允许非导通状态在通过任何已知规则而确定的任意时刻终止。如果开关102的非导通状态的持续时间已经达到终点，则在步骤904中接通开关102。在步骤905中，根据下面的等式(6)生成二次信号渐变V2(t)：
V2(t)＝α2·(t-TOFF)2 (6)
在步骤906中，确定二次信号渐变V2(t)是否超过线性信号渐变V1(t)。一旦确定二次信号渐变V2(t)超过线性信号渐变V1(t)，便在步骤907中关断开关102。
图10描绘了图8的高功率因数反激式变换器，其中，误差检测器107和积分器191可以用模拟差分积分器电路311来表示，以及其中，控制电路199可以是模拟电路，该模拟电路包括：触发电路313，该触发电路313用于以高频率速率反复接通和关断受控开关102，并且具有输出Q、耦合至波谷检测器101以激活输出Q的设置输入S、以及用于去激活输出Q的重置输入R；受控渐变发生器309，该受控渐变发生器309配置为生成具有与积分器311的输出电压VERR成比例的转换速率的线性电压渐变；固定渐变发生器310，该固定渐变发生器310配置为生成具有与输出Q的活动状态的持续时间成比例的转换速率的二次电压渐变，并且一旦输出Q变得不活动，便将渐变电压310重置成其初始水平；以及比较器312，该比较器312可以具有用于将电压渐变309和310进行比较的不同对的输入，并且可以包括耦合至触发电路313的重置输入R的输出，该输出用于使Q的活动状态终止并且一旦渐变电压310超过渐变电压309，便将渐变电压309重置成其初始水平。
图11图示了图10所示的示例性实施例的操作。参照图11，波形201是开关102的漏极电压VD；波形202是在触发电路313的输出Q处的电压；并且波形251和252分别表示渐变电压309和310。
渐变251开始于在输出Q的每个活动状态之前的时间段TOFF(n-1)，而二次渐变252开始于输出Q的活动状态。当渐变电压252超过渐变电压251时，输出Q的活动状态终止。可以如等式(7)中所示编写结果控制等式：
α1·TON，n 2＝α2·VERR·(TOFF，n-1+TON，n) (7)
其中，α1和α2是恒定系数。在等式(7)中代入α＝α2/α1会产生等式(5a)。
图12描绘了图10的高功率因数反激式变换器，其中，已经用单个组合信号发生器315代替了受控渐变发生器309和固定渐变发生器310，以及其中，比较器312具有用于将信号发生器315的输出电压与初始电压水平255进行比较的不同对的输入。信号发生器315可以包括：耦合至比较器312的非反相输入的输出；耦合至触发电路313的输出Q的输入TON；耦合至比较器312以将发生器315的输出重置成初始电压水平255的重置输入；以及耦合至积分器311的输出的输入VERR。
图13图示了图12所示的示例性实施例的操作。参照图13，波形201是开关102的漏极电压VD；波形202是在触发电路313的输出Q处的电压；波形261表示发生器315的输出电压；并且虚线265表示初始电压水平255。波形261由图11的波形251和252的差异电压组成。
虽然已经关于其示例性实施例描述和说明了本公开的发明概念，但是本公开的发明概念并不限于本文所公开的示例性实施例，并且在不脱离发明概念的范围的情况下可以进行修改。

Claims (20)

1.一种高功率因数升降压型变换器，具有整流低频AC线电压输入和DC输出，所述变换器包括：
磁性元件；
受控开关，所述受控开关具有栅极端子和耦合至所述磁性元件的漏极端子；
整流器二极管，所述整流器二极管耦合至所述磁性元件；
输出平滑电容器，所述输出平滑电容器耦合至所述整流器二极管；以及
控制电路，所述控制电路具有耦合至所述受控开关的所述栅极端子的输出，用于反复关断所述受控开关第一持续时间和接通所述受控开关第二持续时间；
其中，所述第二持续时间被确定为紧接在所述第二持续时间前的所述第一持续时间的函数。
2.根据权利要求1所述的高功率因数升降压型变换器，进一步包括：
波谷检测电路，所述波谷检测电路配置为检测在所述受控开关的所述漏极端子处的电压的导通后振荡波谷；
其中，所述波谷检测电路输出控制信号，所述控制信号被所述控制电路用来控制所述受控开关。
3.根据权利要求2所述的高功率因数升降压型变换器，其中，一旦从所述波谷检测电路接收到所述控制信号，所述控制电路使所述受控开关接通。
4.根据权利要求1所述的高功率因数升降压型变换器，其中，当所述整流器二极管变成反向偏置时，所述控制电路立即接通所述受控开关。
5.根据权利要求1所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述控制电路确定所述第二持续时间，使得所述第二持续时间的平方与所述第一持续时间和所述第二持续时间的总和的商在所述整流AC线电压的至少一个周期内是大体上恒定的。
6.根据权利要求1所述的高功率因数升降压型变换器，进一步包括误差检测器电路，所述误差检测器电路配置为接收来自所述输出平滑电容器的输出电压以及参考电压作为输入，并且输出差异电压，所述差异电压等于所述输出电压与所述参考电压之间的差。
7.根据权利要求6所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述控制电路使用所述差异电压来确定所述第一持续时间和所述第二持续时间。
8.根据权利要求7所述的高功率因数升降压型变换器，进一步包括积分器电路，所述积分器电路配置为生成控制电压，所述控制电压是所述差异电压的时间积分；
其中，所述控制电路基于所述控制电压来确定所述第一持续时间和所述第二持续时间。
9.根据权利要求1所述的高功率因数升降压型变换器，进一步包括：
电流感测电路，所述电流感测电路配置为测量所述高功率因数升降压型变换器的输出电流并且输出感测电压，所述感测电压与所述高功率因数升降压型变换器的测量输出电流成比例；以及
误差检测器电路，所述误差检测器电路配置为接收所述感测电压和参考电压作为输入；
其中，所述误差检测器电路配置为输出差异电压，所述差异电压等于所述感测电压与所述参考电压之间的差。
10.根据权利要求1所述的高功率因数升降压型变换器，进一步包括模拟差分积分器，所述模拟差分积分器配置为接收来自所述输出平滑电容器的输出电压以及参考电压作为输入，并且输出差异电压，所述差异电压等于所述输出电压与所述参考电压之间的差；
其中，所述模拟差分积分器配置为生成控制电压，所述控制电压是所述差异电压的时间积分。
11.根据权利要求10所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述控制电路包括：
触发电路，所述触发电路配置为以高频率速率反复接通和关断所述受控开关；
受控渐变发生器，所述受控渐变发生器配置为生成线性电压渐变，所述线性电压渐变具有与所述控制电压成比例的转换速率；
固定渐变发生器，所述固定渐变发生器配置为生成二次电压渐变，所述二次电压渐变具有与所述触发电路的输出的活动状态的持续时间成比例的转换速率；以及
比较器电路，所述比较器电路配置为将所述线性电压渐变和所述二次电压渐变进行比较。
12.根据权利要求11所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述固定渐变发生器响应于进入非活动状态的所述触发电路的所述输出将所述二次渐变电压重置成初始水平。
13.根据权利要求11所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述比较器电路包括耦合至所述触发电路的重置输入的输出；
其中，所述比较器电路的所述输出配置为响应于所述二次电压渐变超过所述线性电压渐变使所述触发电路的所述输出的所述活动状态终止并且将所述线性电压渐变重置成初始水平。
14.根据权利要求10所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述控制电路包括：
触发电路，所述触发电路配置为以高频率速率反复接通和关断所述受控开关；
组合信号发生器，所述组合信号发生器配置为接收所述控制电压并且生成具有初始电压水平的输出电压；以及
比较器电路，所述比较器电路配置为将所述组合信号发生器生成的所述输出电压与所述初始电压水平进行比较。
15.根据权利要求14所述的高功率因数升降压型变换器，其中，所述比较器电路的输出耦合至所述组合信号发生器的重置输入，以将所述组合信号发生器的所述输出电压重置成所述初始电压。
16.一种实现DCM升降压型变换器中的高功率因数的方法，所述方法包括：
关断所述升降压型变换器的受控开关；
生成线性信号渐变；
确定耦合至所述受控开关的磁性元件是否处于不连续导通模式；
响应于确定所述磁性元件处于不连续导通模式，确定所述受控开关的非导通状态的持续时间是否已经达到所述非导通状态的终点；
响应于确定所述受控开关的所述非导通状态的持续时间已经达到所述非导通状态的终点，接通所述受控开关；
生成二次信号渐变；
确定所述二次信号渐变是否超过所述线性信号渐变；以及
响应于确定所述二次信号渐变超过所述线性信号渐变，关断所述受控开关。
17.一种实现DCM升降压型变换器中的高功率因数的方法，所述方法包括：
关断所述升降压型变换器的受控开关；
确定耦合至所述受控开关的磁性元件是否处于不连续导通模式；
响应于确定所述磁性元件处于不连续导通模式，确定所述受控开关的非导通状态的持续时间是否已经达到所述非导通状态的终点；
响应于确定所述受控开关的所述非导通状态的持续时间已经达到所述非导通状态的终点，计算所述受控开关的导通状态的持续时间作为所述非导通状态的持续时间的函数。
18.一种高功率因数升降压型变换器，具有整流低频AC线电压输入和DC输出，所述变换器包括：
磁性元件；
受控开关，所述受控开关具有栅极端子和耦合至所述磁性元件的漏极端子；
整流器二极管，所述整流器二极管耦合至所述磁性元件；
输出平滑电容器，所述输出平滑电容器耦合至所述整流器二极管；以及
控制电路，所述控制电路具有耦合至所述受控开关的所述栅极端子的输出，用于反复关断所述受控开关第一持续时间，接通所述受控开关第二持续时间，以及接通所述受控开关第三持续时间，所述第二持续时间紧接在所述第一持续时间后，所述第三持续时间紧接在所述第一持续时间前；
其中，所述第一持续时间包括所述整流器二极管的非导通状态的持续时间；
其中，所述第二持续时间被确定为所述第三持续时间和所述整流器二极管的非导通状态的持续时间的函数。
19.根据权利要求18所述的高功率因数升降压型变换器，具有瞬时输出电压和瞬时输入电压；
其中，所述控制电路生成第四持续时间作为所述第三持续时间与所述瞬时输入电压和所述瞬时输出电压的商的乘积；以及
其中，所述控制电路确定所述第二持续时间，使所述第二持续时间的平方与所述第四持续时间、所述整流器二极管的非导通状态的持续时间和所述第二持续时间的总和的商在所述整流AC线电压的至少一个周期内是大体上恒定的。
20.根据权利要求19所述的高功率因数升降压型变换器，
其中，所述磁性元件包括具有匝数比的初级绕组和次级绕组；以及
其中，所述控制电路生成所述第四持续时间作为所述第三持续时间与通过所述匝数比反映到所述初级绕组的所述输入电压和所述输出电压的商的乘积。
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