TW201806303A - 達成高功率因數和波谷切換之升降壓控制器 - Google Patents

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亞歷山大 麥尼克
馬克 湯
羅希特 堤魯瑪拉
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Abstract

提供一具有一整流低頻交流線路電壓輸入與一直流輸出的高功率因數升降壓變換器。該變換器可包括一磁性元件，一受控開關，其具有一閘極終端和耦合至該磁性元件的一汲極終端，一整流二極體，其耦合至該磁性元件，一輸出平穩電容器，其耦合至該整流二極體，以及一控制電路，其具有耦合至該受控開關的該閘極終端的一輸出，用於重複地關閉該受控開關維持一第一時間歷時和開啟該受控開關維持一第二時間歷時。該第二時間歷時係被決定作為緊接於該第二時間歷時前面的第一時間歷時之一函數。

Description

達成高功率因數和波谷切換之升降壓控制器
本公開通常關於一高功率因數升降壓(返馳式)變換器和控制電路以及使用其中的方法。
相關申請案的交叉引用
本申請案主張申請於2016年3月11的美國臨時專利案號62/307,056的利益，藉著參照其本文而併入於此。
圖1描繪一相關技藝高功率因數不連續導通模式(discontinuous conduction-mode,DCM)返馳式變換器，其用於接收來自整流交流線路電壓源100的輸入電壓VIN，並用於傳送整流直流線路電壓VOUT至輸出負載190。圖1的返馳式變換器包括：一磁性元件103，其具有一初級繞組PRI及次級繞組SEC；一受控開關102，其具有一閘極終端和一汲極終端；一整流二極體105；以及一輸出濾波電容器106。
圖1的返馳式變換器也包括一控制電路，其包括一積分器107，該積分器107具有用於積分Vout與一參考電壓VRFE間差值之反向與非反向輸入，以及具有用於傳送作為結果的積分電壓之一輸出。控制電路也包括一時脈輸入CLK、一線性斜波電壓VRAMP來源以及一比較器108，該比較器108具有一輸出以及用於比較積分器107的輸出電壓和斜波電壓VRAMP 的反向與非反向輸入。控制電路亦可包括一正反器電路109，其用於在高頻下重複地開啟和關閉受控開關102，並具有耦合到開關102的閘極一輸出Q，一設定輸入S，該設定輸入S用於接收時脈輸入CLK，並用於當接收到CLK時觸動輸出Q開啟，以及一重置輸入R，該重置輸入R用於接收比較器108的輸出，並用於觸動輸出Q關閉。
圖2圖解在開關102閘極處之電壓的閘極波形202，以及在開關102汲極處之汲極電壓VD的汲極電壓波形201。圖1的變換器係操作在由時脈訊號CLK所決定的一固定切換週期TSW。時間間隔TON代表開關102的導通狀態。非導通狀態代表汲極電壓201的後導通(post-conduction)振盪後面的二極體105的導通。
積分器107的積分時間常數係被選擇為遠大於整流交流線路電壓的一週期，並且時間間隔TON因此可以被考慮成越過一單獨交流線路循環之常數(constant)。返馳式變換器的輸入電流越過一切換循環DCM之平均可被表示：
Figure TW201806303AD00001
 其中Reff=LPRI．TSW/TON 2是等效輸入阻抗。圖1的變換器特色為自然的單位功率因數(unity power factor)，因為TON和TSW二者皆為固定。
然而，圖1的自然高功率因數返馳式變換器係操作在深度(deep)不連續導通模式。因此，開關102受到高峰值和RMS電流所引發的高導通及關閉功率損失之壓迫。在高切換頻率(或低TSW)和橫跨開關102的高電壓VD，啟動電流損失亦變得明顯，因為大量寄生能量係被儲存在開 關112的輸出電容以及其它寄生電容。
圖3顯示另一相關技術之高功率因數不連續導通模式(DCM)返馳式變換器，其包括圖1的變換器之所有元件，除了其中時脈訊號輸入CLK係被一波谷偵測器電路101所取代，該波谷偵測器電路101用於偵測汲極電壓201的一後導通振盪波谷，並用於當偵測到波谷時引發設定輸入S開啟開關102。最小電壓波谷切換係被圖解為顯示在圖4中開關102的汲極電壓波形210。
相較於圖1的變換器，由於可行性的用於DCM變換器的最小峰值和RMS電流，以及由於開啟開關102在橫跨它的最小可行性的電壓，圖3的變換器達成改善的效能。然而，切換週期TSW變成在越過輸入電壓100的交流線路循環係可變的，這引起非常數(non-constant)等效輸入阻抗Reff，並因而使輸入電流失真。因此，一控制電路是必須的，以解決在圖3變換器常數TON控制的缺點。
根據一或多個示例性實施例的一個觀點，此處提供一具有一整流低頻交流線路電壓輸入與一直流輸出的高功率因數升降壓變換器，其包括一磁性元件，一受控開關，其具有一閘極終端和耦合至該磁性元件的一汲極終端，一整流二極體，其耦合至該磁性元件，一輸出平穩電容器，其耦合至該整流二極體，以及一控制電路，其具有耦合至該受控開關的該閘極終端的一輸出，用於重複地關閉該受控開關維持一第一時間歷時和開啟該受控開關維持一第二時間歷時。該第二時間歷時係被決定作為緊接於該第二時間歷時前面的第一時間歷時之一函數。
該高功率因數升降壓變換器，其也可進一步包含一波谷偵測器電路，其被組態以偵測在該受控開關的該汲極終端的一電壓之一後導通振盪波谷，其中該波谷偵測器電路可輸出一控制訊號，其可被該控制電路所使用以控制該受控開關。一旦來自該波谷偵測器電路的該控制訊號係被接收，該控制電路可導致開啟該受控開關。
當該整流二極體一變為反相偏壓，該控制電路就可開啟該受控開關。該控制電路可決定該第二時間歷時，使得該第二時間歷時之平方對上該第一時間歷時和該第二時間歷時總和之商數在經過該整流交流線路電壓的至少一循環維持實質上恆定。
根據一或多個示例性實施例的一個觀點，該高功率因數升降壓變換器可包括一誤差偵測器電路，其被組態以接收作為輸入的一來自該輸出平穩電容器的輸出電壓以及一參考電壓，並且輸出等於該輸出電壓與該參考電壓間差值的一差值電壓。該控制電路可使用該差值電壓以決定該第一時間歷時和該第二時間歷時。該高功率因數升降壓變換器也可包含一積分器電路，其被組態以產生一控制電壓，該控制電壓係該差值電壓的一時間積分，其中該控制電路基於該控制電壓決定該第一時間歷時和該第二時間歷時。
根據一或多個示例性實施例的一個觀點，該高功率因數升降壓變換器也可包括一電流感測電路，其被組態以測量該高功率因數升降壓變換器的一輸出電流，並且輸出和一測量到的返馳式變換器的輸出電流成比例之一感測電壓。該誤差偵測器電路，其可被組態以接收作為輸入的該感測電壓以及一參考電壓。該誤差偵測器電路，其可被組態以輸出等於該 感測電壓與該參考電壓間差值的一差值電壓。
根據一或多個示例性實施例的再另一個觀點，該高功率因數升降壓變換器可包括一類比差動積分器，其被組態以接收作為輸入的一來自該輸出平穩電容器的輸出電壓以及一參考電壓，並且輸出等於該輸出電壓與該參考電壓間差值的一差值電壓，其中該類比差動積分器被組態以產生一控制電壓，該控制電壓係該差值電壓的一時間積分。
根據一或多個示例性實施例的仍另一個觀點，該控制電路可包括一正反器電路，其被組態以在高頻下重複地開啟和關閉該受控開關，一受控斜波產生器，其被組態以產生一線性電壓斜波，該線性電壓斜波具有和該控制電壓成比例的一轉換率，一固定式斜波產生器，其被組態以產生一二次方電壓斜波，該二次方電壓斜波具有和該輸正反器電路的一輸出的一主動狀態之一時間歷時成比例的一轉換率，以及一比較器電路，其被組態以比較該線性電壓斜波和該二次方電壓斜波。
回應於該正反器電路的該輸出進入一非主動狀態，該固定式斜波產生器可重置該二次方電壓斜波至一初始位準。該比較器電路可包括一輸出，其耦合至該正反器電路的一重置輸入，其中該比較器電路可被組態以結束該正反器電路的該輸出的該主動狀態，並回應於該二次方電壓斜波超越該線性電壓斜波，重置該線性電壓斜波至一初始位準。
根據一或多個示例性實施例的再另一個觀點，該高功率因數升降壓變換器可包括一組合式訊號產生器，其被組態以接收該控制訊號和產生一輸出電壓，以及一比較器電路，其被組態以比較該組合式訊號產生器產生的該輸出電壓和一初始電壓位準。該比較器電路的輸出係耦合至該 組合式訊號產生器的一重置輸入，以重置該組合式訊號產生器的該輸出電壓至一初始位準，以及該組合式訊號產生器可包括一輸入，其耦合至該正反器電路的一輸出。
根據一或多個示例性實施例的另一個觀點，此處提供一種達成在一DCM升降壓變換器之高功率因數的方法。該方法可包括關閉該升降壓變換器的一受控開關；產生一線性訊號斜波；決定是否耦合至該受控開關的一磁性元件係處於一不連續導通模式；回應於決定該磁性元件係處於一不連續導通模式，決定是否該受控開關的一非導通狀態的一時間歷時已抵達該非導通狀態的一終點；回應於決定該受控開關的該非導通狀態的該時間歷時已抵達該非導通狀態的該終點，開啟該受控開關；產生一二次方訊號斜波；決定是否該二次方訊號斜波超越該線性訊號斜波；以及回應於決定該二次方訊號斜波超越該線性訊號斜波，關閉該受控開關。
根據一或多個示例性實施例的仍另一個觀點，此處提供一種達成在一DCM升降壓變換器之高功率因數的方法，該方法可包括關閉該升降壓變換器的一受控開關；決定是否耦合至該受控開關的一磁性元件係處於一不連續導通模式；回應於決定該磁性元件係處於一不連續導通模式，決定是否該受控開關的一非導通狀態的一時間歷時已抵達該非導通狀態的一終點；回應於決定該受控開關的該非導通狀態的該時間歷時已抵達該非導通狀態的該終點，計算該受控開關的一導通狀態的一時間歷時作為該非導通狀態的一時間歷時之一函數。
根據一或多個示例性實施例的一個觀點，此處提供一具有一整流低頻交流線路電壓輸入與一直流輸出的高功率因數升降壓變換器，其 可包括一磁性元件，一受控開關，其具有一閘極終端和耦合至該磁性元件的一汲極終端，一整流二極體，其耦合至該磁性元件，一輸出平穩電容器，其耦合至該整流二極體，以及一控制電路，其具有耦合至該受控開關的該閘極終端的一輸出，用於重複地關閉該受控開關維持一第一時間歷時，緊接該第一時間歷時之後開啟該受控開關維持一第二時間歷時，並且緊接該第一時間歷時前面開啟該受控開關維持一第三時間歷時。該第一時間歷時可包括該整流二極體的一非導通狀態的一時間歷時，該第二時間歷時可被決定作為該第三時間歷時和該整流二極體的一非導通狀態的該時間歷時之一函數。
該受控電路可產生一第四時間歷時，作為該第三時間歷時和該輸入電壓對上該輸出電壓的商數之一乘積。該控制電路可決定該第二時間歷時使得第二時間歷時之平方對上該第四時間歷時、該整流二極體的一非導通狀態的該時間歷時和該第二時間歷時總和之該商數在經過該整流交流線路電壓的至少一循環維持實質上恆定。
該磁性元件可包括具有一匝數比的一初級繞組和一次級繞組。該受控電路可產生該第四時間歷時，作為該第三時間歷時和該輸入電壓對上藉由該匝數比反射至該初級繞組的該輸出電壓的商數之一乘積。
100‧‧‧整流交流線路電壓源
101‧‧‧波谷偵測器電路
102‧‧‧受控開關
103‧‧‧磁性元件
105‧‧‧整流二極體
106‧‧‧輸出濾波電容器
107‧‧‧積分器
108‧‧‧比較器
109‧‧‧正反器電路
190‧‧‧輸出負載
191‧‧‧積分器
194‧‧‧電流感測元件
199‧‧‧控制電路
200‧‧‧電壓位準
201‧‧‧汲極電壓波形
202‧‧‧閘極波形
203‧‧‧波形
205‧‧‧波形
210‧‧‧汲極電壓波形
251‧‧‧波形
255‧‧‧初始電壓位準
252‧‧‧波形
261‧‧‧波形
265‧‧‧點線
299‧‧‧電壓位準
303‧‧‧電感器
309‧‧‧受控斜波產生器
310‧‧‧固定式斜波產生器
312‧‧‧比較器
311‧‧‧類比差動積分器電路
313‧‧‧正反器電路
315‧‧‧單一組合式訊號產生器
701‧‧‧步驟
702‧‧‧步驟
703‧‧‧步驟
704‧‧‧步驟
901‧‧‧步驟
902‧‧‧步驟
903‧‧‧步驟
904‧‧‧步驟
905‧‧‧步驟
906‧‧‧步驟
907‧‧‧步驟
PRI‧‧‧初級繞組
SEC‧‧‧次級繞組
圖1圖解根據相關技藝的返馳式變換器。
圖2圖解顯示於圖1中返馳式變換器的電壓波形。
圖3圖解根據相關技藝的另一種返馳式變換器。
圖4圖解顯示於圖3中返馳式變換器的電壓波形。
圖5圖解根據一示例性實施例的返馳式變換器。
圖5a圖解根據另一示例性實施例的返馳式變換器。
圖6係圖解圖5的示例性返馳式變換器性能的波形示意圖。
圖7係圖解用於根據一示例性實施例的返馳式變換器的控制方法的流程圖。
圖8圖解根據另一示例性實施例的返馳式變換器。
圖9係圖解用於根據另一示例性實施例的返馳式變換器的即時控制方法的流程圖。
圖10圖解根據再另一示例性實施例的返馳式變換器。
圖11係圖解圖10的示例性返馳式變換器性能的波形示意圖。
圖12圖解根據再另一示例性實施例的返馳式變換器。
圖13係圖解圖12的示例性返馳式變換器性能的波形示意圖。
現在將詳細參考以下示例性實施例，該些示例性實施例是被圖解在伴隨的圖中，其中相同的參考標號通篇參照相同的元件。在此闡述，示例性實施例可被賦予不同的形式，而不限制於該示例性實施例。為了明確，故省略描述習知零件。
根據本公開的示例性實施例，圖5顯示一高功率因數不連續導通模式(DCM)返馳式變換器。參照圖5，示例性實施例的返馳式變換器可以接收來自整流交流線路電壓源100的輸入電壓VIN，並傳送整流直流線路電壓VOUT至輸出負載190。圖5的返馳式變換器可以包括一磁性元件103， 其具有一初級繞組PRI及次級繞組SEC；一受控開關102，其具有一閘極終端和一汲極終端；一整流二極體105；一輸出平穩電容器106；以及一控制電路199，其具有一TON輸出，該TON輸出係耦合到開關102的閘極終端，以用於在高頻頻率下打開或是關閉該開關。圖5的返馳式變換器可以包括一波谷偵測器101。控制電路199也可能包括耦合到波谷偵測器101的一時脈輸入CLK。
圖5a描繪根據另一示例性實施例之變換器，其近似於圖5之示例性實施例，但其中磁性元件103係被具有單一繞組之一電感器303所取代。
圖6圖解圖5之示例性返馳式變換器的操作。波形202代表在輸出TON並控制開關102閘極終端的電壓，其中TON,n係開關102的一導通狀態，TOFF,n-1係開關102在緊接在TON,n前面的非導通狀態。波形210代表開關102的示例性汲極電壓VD。
為了維持不連續導通模式(DCM)，二極體105一變為反相偏壓，控制電路199就准許開關102的一導通狀態TON,n。此情況可藉由設計或是使用多種已知零電流偵測方法中的一種而被滿足。一旦DCM操作係被保證，開關102導通維持一段依據下面控制法則所計算的時間歷時TON,n：
Figure TW201806303AD00002
 其中TO是越過整流交流線路電壓的一循環實質上固定的一時間常數。
如公式(2)所顯示，控制法則是疊代性的，因為在任一給定切換循環的TON,n係依一前面循環的TOFF,n-1所決定，那個接下來係TON,n-1的 明確的函數。而且在控制法則公式(2)中係可用(mR -1TON,n-1+△T)直接置換TOFF,n-1，其生成公式(2a)：
Figure TW201806303AD00003
 置換公式(2)中的穩態數值TON、TOFF、TSW=TON+TOFF，可獲得下面公式(3)：
Figure TW201806303AD00004
 儘管單獨地改變TON和TSW，公式(3)保證DCM返馳式變換器內的單位功率因數。藉由公式(1)所決給定的相對應等效阻抗現在可表示為Eeff=LPRI/TO。請注意到，只要DCM是被保障，不論是TON,n在何時刻開始，高功率因數的公式(2)的控制法則保持為真。
公式(2)係可以求解TON,n，以藉著在開關102的導通狀態之前計算其的一預測性方法。藉著使用多種已知疊代性的尋根法的一種，圍住或開放，或者藉著如公式(4)所示直接計算根，其係可被完成：
Figure TW201806303AD00005
持續參照圖6，電壓位準299標出VD=VIN+VOR，其中VOR=n．VIN，而且n=NPRI/NSEC係磁性元件103的PRI對SEC匝數比。電壓位準200標出VD=VIN+k．VOR，其中k是小於1的常數係數(constant coefficient)。波形205代表在TOFF,n-1內的一時間歷時△T，其中汲極電壓VD低於電壓位準200。波形203圖解來自波谷偵測器101接收在控制電路199的CLK處的一示例性信號。
操作時，一旦訊號203在CLK處被接收，則開啟開關102。 開關102導通持續一段根據公式(2)所計算出的時間歷時TON,n。TON,n的預測性可需要有限時間。控制電路199可以使用時間△T以執行此計算。在這種情況，控制電路199可使用如下面公式(5)所示公式(2)的修改版本：
Figure TW201806303AD00006
 其中TC,n-1=TOFF,n-1-△T係被代替性地測量，並且△T係假設已知。二擇一地，△T係可從前面的切換循環所決定。
圖7圖解根據本公開的示例性實施例的一種控制方法，其用於達成在DCM返馳式變換器中的高功率因數。此示例性實施例方法可包括在步驟701把開關102關閉的步驟。在步驟702，決定是否磁性元件處於一不連續導通模式。假如不是，本法持續檢查是否磁性元件103處於一不連續導通模式。一旦決定磁性元件103是處於一不連續導通模式，在步驟703本法准許不連續導通狀態的終點係在任何已知文獻所決定的任意時刻。假如不連續導通狀態的終點已被抵達，本法使用公式(2)計算開關102的導通狀態所需要的時間歷時。藉著使用多種已知疊代性尋根法的一種，圍住或開放，或者藉著直接計算根，公式(2)係可被求解的。
圖8顯示圖5的高功率因數返馳式變換器，其可額外地包括一誤差偵測器107，其用於接收該輸出電壓VOUT和一參考電壓VREF，並且用於產生一差值電壓VREF-VOUT，一積分器191，其用於產生差值電壓的一時間積分VERR，其中控制電路199包括一額外的輸入VC，其用於接收VERR。
圖8的控制電路199可使用下面公式(5a)的控制法則：
Figure TW201806303AD00007
 其中α是常數係數。藉著使用公式(5a)的控制法則，控制電路199可達成調整輸出電壓VOUT到參考VREF。二擇一地，誤差偵測器107可接收來自電流感測元件194的電壓，此電壓和測量到的返馳式變換器的輸出電流成比例。
對比於預測性計算TON,n，公式(2)的即時性求解是可行的。圖9描繪據本公開的示例性實施例的一種控制方法，其用於達成在DCM返馳式變換器中的高功率因數。此方法可包括下面步驟。在步驟901，可產生一線性訊號斜波V1(t)=α 1．t，其中α 1是一常數係數，“t”是時間變數(time variable)，其在開關102在關閉轉變時刻有初始值t=0。在步驟902，決定是否磁性元件處於一不連續導通模式。假如不是，本法產生步驟901中的線性訊號斜波，並持續檢查是否磁性元件103處於一不連續導通模式。一旦決定磁性元件103是處於一不連續導通模式，在步驟903本法准許不連續導通狀態的終點係在任何已知文獻所決定的任意時刻。假如開關102的連續導通狀態歷時已抵達終點，開關102在步驟904開啟。在步驟905，根據下面公式(6)產生一二次方訊號斜波：V2(t)=α2．(t-TOFF)2 (6)。
在步驟906，決定是否二次方訊號斜波V2(t)超越線性訊號斜波V1(t)。一旦決定二次方訊號斜波V2(t)係超越線性訊號斜波V1(t)，開關102在步驟907關閉。
圖10顯示圖8的高功率因數返馳式變換器，其中誤差偵測器107和積分器191可被一類比差動積分器(differential integrator)電路311所代表，而且其中控制電路199可以係一類比電路，包括：一正反器電路313，其用於在高頻下重複地開啟、關閉受控開關102，並具有一輸出Q、 耦合到波谷偵測器101用以觸發輸出Q的一設定輸入S、用以撤銷輸出Q的一重置輸入R；一受控斜波產生器309，其被組態以產生一線性電壓斜波，此線性電壓斜波具有和積分器311的輸出電壓VERR成比例的轉換率；一固定式斜波產生器310，其被組態以產生一二次方電壓斜波，此二次方電壓斜波具有和輸出Q的主動狀態時間歷時成比例的轉換率，並用以一旦輸出Q變成非主動時重置斜波電壓310至其初始位準；以及一比較器312，其可具有用於比較電壓斜波309和310的一差動輸入對，並可包括耦合到正反器313的重置輸入R的一輸出，用以結束Q的主動狀態，以及用以一旦斜波電壓310超越斜波電壓309時重置斜波電壓309至其初始位準。
圖11圖解顯示於圖10示例性實施例的操作。參照圖11，波形201是開關102的汲極電壓VD；波形202是在正反器電路313的輸出Q之電壓；以及波形251和252各自代表斜波電壓309和310。
斜波251隨著在輸出Q的每個主動狀態前面的時間週期TOFF(n-1)而開始，但是二次方斜波252隨著輸出Q的主動狀態而開始。當斜波電壓252超越斜波電壓251時，結束輸出Q的主動狀態。其作為結果的控制公式顯示於公式(7)：α 1．T ON,n 2=α 2．V ERR ．(T OFF,n-1+T ON,n ) (7)，其中α 1和α 2是常數係數。以α=α 2/α 1置換至公式(7)中生成公式(5a)。
圖12描繪圖10的高功率因數返馳式變換器，其中受控斜波產生器309和固定式斜波產生器310已被一單一組合式訊號產生器315所取代，並且比較器312具有一差動輸入對，該差動輸入對用於比較訊號產生器315的一輸出電壓和和一初始電壓位準255。此訊號產生器315可包括一 輸出，其耦合到比較器312的非反向輸入；一輸入TON，其耦合到正反器電路313的輸出Q；一重置輸入，其耦合到比較器的輸出，用以重置產生器315的輸出至一初始電壓位準255；一輸入VERR，其耦合到積分器311的輸出。
圖13圖解顯示於圖12中示例性實施例的操作。參照圖13，波形201是開關102的汲極電壓VD；波形202是在正反器電路313的輸出Q之電壓；波形261代表產生器315的輸出電壓；並且一點線265標出初始電壓位準255。波形261由圖11的波形251和252的差值電壓所構成。
雖然本公開的發明概念已按照其示例性實施例所描述和圖解，這不限制至此處內所揭露的示例性實施例，並且亦可在此進行修飾而不背離發明概念的領域。
100‧‧‧整流交流線路電壓源
101‧‧‧波谷偵測器電路
102‧‧‧受控開關
103‧‧‧磁性元件
105‧‧‧整流二極體
106‧‧‧輸出濾波電容器
190‧‧‧輸出負載
199‧‧‧控制電路

Claims (20)

  1. 一種具有一整流低頻交流線路電壓輸入與一直流輸出的高功率因數升降壓變換器，其包含：一磁性元件；一受控開關，其具有一閘極終端和耦合至該磁性元件的一汲極終端；一整流二極體，其耦合至該磁性元件；一輸出平穩電容器，其耦合至該整流二極體；以及一控制電路，其具有耦合至該受控開關的該閘極終端的一輸出，用於重複地關閉該受控開關維持一第一時間歷時和開啟該受控開關維持一第二時間歷時；其中該第二時間歷時係被決定作為緊接於該第二時間歷時前面的第一時間歷時之一函數。
  2. 如請求項1所述的高功率因數升降壓變換器，其進一步包含：一波谷偵測器電路，其被組態以偵測在該受控開關的該汲極終端處的一電壓之一後導通振盪波谷；其中該波谷偵測器電路輸出一控制訊號，其被該控制電路所使用以控制該受控開關。
  3. 如請求項2所述的高功率因數升降壓變換器，其中一旦來自該波谷偵測器電路的該控制訊號係被接收，該控制電路導致開啟該受控開關。
  4. 如請求項1所述的高功率因數升降壓變換器，其中當該整流二極體一變為反相偏壓時，該控制電路即開啟該受控開關。
  5. 如請求項1所述的高功率因數升降壓變換器，其中該控制電路決定該第二時間歷時，使得該第二時間歷時之平方對上該第一時間歷時和該第二時間歷時的總和之商數在經過該整流交流線路電壓的至少一循環維持實質上恆定。
  6. 如請求項1所述的高功率因數升降壓變換器，其進一步包含一誤差偵測器電路，其被組態以接收一來自該輸出平穩電容器的輸出電壓以及一參考電壓以作為輸入，並且輸出與該輸出電壓與該參考電壓之間的差值相等的一差值電壓。
  7. 如請求項6所述的高功率因數升降壓變換器，其中該控制電路使用該差值電壓以決定該第一時間歷時和該第二時間歷時。
  8. 如請求項7所述的高功率因數升降壓變換器，其進一步包含一積分器電路，其被組態以產生一控制電壓，該控制電壓係該差值電壓的一時間積分；其中該控制電路基於該控制電壓決定該第一時間歷時和該第二時間歷時。
  9. 如請求項1所述的高功率因數升降壓變換器，其進一步包含：一電流感測電路，其被組態以測量該高功率因數升降壓變換器的一輸出電流，並且輸出與一該高功率因數升降壓變換器的測量到的輸出電流成比例之一感測電壓；以及一誤差偵測器電路，其被組態以接收該感測電壓以及一參考電壓作為輸入；其中該誤差偵測器電路被組態以輸出與該感測電壓與該參考電壓 之間的差值相等的一差值電壓。
  10. 如請求項1所述的高功率因數升降壓變換器，其進一步包含一類比差動積分器，其被組態以接收一來自該輸出平穩電容器的輸出電壓以及一參考電壓作為輸入，並且輸出與該輸出電壓與該參考電壓之間的差值相等的一差值電壓；其中該類比差動積分器被組態以產生一控制電壓，該控制電壓係該差值電壓的一時間積分。
  11. 如請求項10所述的高功率因數升降壓變換器，其中該控制電路包含：一正反器電路，其被組態以高頻率地重複開啟和關閉該受控開關；一受控斜波產生器，其被組態以產生一線性電壓斜波，該線性電壓斜波具有和該控制電壓成比例的一轉換率；一固定式斜波產生器，其被組態以產生一二次方電壓斜波，該二次方電壓斜波具有和該輸正反器電路的一輸出的一主動狀態之一時間歷時成比例的一轉換率；以及一比較器電路，其被組態以比較該線性電壓斜波和該二次方電壓斜波。
  12. 如請求項11所述的高功率因數升降壓變換器，其中回應於該正反器電路的該輸出進入一非主動狀態，該固定式斜波產生器重置該二次方電壓斜波至一初始位準。
  13. 如請求項11所述的高功率因數升降壓變換器，該比較器電路包括一輸出，其耦合至該正反器電路的一重置輸入；其中該比較器電路被組態以結束該正反器電路的該輸出的該主動 狀態，並回應於該二次方電壓斜波超越該線性電壓斜波，重置該線性電壓斜波至一初始位準。
  14. 如請求項10所述的高功率因數升降壓變換器，其中該控制電路包含：一正反器電路，其被組態以高頻地重複開啟和關閉該受控開關；一組合式訊號產生器，其被組態以接收該控制訊號和產生具有一初始電壓位準的一輸出電壓；以及一比較器電路，其被組態以比較該組合式訊號產生器產生的該輸出電壓和該初始電壓位準。
  15. 如請求項14所述的高功率因數升降壓變換器，其中該比較器電路的一輸出係耦合至該組合式訊號產生器的一重置輸入，以重置該組合式訊號產生器的該輸出電壓至一初始位準。
  16. 一種達成一DCM升降壓變換器的高功率因數之方法，該方法包含：關閉該升降壓變換器的一受控開關；產生一線性訊號斜波；決定耦合至該受控開關的一磁性元件是否處於一不連續導通模式；回應於決定該磁性元件係處於一不連續導通模式，決定該受控開關的一非導通狀態的一時間歷時是否已抵達該非導通狀態的一終點；回應於決定該受控開關的該非導通狀態的該時間歷時已抵達該非導通狀態的該終點，開啟該受控開關；產生一二次方訊號斜波；決定該二次方訊號斜波是否超越該線性訊號斜波；以及回應於決定該二次方訊號斜波超越該線性訊號斜波，關閉該受控開 關。
  17. 一種達成一DCM升降壓變換器的高功率因數之方法，該方法包含：關閉該升降壓變換器的一受控開關；決定耦合至該受控開關的一磁性元件是否處於一不連續導通模式；回應於決定該磁性元件係處於一不連續導通模式，決定該受控開關的一非導通狀態的一時間歷時是否已抵達該非導通狀態的一終點；回應於決定該受控開關的該非導通狀態的該時間歷時已抵達該非導通狀態的該終點，計算該受控開關的一導通狀態的一時間歷時作為該非導通狀態的時間歷時之一函數。
  18. 一種具有一整流低頻交流線路電壓輸入與一直流輸出的高功率因數升降壓變換器，其包含：一磁性元件；一受控開關，其具有一閘極終端和耦合至該磁性元件的一汲極終端；一整流二極體，其耦合至該磁性元件；一輸出平穩電容器，其耦合至該整流二極體；以及一控制電路，其具有耦合至該受控開關的該閘極終端的一輸出，用於重複地關閉該受控開關維持一第一時間歷時、緊接該第一時間歷時後面開啟該受控開關維持一第二時間歷時、並且緊接該第一時間歷時前面開啟該受控開關維持一第三時間歷時；其中該第一時間歷時包括該整流二極體的一非導通狀態的一時間歷時； 其中該第二時間歷時係被決定作為該第三時間歷時和該整流二極體的非導通狀態的該時間歷時之一函數。
  19. 如請求項18所述的高功率因數升降壓變換器，其具有一瞬間輸出電壓和一瞬間輸入電壓；其中該受控電路產生一第四時間歷時，作為該第三時間歷時和該瞬間輸入電壓對上該瞬間輸出電壓的商數之一乘積；以及其中該控制電路決定該第二時間歷時，使得第二時間歷時之平方對上該第四時間歷時、該整流二極體的非導通狀態的時間歷時和該第二時間歷時的總和之商數在經過該整流交流線路電壓的至少一循環維持實質上恆定。
  20. 如請求項19所述的高功率因數升降壓變換器，其中該磁性元件包括具有一匝數比的一初級繞組和一次級繞組；以及其中該受控電路產生該第四時間歷時，作為該第三時間歷時和該輸入電壓對上藉由該匝數比反射至該初級繞組的該輸出電壓的商數之一乘積。
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