KR102130851B1 - 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법 - Google Patents

컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법에 관한 것이다. 본 발명의 하나의 실시예에 따라, 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱하는 제곱기; 2차측으로의 에너지전달 듀티비를 산출하는 듀티비 산출부; 및 듀티비 산출부로부터 산출된 에너지전달 듀티비를 이용하여 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치의 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 연산부;를 포함하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로가 제안된다. 또한, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법이 제안된다.

Description

컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법{CIRCUIT FOR GENERATING REFERENCE SIGNAL FOR CONTROLLING PEAK CURRENT OF CONVERTER SWITCH, ISOLATED CONVERTER AND METHOD FOR GENERATING REFERENCE SIGNAL FOR CONTROLLING PEAK CURRENT OF CONVERTER SWITCH}
본 발명은 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법에 관한 것이다. 구체적으로는 제곱기를 이용한 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로, 절연 컨버터 및 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법에 관한 것이다.
절연 컨버터는 스위칭 동작에 의해 1차측에서 2차측으로 전류를 전달한다. 컨버터 스위치, 예컨대 MOSFET 스위치가 턴-온 되면 턴-온 기간 동안 인덕터 전류가 상승한다. 인덕터 전류가 상승하여 설정된 피크레벨에 도달하면 컨버터 스위치가 오프된다. 컨버터 스위치가 오프되면 2차측으로의 전류가 전달되게 된다.
DCM 혹은 CRM 방식으로 동작을 하는 플라이백 혹은 벅-부스트 컨버터 방식의 LED 드라이버에서 LED의 전류는 MOSFET에 흐르는 피크전류와 스위칭 주기 그리고 2차측으로 전류가 전달되는 시간에 의해 결정된다. 2차측의 LED 전류(ILED)는 특별한 제어가 없다면 전원 및 부하에 따라 달라지는 값이 된다. 하지만, 2차측의 LED 전류의 변동이 클수록 라인 레귤레이션 특성과 부하 레귤레이션 특성이 나빠진다. 그러므로, 2차측 전류 변동을 억제할 필요가 있다.
2차측 출력을 피드백받아 컨버터 스위치를 제어하는 방식이 아닌 1차측 센싱전압으로부터 컨버터 스위치를 제어하는 경우에는 컨버터 스위치의 피크전류를 적절하게 제어하여야 고주파왜율(THD)을 개선하고 역률(PF)을 개선할 수 있다.
미국 공개특허공보 US 2012/0139438 (2012년 06월 7일 공개) 미국 공개특허공보 US 2011/0266969 (2011년 11월 3일 등록)
전술한 문제를 해결하고자, 1차측 공급전압으로부터 얻어진 입력전압 신호를 제곱하고 에너지전달 듀티비를 이용하여 컨버터 스위치의 피크전류를 제어하기 위한 기준신호를 생성하는 기술을 제안하고자 한다.
전술한 문제를 해결하기 위하여, 본 발명의 제1 모습에 따라, 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱하는 제곱기; 2차측으로의 에너지전달 듀티비를 산출하는 듀티비 산출부; 및 듀티비 산출부로부터 산출된 에너지전달 듀티비를 이용하여 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치의 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 연산부;를 포함하고, 상기 듀티비 산출부는 상기 컨버터 스위치를 구동시키는 구동신호 및 상기 2차측으로의 에너지 전달 시간을 입력받아 상기 구동신호의 주기에 대한 상기 에너지 전달 시간을 상기 에너지전달 듀티비로 산출하며, 상기 연산부에서 출력되는 상기 피크전류 제어용 기준신호는 1차측 센싱전압 신호와 비교되고 비교 결과에 따라 상기 컨버터 스위치의 상기 구동신호가 생성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로가 제안된다.
이때, 하나의 예에서, 제곱기로부터 출력되는 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치 갖도록 이득 조절하여 연산부으로 출력하는 자동이득조절기(AGC)를 더 포함할 수 있다.
또한, 이때, 연산부는: 2차측 출력을 조정하기 위해 듀티비 산출부에서 산출된 에너지전달 듀티비에 소정의 이득을 곱하는 곱셈기; 및 곱셈기의 출력으로 AGC의 출력신호를 나누어 피크전류 제어용 기준신호를 생성하고 출력하는 디바이더;를 포함할 수 있다.
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또한, 하나의 예에 따르면, 절연 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있다.
다음으로, 전술한 문제를 해결하기 위하여, 본 발명의 제2 모습에 따라, 1차측 권선, 2차측 주권선 및 2차측 보조권선을 포함하는 트랜스포머; 1차측 권선에 연결되고 스위칭 동작하며 트랜스포머를 통해 1차측의 공급전압을 2차측으로 전달시키는 컨버터 스위치; 2차측 보조권선으로부터 컨버터 스위치의 스위칭에 따른 2차측으로의 에너지 전달시간을 검출하는 에너지 전달시간 검출기; 청구항 1 내지 3 중의 어느 한 항에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로; 및 1차측 센싱전압 신호와 상기 피크전류 제어용 기준신호 생성회로에서 생성된 피크전류 제어용 기준신호를 비교하고 상기 컨버터 스위치의 구동신호를 생성하여 출력하는 제어블럭;을 포함하고, 상기 기준신호 생성회로의 상기 듀티비 산출부는 상기 컨버터 스위치를 구동시키는 상기 구동신호 및 상기 에너지 전달시간 검출기에서 출력되는 상기 에너지 전달시간을 입력받아 상기 구동신호의 주기에 대한 상기 에너지 전달 시간을 상기 에너지전달 듀티비로 산출하는 것을 특징으로 하는 절연 컨버터가 제안된다.
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또한, 하나의 예에 따르면, 제어블럭은: 1차측 센싱전압 신호와 기준신호 생성회로에서 생성된 피크전류 제어용 기준신호를 입력받아 비교하는 비교기; 2차측 보조권선으로부터 출력되는 신호로부터 컨버터 스위치의 온 동작 시간을 정하는 온-타임 생성기; 및 비교기의 출력과 온-타임 생성기의 출력을 받아 컨버터 스위치의 구동신호를 출력하는 플립플롭;을 포함하여 이루어질 수 있다.
또한, 하나의 예에서, 1차측 공급전압을 분배하여 분배된 입력전압 신호를 제곱기로 제공하는 전압분배부; 및 트랜스포머의 2차측에 연결되며 2차측 출력을 정류하는 정류 다이오드 및 다이오드에서 정류된 직류전압을 충전하는 출력 커패시터를 포함하는 2차 출력 블럭;을 더 포함할 수 있다.
또한, 하나의 예에 따르면, 절연 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있다.
다음으로, 전술한 문제를 해결하기 위하여, 본 발명의 제3 모습에 따라, 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱하는 단계; 절연 컨버터 2차측으로의 에너지전달 듀티비를 산출하는 단계; 및 에너지전달 듀티비를 이용하여 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치의 피크전류 제어용 기준신호를 생성하는 단계;를 포함하고, 상기 에너지전달 듀티비를 산출하는 단계에서, 상기 컨버터 스위치를 구동시키는 구동신호 및 상기 2차측으로의 에너지 전달 시간을 입력받아 상기 구동신호의 주기에 대한 상기 에너지 전달 시간을 상기 에너지전달 듀티비로 산출하고, 출력되는 상기 피크전류 제어용 기준신호는 1차측 센싱전압 신호와 비교되고 비교 결과에 따라 상기 컨버터 스위치의 상기 구동신호가 생성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법이 제안된다.
이때, 하나의 예에서, 입력전압 신호를 제곱하는 단계 이후에 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치 갖도록 이득 조절하여 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 단계로 출력하는 이득조절 단계를 더 포함할 수 있다.
또한, 이때, 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 단계는: 에너지전달 듀티비를 산출하는 단계 이후에, 2차측 출력을 조정하기 위해 에너지전달 듀티비에 소정의 이득을 곱하는 단계; 및 소정의 이득을 곱하는 단계에서의 출력으로 이득조절 단계에서 이득 조절된 출력신호를 나누어 피크전류 제어용 기준신호를 생성하는 단계;를 포함하여 이루어질 수 있다.
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또한, 하나의 예에서, 절연 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있다.
본 발명의 실시예에 따라, 1차측 공급전압으로부터 얻어진 입력전압 신호를 제곱하고 에너지전달 듀티비를 이용하여 컨버터 스위치의 피크전류를 제어하기 위한 기준신호를 생성하고, 1차측 센싱전압 신호와 비교함으로써 컨버터 스위치의 피크전류를 제어할 수 있다.
또한, 본 발명의 하나의 실시예에 따라, 컨버터 스위치의 피크전류를 제어하기 위한 기준신호를 생성하여 컨버터 스위치의 피크 전류를 제어함으로써 2차측 평균 전류가 부하의 변동 및 전원전압의 변동에 무관하게 제어되도록 할 수 있다. 그에 따라, 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.
첫째, 라인 레귤레이션(Line regulation)을 개선할 수 있다. 즉, 전원 전압이 변동해도 일정한 2차측 LED 전류를 만족한다.
둘째, 로드 레귤레이션(Load regulation)을 개선할 수 있다. 즉, 부하의 특성이 변해도 일정한 2차측 LED 전류를 만족한다.
셋째, 고조파왜율(THD)을 개선할 수 있다. 즉, AC 전원에서 공급되는 입력 전류가 정현파 형태가 되므로 THD가 개선된다.
넷째, 역률(PF)을 개선할 수 있다. 즉, AC 전원에서 공급되는 전류가 전원전압의 위상과 일치하며, 전류의 고조파가 억제되므로 PF가 개선된다.
본 발명의 다양한 실시예에 따라 직접적으로 언급되지 않은 다양한 효과들이 본 발명의 실시예들에 따른 다양한 구성들로부터 당해 기술분야에서 통상의 지식을 지닌 자에 의해 도출될 수 있음은 자명하다.
도 1은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로의 개략적인 블럭도를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 또 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로의 개략적인 블럭도를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 다른 하나의 실시예에 따른 절연 컨버터를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 4a는 절연 컨버터의 CRM 동작에 따른 에너지 전달 시간을 나타낸 도면이다.
도 4b는 절연 컨버터의 DCM 동작에 따른 에너지 전달 시간을 나타낸 도면이다.
도 5a는 비교예의 적용 시 AC 전원의 전류 공급 파형을 나타낸 그래프이다.
도 5b는 본 발명의 하나의 실시예 적용 시 AC 전원의 전류 공급 파형을 나타낸 그래프이다.
도 6은 절연 컨버터의 컨버터 스위치에서 드레인 전압과 MOSFET 전류를 개략적으로 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 다른 또 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 또 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
전술한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 실시예들이 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것이다. 본 설명에 있어서, 동일부호는 동일한 구성을 의미하고, 당해 분야의 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명의 이해를 도모하기 위하여 부차적인 설명은 생략될 수도 있다.
본 명세서에서 하나의 구성요소가 다른 구성요소와 연결, 결합 또는 배치 관계에서 '직접'이라는 한정이 없는 이상, '직접 연결, 결합 또는 배치'되는 형태뿐만 아니라 그들 사이에 또 다른 구성요소가 개재됨으로써 연결, 결합 또는 배치되는 형태로도 존재할 수 있다.
본 명세서에 비록 단수적 표현이 기재되어 있을지라도, 발명의 개념에 반하거나 명백히 다르거나 모순되게 해석되지 않는 이상 복수의 구성 전체를 대표하는 개념으로 사용될 수 있음에 유의하여야 한다. 본 명세서에서 '포함하는', '갖는', '구비하는', '포함하여 이루어지는' 등의 기재는 하나 또는 그 이상의 다른 구성요소 또는 그들의 조합의 존재 또는 부가 가능성이 있는 것으로 이해되어야 한다.
우선, 본 발명의 제1 모습에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로를 도면을 참조하여 구체적으로 살펴볼 것이다. 이때, 참조되는 도면에 기재되지 않은 도면부호는 동일한 구성을 나타내는 다른 도면에서의 도면부호일 수 있다.
도 1은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로의 개략적인 블럭도를 나타낸 도면이고, 도 2는 본 발명의 또 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로의 개략적인 블럭도를 나타낸 도면이다. 도 4a는 절연 컨버터의 CRM 동작에 따른 에너지 전달 시간을 나타낸 도면이고, 도 4b는 절연 컨버터의 DCM 동작에 따른 에너지 전달 시간을 나타낸 도면이다. 도 5a는 비교예의 적용 시 AC 전원의 전류 공급 파형을 나타낸 그래프이고, 도 5b는 본 발명의 하나의 실시예 적용 시 AC 전원의 전류 공급 파형을 나타낸 그래프이다. 도 6은 절연 컨버터의 컨버터 스위치에서 드레인 전압과 MOSFET 전류를 개략적으로 나타낸 그래프이다.
도 1 또는/및 2를 참조하면, 하나의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로는 제곱기(11), 듀티비 산출부(15) 및 연산부(17)를 포함하여 이루어진다. 예컨대, 도 2를 참조하면, 하나의 예에서, 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로는 자동이득조절기(AGC)(13)를 더 포함할 수 있다.
도 1 또는/및 2를 참조하면, 제곱기(11)는 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱한다. 예컨대, 도 3을 참조하면, 제곱기(11)는 1차측 공급전압을 분배하여 입력전압 신호를 제공하는 전압분배부(20)에 연결되며 전압분배부(20)에서 분배된 입력전압 신호를 제공받거나 감지하여 제곱할 수 있다. 제곱된 입력전압 신호는 제곱기(11)에서 출력된 후 다음에 설명될 연산부(17)에서 피크전류 제어용 기준신호 VREF를 생성하기 위하여 사용된다.
예컨대, 이때 절연 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있다. 예컨대, 플라이백 컨버터는 CRM(Critical Conduction Mode) 방식으로 동작하거나 DCM(Discontinuous Conduction Mode) 방식으로 동작할 수 있다. 즉, 제곱기(11)는 CRM 방식이나 DCM 방식으로 동작하는 플라이백 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 받아 제곱할 수 있다.
예컨대, 도 2 또는/및 3을 참조하면, 하나의 예에서, 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로는 제곱기(11)와 연산부(17) 사이에 자동이득조절기(AGC)(13)를 더 포함할 수 있고, 이때, 자동이득조절기(AGC)(13)는 제곱기(11)로부터 출력되는 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치(K1) 갖도록 이득 조절하여 연산부(17)으로 출력할 수 있다.
한편, 도 1 또는/및 2를 참조하면, 듀티비 산출부(15)는 절연 컨버터 2차측으로의 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 산출한다.
예컨대, 하나의 예에서, 듀티비 산출부(15)는 컨버터 스위치(50)를 구동시키는 구동신호 및 절연 컨버터 2차측으로의 에너지 전달시간 Tdm을 입력받아 구동신호의 주기, 즉 스위칭 주기 T 에 대한 에너지 전달 시간을 에너지전달 듀티비 Tdm/T로 산출할 수 있다. 즉, 에너지전달 듀티비 Tdm/T는 구동신호 주기, 즉 스위칭 주기 T 에 대한 2차측으로의 에너지 전달시간 Tdm 을 의미한다.
다음, 도 1 또는/및 2를 참조하면, 연산부(17)는 듀티비 산출부(15)로부터 산출된 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 이용하여 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치(50)의 피크전류 제어용 기준신호 VREF를 생성하여 출력한다. 이때, 입력전압 신호의 제곱 신호는 제곱기(11)로부터 유래된 것이다. 즉, 연산부(17)는 컨버터 스위치 제어용 구동신호의 생성을 위한 기준신호를 생성할 수 있다.
예컨대, 도 2를 참조하면, 하나의 예에서, 연산부(17)는 AGC(13)로부터 이득 조절된 입력전압 신호의 제곱 신호를 받아 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 이용하여 컨버터 스위치(50)의 피크전류 제어용 기준신호를 생성할 수 있다.
또한, 도 2를 참조하면, 하나의 예에서, 연산부(17)는 곱셈기(171) 및 디바이더(173)를 포함할 수 있다. 이때, 곱셈기(171)는 2차측 출력 값을 조정하기 위해, 예컨대 도 3을 참조하면, 2차측 부하(300)에 흐르는 전류를 조정하기 위해, 듀티비 산출부(15)에서 산출된 에너지전달 듀티비 Tdm/T에 소정의 이득(K2)을 곱한다. 또한, 디바이더(173)는 곱셈기(171)의 출력으로 AGC(13)의 출력신호를 나누어 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력할 수 있다.
이때, 도 3을 참조하면, 하나의 예에서, 연산부(17)에서 출력되는 피크전류 제어용 기준신호는 제어블럭(30)의 비교기(31)에서 1차측 센싱전압 신호와 비교될 수 있다. 이때, 비교 결과에 따라 컨버터 스위치(50)의 구동신호가 생성될 수 있다.
다음으로, 본 발명의 원리를 구체적으로 살펴본다. 예컨대, LED 드라이버(Driver)에 적용되는 절연 컨버터를 예를 들어 본 발명의 원리를 구체적으로 살펴볼 것이다.
예컨대, DCM 혹은 CRM 방식으로 동작하는 플라이백 또는 벅-부스트(buck-boost) 컨버터 방식의 LED 드라이버(driver)에서 LED의 전류는 컨버터 스위치, 예컨대 MOSFET 스위치에 흐르는 피크전류(Ipk)와 스위칭 주기(T) 그리고 2차측으로 전류가 전달되는 시간 또는 에너지 전달시간(Tdm : demagnetizing time)에 의해 결정된다. 이때, 2차측의 LED 전류(ILED)는 다음 식(1)과 같다.
식(1) : ILED = N/2·Ipk·(Tdm/T)
이때, Tdm/T는 전원전압, LED의 순방향 전압강하(forward voltage drop)(VF)의 함수이다. 따라서, 특별한 제어가 없다면 ILED는 전원 및 부하에 따라 달라지는 값이 된다.
그러나, 만약 Ipk를 Ipk ∝ T/Tdm 와 같이 제어할 수 있다면, Tdm/T의 변동에 따른 전류 변동을 억제할 수 있다.
컨버터의 공급전압이 정류되지 않은 사인(sine) 파의 모습이라면, Ipk에 전원전압의 위상 정보를 포함하여 역률(power factor)을 개선할 수 있다.
Ipk ∝ sin(Φ)·(T/Tdm)
도 6에는 절연 컨버터의 스위칭에 따른 컨버터 스위치(50), 예컨대 MOSFET 스위치의 전압과 예컨대 MOSFET에 흐르는 전류가 도시되어 있다. 컨버터 스위치(50)가 턴-온 되면 Ton 기간 동안 MOSFET에 흐르는 전류, 즉 트랜스포머의 인덕터 전류가 상승한다. 인덕터 전류가 상승하여 설정된 피크레벨(Ipk)에 도달하면 컨버터 스위치(50)가 오프된다. 컨버터 스위치(50)가 오프되면 2차측으로의 에너지 전달시간, 즉 Tdm 기간 중에 2차측으로 전류가 전달되게 된다. 에너지가 2차측으로 전부 전달되고 나면 컨버터 스위치(50)가 다시 턴-온 되기 전까지 기생소자들(도시되지 않음)에 의한 공진이 발생한다.
이때, 절연 컨버터의 AC 전원에서 공급된 전류, 즉 AC 입력 전류(Iin)를 계산해 보면 다음 식(2)와 같다. 이때, 'T' 는 컨버터 스위치의 스위칭 주기이다.
식(2) : Iin = 1/2·Ipk·(Ton/T)
이때, 컨버터 스위치의 피크 전류가 다음의 식(3)과 같다고 가정하고 입력 전류를 구해본다.
식(3) : Ipk = K·sin(Φ)(T/Tdm)
전술한 컨버터 스위치의 피크전류 식을 이용하여 입력 전류를 구해보면,
Iin = 1/2·Ipk·(Ton/T) = 1/2·K·sin(Φ)(Ton/Tdm) 이다.
전원전압의 피크치를 Vsup, 예컨대 LED의 포워드(forward) 전압을 VF, 트랜스포머의 1차측 권선(Np)과 2차측 권선(Ns) 비를 N(=Np/Ns)이라 한다면, Ton과 Tdm은 각각 다음 식(4) 및 식(5)와 같이 구할 수 있다. 이때, 전원전압은 통상 1차측 공급전압을 의미하나, 도 3에 도시된 브리지 정류기 전단의 전원전압으로도 이해될 수 있다.
식(4) : Ton = Lm/(Vsup·sin(Φ))·Ipk
식(5) : Tdm = Lm/(N·VF)·Ipk
따라서, 입력 전류는 다음 식(6)과 같게 된다.
식(6) : Iin = 1/2·Ipk(Ton/T) = 1/2·K·sin(Φ)(N·VF)/(Vsup·sin(Φ))
= 1/2·K·(N·VF)/Vsup
이때, 만약 이상적으로 제어가 된다면 입력 전류는 항상 일정하게 된다. 물론, 이와 같이 완벽히 제어가 되지 않고 LED 전압이 전류의 크기에 따라 변한다. 이때, 입력 전류는 완전하게 일정하지 않지만, 도 5a를 참조하면 입력 전류의 형태는 거의 구형파 형태가 되어 사인(sine) 파의 모양에서 크게 벗어나므로 THD가 나빠지게 되고 이에 따라 역률이 떨어지는 문제가 발생한다.
즉, 컨버터 스위치의 피크 전류가 전술한 식(3)과 같다고 가정하고 입력 전류를 구해본 결과, 입력 전류의 형태가 도 5a에 도시된 바와 같이 거의 구형파 형태가 되어 THD가 나빠지고 역률이 떨어지게 된다.
이때, 본 발명에서 제안하는 것과 같이 컨버터 스위치(50)의 피크전류를 다음 식(7)과 같이 사인(sine) 파의 제곱형태로 제어를 할 수 있다.
식(7) : Ipk = K·sin2(Φ)·(T/Tdm)
본 발명에서 제안되는 Ipk로부터 입력 전류를 예측하면 다음 식(8)과 같다.
식(8) : Iin = 1/2·Ipk(Ton/T) = 1/2·K·sin2(Φ)(N·VF)/(Vsup·sin(Φ))
= 1/2·K·sin(Φ)·(N·VF)/Vsup
즉, Iin = 1/2·K·sin(Φ)·(N·VF)/Vsup ∝ ·sin(Φ) 이다. 이때, 수식에서 K, N, VF, Vsup는 상수이므로, Iin은 사인(sine) 파 형태를 만족하게 되므로 THD와 역률이 크게 개선될 수 있다.
이때, 본 발명에 따라, 제안된 방식에 의한 2차측 전류, 예컨대 2차측 LED 전류(ILED)는 다음 식(9)와 같이 예측할 수 있다.
식(9) : ILED = K·N/2·sin2(Φ)
이때, ILED의 평균 전류는 다음 식(10)과 같다.
식(10) :
Figure 112013079546436-pat00001
이때, ILED의 평균 전류는 일정하므로, 라인 레귤레이션(Line regulation) 및 로드 레귤레이션(Load regulation)이 개선됨을 나타낸다.
식(10)에서, 평균 LED 전류는 부하의 변동(VF의 변동) 및 전원전압의 변동(Vsup의 변동)에 무관하게 제어되므로 항상 일정한 전류 특성을 얻을 수 있다. 따라서, 다음에 나열하는 효과를 만족할 수 있다.
첫째, 라인 레귤레이션(Line regulation)을 개선할 수 있다. 즉, 전원 전압이 변동해도 일정한 2차측 LED 전류를 만족한다.
둘째, 로드 레귤레이션(Load regulation)을 개선할 수 있다. 즉, 부하의 특성이 변해도 일정한 2차측 LED 전류를 만족한다.
셋째, 고조파왜율(THD)을 개선할 수 있다. 즉, AC 전원에서 공급되는 입력 전류가 정현파 형태가 되므로 THD가 개선된다.
넷째, 역률(PF)을 개선할 수 있다. 즉, AC 전원에서 공급되는 전류가 전원전압의 위상과 일치하며, 전류의 고조파가 억제되므로 PF가 개선된다.
다음으로, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로의 동작을 예컨대, 도 2와 같은 구조를 참조하여 살펴본다. 도 2를 참조하면, 전원전압을 적당한 비율로 분배하여 센싱한다. 이때 전원전압이 1차측 공급전압인 경우 전파 정류된 사인(sine)파 형태를 갖는다.
도 2를 참조하면, 센싱된 입력 전압(Va)을 제곱기(11)를 이용하여 제곱한다. 제곱기(11)에서 제곱된 신호는 신호의 크기를 일정하게 맞추기 위해 자동이득조절기(AGC)(13)를 통과시킨다. 자동이득조절기에서 발생된 전압 Vagc는 최대 K1의 피크를 갖는다. 한편, 컨버터 스위치(50)의 스위칭 정보로부터 에너지전달 듀티비 (Tdm/T)를 구하고 이값에 이득 K2를 곱한다. 최종적으로 두 신호를 디바이더(divider)(173)를 이용하여 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 VREF를 발생시킨다. 발생된 신호 VREF는 다음 식(11)과 같은 수식을 만족하게 된다.
식(11) :
Figure 112013079546436-pat00002

이때, 전술한 제어기법을 통하여 구현한 절연 컨버터의 예로 도 3에서 플라이백 컨버터(flyback converter)의 구성이 도시되고 있다. 도 3을 참조하여 절연 컨버터의 구성인 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)를 살펴보면, 입력전원, 즉 1차측 공급전압을 전압분배부(20)에서, 예컨대 분배저항 R1과 R2로 분배시켜 감지한 후 제곱기(11)에서 제곱한다. 제곱기(11)에서의 제곱 결과를 AGC(13)를 통해 K1의 이득의 일정한 피크치를 갖는 신호로 변환한다. 컨버터 스위치(50) M1의 게이트 구동신호로부터 스위칭 주기 T를 얻을 수 있고, 2차측 보조권선(103b)의 출력으로부터 에너지 전달시간 검출기(70)를 이용하여 에너지 전달시간 Tdm을 얻을 수 있다. 최종적으로 컨버터 스위치(50) M1의 피크전류를 결정하는 기준신호 VREF를 만들어 낸다.
다음, 절연 컨버터의 제어블럭(30)의 비교기(31)는 센싱저항 Rcs로 센싱한 컨버터 스위치(50) M1의 전류가 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 VREF와 같도록 제어하므로, VREF는 컨버터 스위치(50) M1의 피크 전류를 제어함을 알 수 있다.
도 2 및 3에 도시된 제곱기(11)의 구성이 없는 비교예를 적용한 경우, 도 5a를 참조하면, 모의 실험을 통해 입력 전류의 THD를 구해 보면 THD=28.6%이고 PF=0.96 임을 알 수 있다. 하지만, 본 발명의 실시예에 다른 방식, 예컨대 도 3과 같은 방식을 적용할 경우, 도 5b를 참조하면 입력전류는 거의 사인(sine) 파에 유사하게 되고 THD는 7.7%, 역률(PF)는 0.998을 얻을 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예에서 제안되는 제어 기법을 통해 THD와 PF를 현저하게 개선할 수 있다.
다음으로, 본 발명의 제2 모습에 따른 절연 컨버터를 도면을 참조하여 구체적으로 살펴본다. 이때, 전술한 제1 모습의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로들 및 도 1, 2, 4a, 4b, 5b 및 6이 참조될 것이고, 이에 따라 중복되는 설명들은 생략될 수 있다.
도 3은 본 발명의 다른 하나의 실시예에 따른 절연 컨버터를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 하나의 예에 따른 절연 컨버터는 트랜스포머(100), 컨버터 스위치(50), 에너지 전달시간 검출기(70), 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10) 및 제어블럭(30)을 포함하여 이루어질 수 있다. 또한, 도 3을 참조하면, 하나의 예에서, 절연 컨버터는 전압분배부(20)를 더 포함할 수 있다.
예컨대, 이때, 절연 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있다. 예컨대, 플라이백 컨버터는 CRM 방식으로 동작하거나 DCM 방식으로 동작할 수 있다.
도 3을 참조하면, 절연 컨버터의 트랜스포머(100)는 1차측 권선(101), 2차측 주권선(103a) 및 2차측 보조권선(103b)을 포함하고 있다. 트랜스포머(100)는 1차측 권선으로 입력되는 1차측 공급전압을 2차측 주권선(103a)으로 전달한다.
다음, 도 3을 참조하면, 절연 컨버터의 컨버터 스위치(50)는 트랜스포머(100)의 1차측 권선(101)에 연결되어 스위칭 동작한다. 이때, 컨버터 스위치(50)의 스위칭 동작에 따라, 1차측의 공급전압이 트랜스포머(100)를 통해 2차측으로 전달된다. 즉, 컨버터 스위치(50)의 스위칭 동작에 따라, 트랜스포머(100)는 1차측 에너지를 2차측으로 전달한다. 이때, 도 4a를 참조하면, CRM 방식의 경우, 1차측에서 2차측으로의 에너지 전달시간 Tdm은 컨버터 스위치(50)의 오프 구간과 일치한다. 또한, 도 4b를 참조하면, DCM 방식의 경우 1차측에서 2차측으로의 에너지 전달시간 Tdm은 컨버터 스위치(50)의 오프 시점부터 트랜스포머(100)의 인덕터 전류가 '0'이 되는 지점까지의 구간과 일치한다.
다음으로, 도 3을 참조하면, 에너지 전달시간 검출기(70)는 트랜스포머(100)의 2차측 보조권선(103b)으로부터 컨버터 스위치(50)의 스위칭에 따른 2차측으로의 에너지 전달시간 Tdm을 검출한다.
다음으로, 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)는 전술한 발명의 제1 모습에 따른 실시예들 중의 하나이다. 예컨대, 도 1, 2 또는/및 3을 참조하면, 하나의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)는 제곱기(11), 듀티비 산출부(15) 및 연산부(17)를 포함하여 이루어질 수 있다.
이때, 제곱기(11)는 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱한다. 예컨대, 도 2 또는/및 3을 참조하면, 제곱기(11)는 1차측 공급전압을 분배하여 입력전압 신호를 제공받거나 감지하여 제곱할 수 있다.
또한, 듀티비 산출부(15)는 절연 컨버터 2차측으로의 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 산출한다. 이때, 하나의 예에서, 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)의 듀티비 산출부(15)는 컨버터 스위치(50)를 구동시키는 구동신호 및 에너지 전달시간 검출기(70)에서 출력되는 에너지 전달시간을 입력받아 구동신호의 주기에 대한 에너지 전달 시간을 에너지전달 듀티비 Tdm/T로 산출할 수 있다.
게다가, 도 1, 2 또는/및 3을 참조하면, 연산부(17)는 듀티비 산출부(15)로부터 산출된 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 이용하여 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치(50)의 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력한다. 예컨대, 도 2 또는/및 3을 참조하면, 연산부(17)는 AGC(13)로부터 이득 조절된 입력전압 신호의 제곱 신호를 받아 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 이용하여 컨버터 스위치(50)의 피크전류 제어용 기준신호를 생성할 수 있다. 예컨대, 도 2 또는/및 3을 참조하면, 연산부(17)는 곱셈기(171) 및 디바이더(173)를 포함할 수 있다. 이때, 곱셈기(171)는 2차측 출력, 예컨대 2차측 부하(300)로 흐르는 전류를 조정하기 위해, 듀티비 산출부(15)에서 산출된 에너지전달 듀티비 Tdm/T에 소정의 이득을 곱한다. 또한, 디바이더(173)는 곱셈기(171)의 출력으로 AGC(13)의 출력신호를 나누어 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력할 수 있다.
예컨대, 도 2 또는/및 3을 참조하면, 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)는 자동이득조절기(AGC)(13)를 더 포함할 수 있다. 이때, AGC(13)는 제곱기(11)로부터 출력되는 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치 갖도록 이득 조절하여 연산부(17)으로 출력할 수 있다.
다음으로, 도 3을 참조하면, 제어블럭(30)에 대해 구체적으로 살펴본다. 제어블럭(30)은 1차측 센싱전압 신호와 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)에서 생성된 피크전류 제어용 기준신호를 비교하고 컨버터 스위치(50)의 구동신호를 생성하여 출력한다.
예컨대, 도 3을 참조하면, 하나의 예에서, 제어블럭(30)은 비교기(31), 온-타임 생성기(33) 및 플립플롭(35)을 포함하여 이루어질 수 있다. 제어블럭(30)의 비교기(31)는 1차측 센싱전압 신호와 피크전류 제어용 기준신호 생성회로(10)에서 생성된 피크전류 제어용 기준신호를 입력받아 비교한다. 또한, 온-타임 생성기(33)는 2차측 보조권선(103b)으로부터 출력되는 신호로부터 컨버터 스위치(50)의 온 동작 시간을 결정한다. 또한, 플립플롭(35)은 비교기(31)의 출력과 온-타임 생성기(33)의 출력을 받아 컨버터 스위치(50)의 구동신호를 출력한다.
또한, 도 3을 참조하여, 하나의 예에 따른 절연 컨버터를 살펴본다. 이때, 절연 컨버터는 전압분배부(20)를 더 포함할 수 있다. 전압분배부(20)는 1차측 공급전압을 분배하여 분배된 입력전압 신호를 제곱기(11)로 제공한다. 또한, 절연 컨버터는 정류 다이오드(201) 및 출력 커패시터(203)를 포함하는 2차 출력 블럭(200)을 포함할 수 있다. 2차 출력 블럭(200)의 정류 다이오드(201)는 트랜스포머(100)의 2차측에 연결되며 2차측 출력을 정류한다. 출력 커패시터(203)는 정류 다이오드(201)에서 정류된 직류전압을 충전한다.
예컨대, 도 3을 참조하면, 절연 컨버터가 LED 구동용 컨버터인 경우, 2차 출력 블럭(200), 구체적으로 출력 커패시터(203)에 부하(300), 예컨대 LED가 연결될 수 있다.
다음으로, 본 발명의 제3 모습에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법을 도면을 참조하여 구체적으로 살펴본다. 이때, 전술한 제1 모습의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로들 및 도 1 내지 6이 참조될 것이고, 이에 따라 중복되는 설명들은 생략될 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 또 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법을 개략적으로 나타낸 흐름도이고, 도 8은 본 발명의 또 하나의 실시예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 7 및/또는 8을 참조하면, 하나의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법은 입력전압 신호 제곱 단계(S100), 에너지전달 듀티비 산출 단계(S300, S300') 및 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S500, S500')를 포함하여 이루어질 수 있다. 또한, 도 8을 참조하면, 하나의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법은 이득조절 단계(S200)를 더 포함할 수 있다.
먼저, 도 7 및/또는 8을 참조하면, 입력전압 신호 제곱 단계(S100)에서는, 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호가 제곱된다. 예컨대, 이때, 절연 컨버터는 플라이백 컨버터일 수 있다. 즉, 하나의 예에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법은 플라이백 컨버터 방식에 적용될 수 있다. 예컨대, CRM 방식이나 DCM 방식으로 동작하는 플라이백 컨버터 방식에 적용될 수 있다.
또한, 도 8을 참조하면, 하나의 예에서, 입력전압 신호 제곱 단계(S100) 이후에 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계, 구체적으로 도 8의 도면부호 S530 단계 이전에 이득조절 단계(S200)를 더 포함할 수 있다. 이득조절 단계(S200)에서는, 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치 갖도록 이득 조절하여 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S530)로 출력할 수 있다.
다음, 도 7 및/또는 8을 참조하면, 에너지전달 듀티비 산출 단계(S300, S300')에서는, 절연 컨버터 2차측으로의 에너지전달 듀티비 Tdm/T가 산출된다.
예컨대, 하나의 예에 따르면, 에너지전달 듀티비 산출 단계(S300, S300')에서, 컨버터 스위치(50)를 구동시키는 구동신호 및 2차측으로의 에너지 전달 시간이 입력되고, 구동신호의 주기에 대한 에너지 전달 시간이 에너지전달 듀티비 Tdm/T로 산출될 수 있다. 이때, 도 3을 참조하면, 컨버터 스위치(50)를 구동시키는 구동신호는 제어블럭(30), 예컨대 구체적으로는 플립플롭(35)에서 출력되는 신호이고, 2차측으로의 에너지 전달 시간은 에너지 전달시간 검출기(70)를 통해 2차측 보조권선(103b)의 출력신호로부터 얻어질 수 있다.
계속하여, 도 7 및/또는 8을 참조하면, 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S500, S500')에서는, 에너지전달 듀티비 산출 단계(S300, S300')에서 산출된 에너지전달 듀티비 Tdm/T를 이용하여 입력전압 신호 제곱 단계(S100)에서 유래된 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치(50)의 피크전류 제어용 기준신호가 생성된다.
예컨대, 도 8을 참조하면, 하나의 예에서, 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S500')는 이득 곱 단계(S510) 및 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S530)를 포함하여 이루어질 수 있다. 이때, 이득 곱 단계(S510)에서는, 에너지전달 듀티비 산출 단계(S300') 이후에, 2차측 출력 값을 조정하기 위해 에너지전달 듀티비 Tdm/T에 소정의 이득(K2)을 곱한다. 즉, 이득 곱 단계(S510)에서 에너지전달 듀티비 Tdm/T에 소정의 이득(K2)이 곱해짐에 따라, 이후 2차측 출력 값이 조정될 수 있다. 계속하여, 도 8을 참조하면, 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S530)에서는, 이득 곱 단계(S510), 즉 소정의 이득을 곱하는 단계에서의 출력으로 이득조절 단계(S200)에서 이득 조절된 출력신호를 나눈다. 이때, 이득 조절된 출력신호가 소정 이득(K2)이 곱해진 출력으로 나누어져 피크전류 제어용 기준신호가 생성될 수 있다.
예컨대, 이때, 도 3을 참조하면, 하나의 예에서, 피크전류 제어용 기준신호 생성 단계(S500, S500')에서 출력되는 피크전류 제어용 기준신호는 1차측 센싱전압 신호와 비교되고 비교 결과에 따라 컨버터 스위치(50)의 구동신호가 생성될 수 있다. 이때, 도 3을 참조하면, 컨버터 스위치(50)의 구동신호는 컨버터 스위치(50)의 게이트 전극으로 인가되고 동시에 듀티비 산출부(15)로 전달되어 에너지전달 듀티비 산출 단계(S300, S300')를 통해 에너지전달 듀티비 Tdm/T가 산출될 수 있다.
앞서 살펴본 바와 같이, 전술한 실시예들은 절연 컨버터에서 2차측 출력을 센싱하여 피드백하지 않고 1차측 센싱 정보를 이용하여 제어하는 것으로, 예컨대, 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제공받거나 센싱하여 제곱하고 이에 비례하도록 컨버터 스위치(50)의 전류를 제어하도록 하는 것이다. 본 발명의 실시예에 따라, 컨버터 스위치(50)의 피크 전류(peak current)를 정현파의 제곱형태로 제어할 수 있게 된다
이때, 절연 컨버터는 예컨대 플라이백 컨버터일 수 있고, 예컨대 CRM 혹은 DCM 방식으로 동작하는 플라이백 컨버터일 수 있다. 이때, 플라이백 컨버터는 LED 구동용 컨버터일 수 있다. 본 발명의 전술한 실시예들에서, 2차측인 아닌 1차측 센싱 정보를 이용하여 컨버터 스위치(50)의 전류를 제어함으로써, 고주파왜율(THD)과 역률(power factor)를 개선할 수 있다. 또한, 예컨대 LED 구동용 컨버터에 적용되는 경우 라인 레귤레이션(line regulation) 및 로드 레귤레이션(load regulation) 특성을 만족시킬 수 있다.
이상에서, 전술한 실시예 및 첨부된 도면들은 본 발명의 범주를 제한하는 것이 아니라 본 발명에 대한 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자의 이해를 돕기 위해 예시적으로 설명된 것이다. 또한, 전술한 구성들의 다양한 조합에 따른 실시예들이 앞선 구체적인 설명들로부터 당업자에게 자명하게 구현될 수 있다. 따라서, 본 발명의 다양한 실시예는 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있고, 본 발명의 범위는 특허청구범위에 기재된 발명에 따라 해석되어야 하며, 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의한 다양한 변경, 대안, 균등물들을 포함하고 있다.
10 : 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로
11 : 제곱기 13 : 자동이득조절기(AGC)
15 : 듀티비 산출부 17 : 연산부
171 : 곱셈기 173 : 디바이더
20 : 전압분배부 30 : 제어블럭
31 : 비교기 33 : 온-타임 생성기
35 : 플립플롭 50 : 컨버터 스위치
70 : 에너지 전달시간 검출기 100 : 트랜스포머
101 : 1차측 권선 103a : 2차측 주권선
103b : 2차측 보조권선 200 : 2차 출력 블럭
201 : 정류 다이오드 203 : 출력 커패시터
300 : 부하 또는 LED

Claims (17)

  1. 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱하는 제곱기;
    2차측으로의 에너지전달 듀티비를 산출하는 듀티비 산출부; 및
    상기 듀티비 산출부로부터 산출된 상기 에너지전달 듀티비를 이용하여 상기 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치의 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 연산부;를 포함하고,
    상기 듀티비 산출부는
    상기 컨버터 스위치를 구동시키는 구동신호 및 상기 2차측으로의 에너지 전달 시간을 입력받아 상기 구동신호의 주기에 대한 상기 에너지 전달 시간을 상기 에너지전달 듀티비로 산출하며,
    상기 연산부에서 출력되는 상기 피크전류 제어용 기준신호는 1차측 센싱전압 신호와 비교되고 비교 결과에 따라 상기 컨버터 스위치의 상기 구동신호가 생성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제곱기로부터 출력되는 상기 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치 갖도록 이득 조절하여 상기 연산부으로 출력하는 자동이득조절기(AGC)를 더 포함하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 연산부는:
    2차측 출력을 조정하기 위해 상기 듀티비 산출부에서 산출된 상기 에너지전달 듀티비에 소정의 이득을 곱하는 곱셈기; 및
    상기 곱셈기의 출력으로 상기 AGC의 출력신호를 나누어 상기 피크전류 제어용 기준신호를 생성하고 출력하는 디바이더;를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 절연 컨버터는 플라이백 컨버터인 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로.
  7. 1차측 권선, 2차측 주권선 및 2차측 보조권선을 포함하는 트랜스포머;
    상기 1차측 권선에 연결되고 스위칭 동작하며 상기 트랜스포머를 통해 1차측의 공급전압을 2차측으로 전달시키는 컨버터 스위치;
    상기 2차측 보조권선으로부터 상기 컨버터 스위치의 스위칭에 따른 상기 2차측으로의 에너지 전달시간을 검출하는 에너지 전달시간 검출기;
    청구항 1 내지 3 중의 어느 한 항에 따른 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성회로; 및
    1차측 센싱전압 신호와 상기 피크전류 제어용 기준신호 생성회로에서 생성된 피크전류 제어용 기준신호를 비교하고 상기 컨버터 스위치의 구동신호를 생성하여 출력하는 제어블럭;을 포함하고,
    상기 기준신호 생성회로의 상기 듀티비 산출부는 상기 컨버터 스위치를 구동시키는 상기 구동신호 및 상기 에너지 전달시간 검출기에서 출력되는 상기 에너지 전달시간을 입력받아 상기 구동신호의 주기에 대한 상기 에너지 전달 시간을 상기 에너지전달 듀티비로 산출하는 것을 특징으로 하는 절연 컨버터.
  8. 삭제
  9. 청구항 7에 있어서,
    상기 제어블럭은:
    상기 1차측 센싱전압 신호와 상기 기준신호 생성회로에서 생성된 상기 피크전류 제어용 기준신호를 입력받아 비교하는 비교기;
    상기 2차측 보조권선으로부터 출력되는 신호로부터 상기 컨버터 스위치의 온 동작 시간을 정하는 온-타임 생성기; 및
    상기 비교기의 출력과 상기 온-타임 생성기의 출력을 받아 상기 컨버터 스위치의 상기 구동신호를 출력하는 플립플롭;을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 절연 컨버터.
  10. 청구항 7에 있어서,
    상기 1차측 공급전압을 분배하여 분배된 입력전압 신호를 상기 제곱기로 제공하는 전압분배부; 및
    상기 트랜스포머의 상기 2차측에 연결되며 2차측 출력을 정류하는 정류 다이오드 및 상기 다이오드에서 정류된 직류전압을 충전하는 출력 커패시터를 포함하는 2차 출력 블럭;을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 절연 컨버터.
  11. 청구항 7에 있어서,
    상기 절연 컨버터는 플라이백 컨버터인 것을 특징으로 하는 절연 컨버터.
  12. 절연 컨버터의 1차측 공급전압으로부터 분배된 입력전압 신호를 제곱하는 단계;
    상기 절연 컨버터 2차측으로의 에너지전달 듀티비를 산출하는 단계; 및
    상기 에너지전달 듀티비를 이용하여 상기 입력전압 신호의 제곱 신호로부터 컨버터 스위치의 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 단계;를 포함하고,
    상기 에너지전달 듀티비를 산출하는 단계에서,
    상기 컨버터 스위치를 구동시키는 구동신호 및 상기 2차측으로의 에너지 전달 시간을 입력받아 상기 구동신호의 주기에 대한 상기 에너지 전달 시간을 상기 에너지전달 듀티비로 산출하고,
    출력되는 상기 피크전류 제어용 기준신호는 1차측 센싱전압 신호와 비교되고 비교 결과에 따라 상기 컨버터 스위치의 상기 구동신호가 생성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 입력전압 신호를 제곱하는 단계 이후에 상기 입력전압 신호의 제곱 신호를 소정의 피크치 갖도록 이득 조절하여 상기 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 단계로 출력하는 이득조절 단계를 더 포함하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 피크전류 제어용 기준신호를 생성하여 출력하는 단계는:
    상기 에너지전달 듀티비를 산출하는 단계 이후에, 2차측 출력을 조정하기 위해 상기 에너지전달 듀티비에 소정의 이득을 곱하는 단계; 및
    상기 소정의 이득을 곱하는 단계에서의 출력으로 상기 이득조절 단계에서 이득 조절된 출력신호를 나누어 피크전류 제어용 기준신호를 생성하는 단계;를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법.
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 청구항 12에 있어서,
    상기 절연 컨버터는 플라이백 컨버터인 것을 특징으로 하는 컨버터 스위치 피크전류 제어용 기준신호 생성 방법.
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