CN103219884A - 一种原边反馈恒流控制电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交流-直流LED恒流驱动器的原边反馈恒流控制电路和方法。该控制电路包括：功率开关管，以非连续工作模式控制主级电感的工作；次级电流采样电路，其通过原边辅助绕组采样次级绕组的去磁时间和并且采样主级电感的电流峰值；并且基于所述去磁时间和所述电流峰值产生和每个开关周期内次级电流的平均值相对应的反馈信号；误差放大器，其将参考电压与次级电流采样电路的反馈信号之间的误差放大；积分器，其对由误差放大器放大后的值进行积分；脉冲宽度调制器，其基于积分器输出的信号产生脉冲宽度调制信号，以此控制功率开关管的工作。本发明提高了输出电流的恒流效果，并实现了带有高功率因数控制的高精度恒流控制。

Description

一种原边反馈恒流控制电路及其控制方法

技术领域

本发明属于交流-直流变换器中的LED恒流驱动器技术领域，涉及一种反激式变换器中带有高功率因数的原边反馈恒流控制电路及其控制方法。 

背景技术

目前LED驱动器通常需满足以下几项要求：输出恒流、高功率因数和电气隔离。其中输出恒流是LED自身特点所决定，高功率因数是为了降低驱动器对公用电网的污染，而电气隔离是出于安全考虑。恒流亦为稳流，恒流系统是使输出电流或输出平均电流稳定的电路系统。恒流系统的作用是使输出电流稳定，无论输入电压、输出负载如何变化，输出电流始终恒定不变。传统的恒流系统是在负载上串联取样电阻，并将电流信号转化为电压信号后反馈给控制电路。然而在某些特殊电路中，如LED照明等，受到产品成本、效率或者内部空间等方面的限制，无法采用这一传统恒流系统产生恒定电流。目前常用的一种解决方法是通过反激式变换器的拓扑结构来控制输出电流使其稳定，图1是现有技术中的一种基于反激式变换器的拓扑结构的恒流电路图。 

图1中，该恒流电路包括桥式整流器BRG、母线滤波电容C1、变压器T1、功率开关管M1、主级电感电流采样电阻R1、输出整流二极管D1、输出滤波电容C2和输出LED1-LEDn。桥式整流器BRG将市电整形，即把市电电压Vin·sin(ωt)转化为可操作的电压Vin|sin(ωt)|。母线滤波电容对母线电压Vin|sin(ωt)|没有影响，只起到减低高频噪声的作用。变压器T1是根据工作在非连续工作模式下的反激式变换器而设计的。功率开关管M1由栅极电压MPWM驱动，由驱动电压MPWM所引起的其余各节点电压，电流波形如图2所示。 

在这种技术中，通过由控制芯片控制的驱动电压MPWM控制其余各节点电压，从而控制输出电流，使其稳定，目前已有的能基本上实现原边恒流控制和高功率因数要求的控制芯片，但是目前的芯片只能基本上能满足原边恒流控制 和高功率因数要求，其实际效果比较差，并没有真正实现恒流功能。 

发明内容

对于交流-直流LED恒流驱动器，基于绿色节能的考虑，需要一种结构简单、高性能的高功率因数的控制电路。 

本发明的目的是针对现有技术的不足，基于反激式变换器的拓扑结构，采用非连续工作模式(DCM)的控制方式，提出了一种带有高功率因数控制的高精度恒流控制电路及其控制方法。 

本发明在第一方面提供了一种原边反馈恒流控制电路。该控制电路包括：主级电感、次级绕组和原边辅助绕组；功率开关管，以非连续工作模式控制主级电感的工作；次级电流采样电路，其通过原边辅助绕组采样次级绕组的去磁时间和并且采样主级电感的电流峰值；并且基于所述去磁时间和所述电流峰值产生和每个开关周期内次级电流的平均值相对应的反馈信号；误差放大器，其将参考电压与次级电流采样电路的反馈信号之间的误差放大；积分器，其对由误差放大器放大后的值进行积分；脉冲宽度调制器，其基于积分器输出的信号产生脉冲宽度调制信号，以此控制功率开关管的工作。 

本发明在第二方面还提供了一种交流-直流LED恒流驱动器的控制方法。该控制方法包括：对变压器的主级电感电流的峰值和次级电感电流放电的去磁时间进行检测；基于主级电感电流的峰值和次级电感电流放电的去磁时间运算得到和每个开关周期内次级电流的平均值相对应的反馈信号；对参考电压与反馈信号之间的误差放大并且积分得到积分信号；基于积分信号产生脉冲宽度调制信号，以便对主级侧的功率开关管进行控制。 

本发明的控制电路及其控制方法提高了输出电流的恒流效果，并实现了带有高功率因数控制的高精度恒流控制。 

附图说明

图1为现有技术中反激式LED驱动器拓扑结构示意图； 

图2为根据图1的结构控制下的各节点的波形图； 

图3为本发明实施例的控制电路结构示意图； 

图4为本发明实施例的控制电路结构图； 

图5为根据图4的电路结构的各节点的工作波形图。 

具体实施方式

以下结合本发明附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。 

图2为根据图1的结构控制下的各节点的波形图。图2中，CS为采样电阻R1两端的电压波形；Aux为辅助绕组同名端电压波形，根据变压器的工作原理可知，次级绕组电压与辅助绕组电压成正比；Ip为主级电感电流波形，Ippk为在每个开关周期内，主级电感电流的峰值；Is为次级电感电流波形，Ispk为在每个开关周期内，次级电感电流的峰值。 

假设MPWM的开关周期为T，那么在任意一个开关周期nT内，次级端的输出电流为： 

$\mathrm{Iout}\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{{\∫}_{(n-1)T}^{\mathrm{nT}}\mathrm{Isdt}}{T}$

$=\frac{1}{2}\mathrm{Ispk}\·\frac{\mathrm{Tdem}}{T}$

其中，Tdem为次级绕组的去磁时间。在每个开关周期内，主级电感的峰值电流Ippk与次级电感的峰值电流Ispk的关系为： 

Ispk＝Nps·Ippk 

其中，Nps为主级电感绕组与次级绕组的匝数比。因此，次级端的输出电流可以用主级端参数表示出来： 

$\mathrm{Iout}\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{1}{2}\mathrm{Ippk}\·\mathrm{Nps}\·\frac{\mathrm{Tdem}}{T}$

$\mathrm{Ippk}\frac{\mathrm{Tdem}}{T}=\frac{2}{\mathrm{Nps}}\·\mathrm{Iout}\left(\mathrm{nT}\right)$

其中，去磁时间Tdem可以在主级端通过辅助绕组的同名端电压波形(Aux)检测出来。 

图3为本发明实施例的控制电路结构示意图。参照图3，反激式变换器中带有高功率因数的原边反馈恒流控制电路包括功率开关管M1，其漏极连接至主级电感，源极连接至主级电感电流采样电阻R1；次级电流采样电路，其采样原 边辅助绕组同名端的电压Aux和主级电感电流采样电阻R1两端的电压CS，以获得反馈值FB；误差放大器，其将参考电压Vref与采样电路的反馈值FB之间的误差放大；积分器，其对由误差放大器放大后的值进行积分；脉冲宽度调制器，其对积分器输出的电压V_COMP进行脉冲宽度调制，得到功率开关管M1的栅极控制信号MPWM。 

在本发明的实施例中，首先在主级端，通过对主级电感电流的峰值Ippk和次级电感电流放电的去磁时间Tdem的检测和运算，得到每个开关周期内次级电流的平均值，从而获得反馈值 

其中，Nps为主级电感绕组与次级绕组的匝数比，R1为主级电感电流采样电阻，Iout为次级端的输出电流，T为开关周期。然后将参考电压Vref与反馈值FB之间的误差(Vref-FB)放大得到Av(Vref-FB)，其中Av为误差放大器放大倍数。其次对(Vref-FB)放大后的值进行积分得到 

在傅里叶变换中，s＝jω。其中ω为角频率，j为虚数的单位。1/s在时域中代表积分器。 

最后对V_COMP进行脉冲宽度调制得到功率开关管的栅极控制信号MPWM。脉冲宽度调制电路的功能为：高电平时间(Ton)与V_COMP的电压成正比，低电平时间(Toff)恒等于一个常数。 

通过上述控制电路的运算，由于V_COMP是对误差放大器的输出电压Av(Vref-FB)的积分，因此当BRG整流后的母线电压的幅值和次级的LED灯数目确定后，V_COMP是一个直流电平，那么MPWM的高电平时间Ton也为一个恒定的值。由此可以计算出输入电流的波形。 

由于母线电压的变化频率为100Hz，远远小于MPWM的开关周期。因此可以近似的认为，在每个开关周期内，母线电压没有变化。那么每个开关周期内的主级电感峰值电流为： 

$\mathrm{Ippk}=\frac{\mathrm{Vin}\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{\mathrm{Lp}}\mathrm{Ton}$

其中，Lp为主级电感的电感量。该周期内，桥式整流器的输出电流为主级电感电流波形的积分： 

$\mathrm{Iin}=\frac{1}{2}\mathrm{Ippk}\·\frac{\mathrm{Ton}}{T}=\frac{1}{2}\·\mathrm{Ippk}\frac{\mathrm{Ton}}{\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}}$

$=\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{Ton}}^2}{\mathrm{Lp}\·(\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff})}\·\mathrm{Vin}\·\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|$

根据上述可知，Ton，Toff均为常数，因此： 

lin∝Vin·|sin(ωt)| 

由上式可以看出，PF＝1。即该方法通过积分的方法实现了恒定导通时间的控制，从而实现了高功率因数的控制。 

通过合适的设计使得：误差放大器的放大倍数Av足够大，积分器的带宽为Δt并且远大于BRG整流后的母线电压的周期10mS，通过闭环的控制，可以得到： 

${\∫}_t^{t+\mathrm{\Δt}}(\mathrm{Vref}-\mathrm{FB})\mathrm{dt}\≈0$

$\⇒\mathrm{Vref}\·\mathrm{\Δt}=\frac{2}{\mathrm{Nps}}\·R1\·{\∫}_t^{t+\mathrm{\Δt}}\mathrm{Iout}\left(\mathrm{nT}\right)\mathrm{dt}$

$\⇒\stackrel{\‾}{\mathrm{Iout}}=\frac{{\∫}_t^{t+\mathrm{\Δt}}\mathrm{Iout}\left(\mathrm{nT}\right)\mathrm{dt}}{\mathrm{\Δt}}=\frac{\mathrm{Nps}}{2}\frac{\mathrm{Vref}}{R1}$

由于积分带宽Δt远大于BRG整流后的母线电压的周期10mS，因此 

相当于在很长的时间Δt内Iout(nT)的平均值，即 

为次级输出电流的平均值。通过上述的控制电路，次级的输出电流可以通过设置Vref、R1和Nps达到恒定的值。 

图4为本发明实施例的控制电路结构图，图5为根据图4的电路结构的各节点的工作波形图。如图4所示，SnH模块为采样保持电路，其输入为CS和MPWM，输出为SnHout；在MPWM为高电平时，SnH对CS进行采样，在MPWM为低电平时，SnH保持住采样结果。AuxDet模块为辅助绕组同名端电压波形检测电路，其输入为Aux，输出为Duty；当Aux为高电平时Duty输出为高电平，当Aux为低电平时Duty输出为低。 

MULTI模块为乘法器，输入为SnHout和Duty，输出为FB；FB为将SnHout的电压值与Duty的数字逻辑(0或1)相乘。 

Gm为跨导运算放大器，输入为参考电压Vref和FB，输出为COMP，COMP到地串联一个电容Cc；假设它的跨导为gm，输出阻抗为R0，那么它的传输函 数为： 

因此它的增益Av＝gm·R0，积分带宽 

Comp模块为比较器，正向输入为COMP，反向输入为Saw，输出为Rst；当Saw≥Comp时，Rst＝1(高电平)。RS模块为RS触发器，其重置端(R)输入为Rst，置位端(S)输入为Set，输出端为DPWM；当Rst＝1时，DPWM被触发为0并锁存，当Set＝1时，DPWM被触发为1并锁存。 

SawGen模块为锯齿波发生器，其输入为DPWM，输出为Saw；当DPWM＝1时，Saw为一定斜率的锯齿波，当DPWM＝0时，Saw＝0V。TOFF模块为恒定关断时间控制器，恒定关断时间控制器输入为DPWM，输出为Set；当DPWM＝1时，Set＝0；当DPWM＝0并且持续固定的时间(比如说10uS)后，Set＝1。DRV为缓冲器，其输入为DPWM，输出为MPWM；MPWM＝DPWM，但是MPWM的驱动能力足够大以能够驱动功率开关管M1。 

本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。 

Claims (9)

1.一种恒流控制电路，其中，该控制电路包括：

主级电感、次级绕组和原边辅助绕组；

功率开关管，以非连续工作模式控制主级电感的工作；

次级电流采样电路，其通过原边辅助绕组采样次级绕组的去磁时间和并且采样主级电感的电流峰值；并且基于所述去磁时间和所述电流峰值产生和每个开关周期内次级电流的平均值相对应的反馈信号；

误差放大器，其将参考电压与次级电流采样电路的反馈信号之间的误差放大；

积分器，其对由误差放大器放大后的值进行积分；

脉冲宽度调制器，其基于积分器输出的信号产生脉冲宽度调制信号，以此控制功率开关管的工作。

2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，次级电流采样电路包括采样保持电路、电压波形检测电路和乘法器，其中采样保持电路采样主级电感的电流峰值并且产生峰值保持电压，电压波形检测电路通过原边辅助绕组采样次级绕组的去磁时间并且产生反映去磁时间的脉冲信号，乘法器将峰值保持电压和脉冲信号相乘。

3.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述栅极控制信号为高电平时，采样保持电路对主级电感电流采样电阻两端的电压进行采样，所述栅极控制信号为低电平时，采样保持电路保持住采样结果。

4.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述原边辅助绕组同名端的电压为高电平时，电压波形检测电路的输出为高电平，所述原边辅助绕组的电压为低电平时，电压波形检测电路的输出为低电平。

5.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，次级电流采样电路的反馈信号为 其中，Nps为主级电感绕组与次级绕组的匝数比，R1 为主级电感电流采样电阻，Iout为次级端的输出电流，T为开关周期。

6.如权利要求5所述的控制电路，其特征在于，积分器的输出为 

其中，Vref为参考电压，FB为反馈信号，Av为误差放大器放大倍数；1/s在时域中代表积分器。

7.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于积分器是电容。

8.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于脉冲宽度调制器包括比较器，锯齿波发生器，RS触发器和恒定关断时间控制器；其中，比较器对来自积分器的积分信号和锯齿波发生器的输出信号进行比较，恒定关断时间控制器和锯齿波发生器的输入为触发器的输出信号，比较器的输出作为触发器的重置端输入信号，恒定关断时间控制器的输出作为触发器的置位端输入信号。

9.一种交流-直流LED恒流驱动器的控制方法，其中，该控制方法包括：

对变压器的主级电感电流的峰值和次级电感电流放电的去磁时间进行检测；

基于主级电感电流的峰值和次级电感电流放电的去磁时间运算得到和每个开关周期内次级电流的平均值相对应的反馈信号；

对参考电压与反馈信号之间的误差放大并且积分得到积分信号；

基于积分信号产生脉冲宽度调制信号，以便对主级侧的功率开关管进行控制。 

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