CN1858981A - 电源调整电路及半导体器件 - Google Patents

电源调整电路及半导体器件 Download PDF

Info

Publication number
CN1858981A
CN1858981A CNA2006100737032A CN200610073703A CN1858981A CN 1858981 A CN1858981 A CN 1858981A CN A2006100737032 A CNA2006100737032 A CN A2006100737032A CN 200610073703 A CN200610073703 A CN 200610073703A CN 1858981 A CN1858981 A CN 1858981A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
switch element
voltage
circuit
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2006100737032A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100438298C (zh
Inventor
村田一大
森吉弘
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Craib Innovations Ltd
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1858981A publication Critical patent/CN1858981A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100438298C publication Critical patent/CN100438298C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明揭示一种电源调整电路，这种电源调整电路不用在次级设置恒流控制电路，便能实现良好的恒流下降特性。在恒流动作时使开关元件(1)导通，以便流过变压器(110)次级绕组(110B)的次级电流导通占空比维持在一定值，实现恒流下降特性。再有在此时，在开关元件(1)的导通期间内，使规定流过开关元件(1)的漏极电流(ID)的最大值的限流值在第1和第2电平之间变化，使得漏极电流(ID)的峰值为一定。

Description

电源调整电路及半导体器件
技术领域
本发明涉及具有将恒流下降特性作为输出特性的电源调整电路及半导体器件。
背景技术
以往，广泛利用通过在次级具有恒流控制电路从而实现恒流下降特性的开关电源装置，作为充电器的电源调整电路。这种开关电源装置具有：在次级设置检测输出电流用的电阻器；将在该电阻器上流动的电流控制成恒定用的恒流控制电路；以及设置将恒流控制电路的信号传递给初级用的光耦合器并在输出电流大于等于一定值时恒流控制电路动作。根据这种具有恒流下降特性的开关电源装置，则能利用其恒流下降特性以恒流对电池等进行充电。
另一方面，在日本特開2003-189612号公报中提出一种无恒流控制电路实现恒流下降特性的开关电源装置的方案。以下说明这种现有的开关电源装置。
这种现有的开关电源装置在恒流动作时，通过使规定流过开关元件的元件电流的最大值的电流限制值随着输出电压下降而降低，从而实现恒流下降特性。
图16为表示现有的开关电源装置构成用的方框图。
在图16中，控制电路200作为输入输出部，具有：作为启动用电源输入部的PIN端；作为辅助电源电压输入部的VCC端；作为电流检测输入部的CS端；以及作为控制电路的GND输出部的GND端。另外，控制电路200内部有振荡电路。控制电路200驱动连接OUT端的开关元件(MOSFET)210的栅极，控制开关元件210的开关动作。
开关元件210对从变压器220的初级绕组220A流入开关元件210的电流，进行开·关控制。在开关元件210上流动的元件电流(漏极电流)ID，成为三角形波，该三角形波根据初级绕组220A的电感，具有与输入电压VIN成正比的斜率。
具有二极管231及电容器232的整流滤波电路利用开关元件210的开关动作将变压器220次级绕组220B上产生的交流电变换成直流电，供给负载233。
另外，具有二极管241及电容器242的整流滤波电路可以作为控制电路200的辅助电源部及输出电压部而灵活运用。该整流滤波电路利用开关元件210的开关动作将变压器220的辅助绕组220C上产生的交流电变换成直流电，通过电阻器243及电容器244供给VCC端。产生于该辅助绕组220C上的交流电压与产生于次级绕组220B的交流电压成正比。
控制电路200根据外加电阻器250上产生的电压的CS端的电压，检测流过开关元件210的漏极电流ID。控制电路200具有不让过电流在开关元件210上流过用的过电流保护功能。过电流保护功能是一种当漏极电流ID的峰值Ip大至限流值ILIMIT时，就使开关元件210自动断开用的功能。
另外，控制电路200在VCC端电压(VCC电压)高于一定电压时，通过随着VCC的上升，使开关元件210的导通占空比减小，从而实现恒压特性。
另一方面，控制电路200在VCC电压低于一定电压时，通过随着流入VCC端电流下降，使限流值ILIMIT降低，从而实现恒流下降特性。这时，为了使输出电流IO保持一定，限流值ILIMIT以流入VCC端的电流的函数形式进行变化。
以下，利用附图对上述构成的开关电源装置的动作进行说明。图17为表示现有开关电源装置中各部分动作用的时间图。
在VCC电压比规定电压VCC_A高时，该开关电源装置根据VCC电压的上升，开关元件210导通占空比Don相应减小，实现恒压特性。
负载变重后，流过开关元件210的漏极电流ID的峰值Ip变大直至限流值ILIMIT，输出功率PO变成最大，当输出电压VO下降时与其下降成正比，VCC电压降低。
而且，当VCC电压低于规定电压VCC_A时，该开关电源装置根据流入VCC端的电流的下降，相应地使限流值ILIMIT降低，实现恒流下降特性。这时，该开关电源装置为了将输出电流IO保持一定，使限流值ILIMIT以流入VCC端的电流的函数形式进行变化。
这样，在不具有恒流控制电路而实现恒流下降特性的现有开关电源装置中，由限流值ILIMIT决定最大输出功率，检测过载。
然而，在实际的电路中，流过开关元件的漏极电流ID的峰值Ip变得比限流值ILIMIT大。这是因为开关元件在检测出漏极电流ID变得大至限流值ILIMIT之后，不是立刻断开。也就是说，在检测出漏极电流ID变得大至限流值ILIMIT后到开关元件实际上断开的期间，存在称为过电流检测延迟时间Td的一定的延迟时间。
图18A表示对于任意的输入电压VIN限流值ILIMIT一定时的漏极电流ID的波形。如以上所述，漏极电流ID成为具有与输入电压VIN成正比的斜率的三角波。另一方面，过电流检测延迟时间Td为一定。因而，在限流值ILIMIT对于任意的输入电压VIN为一定时，过电流检测延迟时间Td中的漏极电流ID的电流值的延长必然地根据输入电压VIN而相应变化。也就是说，即使是相同限流值ILIMIT，漏极电流ID的峰值Ip也根据输入电压VIN而变化。具体如图18A所示：在输入电压VIN高时，漏极电流ID的斜率大，漏极电流ID的峰值Ip也变大，在输入电压VIN低时，漏极电流ID的斜率小，漏极电流ID的峰值Ip也变小。
因此，输入电压VIN一高，与输入电压VIN低的情况相比，漏极电流ID的最大值就变大，最大的输出功率就变大。这意味着过载检测移向重负载一侧。因此，如图19A所示，输入电压VIN一高，与输入电压VIN低的情况相比，恒流动作时输出电流IO变大。对此，利用输出功率PO的计算式进行说明。
设开关元件的振荡频率为‘fosc’，则非连续方式时的输出功率PO为
PO＝A×L×Ip2×fosc
式中，‘A’为常数、‘L’为变压器初级绕组的电感，Ip为实际的漏极电流ID的峰值。
从上式可知，若振荡频率和流过开关元件的漏极电流ID的峰值Ip为一定，则即使输入电压VIN变化，输出功率PO仍为一定。另一方面，即使振荡频率fosc是一定，当漏极电流ID的峰值Ip变化时，输出功率PO也变化。因此，如上所述，在对于任意的输入电压限流值ILIMIT为一定时，由限流值ILIMIT决定的漏极电流ID的最大值因输入电压VIN而变化，最大的输出功率PO也变化。因此，如图19A所示，当输入电压VIN一高，过载检测就移向重负载一侧，与输入电压VIN低时相比，恒流动作时的输出电流IO变大。
这样，在限流值ILIMIT一定时，漏极电流ID的最大值因输入电压VIN而变化，最大的输出功率PO也变化，所以，根据输入电压VIN，恒流动作时输出电流IO变化。在现有的开关电源装置中为了解决这一问题采用以下的方法。即、现有的开关电源装置如图20所示，在开关元件导通后的规定时间内，使限流值ILIMIT线性上升，此后，下降至开关元件导通时的值。
当将这种锯齿形的限流值ILIMIT上升时的斜率设定成适当的值时，如图18B所示，对于输入电压VIN高时的漏极电流ID的限流值ILIMIT降低，对于输入电压VIN低时的漏极电流ID的限流值ILIMIT升高。因此，输入电压VIN的漏极电流ID的峰值Ip的变化减小。所以，恒流动作时的输出电流IO的变化也减小。
但是，在过电流检测延迟时间Td是一定时，对于任意的输入电压VIN漏极电流ID的峰值Ip为一定的限流值ILIMIT严格地说不会相对时间线性变化。即、若设开关电源装置导通后的时间为‘t’，则限流值ILIMIT要如下式所示地变化。
ILIMIT(t)＝Ip×(t-Td)/t
图21示出的限流值ILIMIT1表示在过电流检测延迟时间Td为150ns时，与输入电压VIN无关，漏极电流ID的峰值Ip为1A的限流值ILIMIT。如图21所示，限流值ILIMIT1对时间的1次微分系数为正、对时间的2次微分系数为负，成为单纯增加、向上凸的函数，相对时间不会线性变化。
另一方面，限流值ILIMIT2是相对时间线性变化的限流值ILIMIT。该限流值ILIMIT2在过电流检测延迟时间Td为150ns而且开关元件的导通时间Ton在1.0～4.5μs的范围内变化时，设定成漏极电流ID的峰值Ip的误差收敛于±3％左右。另外，峰值Ip2是将该限流值ILIMIT2作为限流值ILIMIT时的实际峰值Ip。
这里，导通时间表示开关元件正在导通的期间。严格地为：所谓的导通时间是指开关元件导通后在漏极电流ID增大至限流值ILIMIT以后，开关元件只延迟过电流检测延迟时间Td直至断开为止的时间。
如图21所示，即使对于开关元件的Ton线性变化的限流值ILIMIT2，只要在规定的导通时间Ton的范围内，便能使漏极电流ID的峰值Ip对输入电压的依附性减小。作为例子所举出的导通时间的范围(1.0～4.5μs)是4.5倍的范围，例如能与通用宽范围输入(AC85～282V)的输入电压范围充分对应。因而，现有的开关电源装置例如如图21所示的限流值ILIMIT2那样，将限流值ILIMIT上升时的斜率设定为适当的值。
但是，对于过电流检测延迟时间Td在导通时间Ton短时，即在‘Td/Ton’大时，要做到使流过开关元件的漏极电流ID的峰值Ip对输入电压的依附性减小是件困难的事。因此，过电流检测延迟时间Td长、或导通时间Ton短，对于利用随着时间线性变化的限流值ILIMIT减小漏极电流ID的峰值Ip对输入电压的依附性，就变得相当不利。这一点也可以从图21示出的峰值电流Ip2在导通时间Ton小于等于1μs时，显著地偏离1A而得知。
现有的开关电源装置如图17所示，通过减小限流值ILIMIT而减小供给次级的能量以实现恒流下降特性。因而，现有的开关电源装置中，流过开关元件的漏极电流ID的峰值Ip减小，导通时间Ton缩短。
如上所述，导通时间Ton缩得越短漏极电流的峰值Ip变化越显著，所以，现有的开关电源装置中，要使输出电流IO相对输入电压VIN和负载的荷重的变动为一定是件非常困难的事。
图18C中，表示限流值ILIMIT下降，流过开关元件的漏极电流ID的峰值Ip减小时的漏极电流ID的波形。
如图18C所示，漏极电流ID的峰值Ip减小，并且开关元件的导通时间Ton缩短时的限流值ILIMIT的斜率在和图18B示出的限流值ILIMIT相同时，根据输入电压VIN，漏极电流ID的峰值Ip进行变化。因而，在恒流动作时使锯齿形的限流值ILIMIT下降实现恒流下降特性的现有开关电源装置中，可以想象：其恒流下降特性成为图19B示出的恒流下降特性。也就是说，在输出电压VO下降时，输出电流IO根据输入电压VIN进行变化。
发明内容
本发明基于上述问题而作，其目的在于提供一种电源调整电路，该电源调整电路能不需要恒流控制电路、或光耦合器、输出电流检测用电阻器，还能抑制输入电压造成的恒流区域中的输出电流变化，并能实现良好的恒流下降特性。
本发明为了达到上述目的，在恒流区域，从开关元件断开的时刻开始开关元件导通，使得次级绕组(第2绕组)上开始流动的次级电流的导通占空比维持在一定值，流过开关元件的元件电流在开关元件的导通期间，在第1及第2电平之间当到达变化的限流值时，使开关元件截止。
即，本发明相关的电源调整电路，包括：
具有输入输入电压的第1绕组、以及产生输出电压的第2绕组的变压器；
具有第1端子、第2端子、以及控制端子等3个端子，并通过在所述控制端子上响应接收到的控制信号，使所述第1端子和第2端子电气结合或分离地进行振荡，从而对流过所述第1绕组的电流进行开·关控制的开关元件；以及
生成所述控制信号的控制电路，
通过控制所述开关元件的振荡，控制向所述第1及第2绕组的能量供给量，从而向连接所述第2绕组的负载供给一定的输出电流，其中
所述控制电路具有以下功能：
检测流过所述开关元件的元件电流的元件电流检测功能；
所述开关元件在所述第1端子和第2端子结合的期间，使规定所述元件电流的最大值的限流值在第1电平和比所述第1电平大的第2电平之间变化的限流可变功能；
当所述元件电流到达在所述第1电平和第2电平之间变化的所述限流值时，输出使所述开关元件断开用的信号的功能；
检测流过所述第2绕组的次级电流的导通占空比，输出使所述开关元件导通的信号，以便该次级电流的导通占空比为一定值的功能；以及
根据使所述开关元件导通的信号及断开的信号，生成所述控制信号的功能。
另外，本发明的电源调整电路中，所述限流可变功能通过改变所述元件电流检测功能的所述元件电流的检测值，从而所述开关元件在所述第1和第2端子结合期间，使所述限流值在所述第1电平和所述第2电平之间变化。
另外，本发明的电源调整电路中，所述限流可变功能通过改变决定所述限流值的基准值，从而所述开关元件在所述第1和第2端子结合期间，使所述限流值在所述第1电平和所述第2电平之间变化。
另外，本发明的电源调整电路中，所述变压器还具有检测所述第2绕组上产生的电压用的第3绕组，所述控制电路根据所述第3绕组上产生的电压，检测所述次级电流的导通占空比。
另外，本发明的电源调整电路中，所述控制电路还具有当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值时，使所述能量供给量变化，使所述输出电压为一定的功能。
另外，本发明的电源调整电路中，所述控制电路当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值时，改变所述开关元件的振荡频率，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定。
另外，本发明的电源调整电路中，所述控制电路当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值时，使所述开关元件的振荡频率保持一定，通过改变所述开关元件结合所述第1和第2端子的期间，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定。
另外，本发明的电源调整电路中，所述控制电路当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值并且所述输出电流小于等于规定值时，使所述开关元件的振荡频率保持一定，通过改变所述开关元件结合所述第1和第2端子的期间，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定，并且在所述次级电流的导通占空比小于等于一定值并且所述输出电流大于等于规定值时，通过改变所述开关元件的振荡频率，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定。
另外，本发明的电源调整电路中，将所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
另外，本发明的电源调整电路中，将所述开关元件和所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
另外，本发明的半导体器件，将所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
另外，本发明的半导体器件，将所述开关元件和所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
如以上所述，现有的开关电源装置，检测漏极电流，当漏极电流大至限流值时，根据输出电压的下降减小限流值，通过减小漏极电流的峰值，实现恒流下降特性，但本发明的电源调整电路中，为了将次级电流的导通占空比保持在一定值，使开关元件导通，在开关元件导通期间，当元件电流到达在第1和第2电平间变化的限流值时，通过将开关元件截止，实现恒流下降特性。利用实施该恒流下降特性的手段不同，本发明的电源调整电路中，在恒流区域输出电压下降时，也不会如现有的开关电源装置那样开关元件的导通时间不缩短，输出电流因输入电压而变化。
另外，本发明的电源调整电路中，只要在开关元件导通期间变化的限流值的斜率是适当的值，则恒流区域中的输出电流与输入电压无关，且实质上为一定。
另外，本发明的电源调整电路，不需要恒流控制电路、或光耦合器、输出电流检测用电阻，还能制止输入电压引起的恒流区域中输出电流的变化，能实现良好的恒流下降特性。因此，本发明的电源调整电路中，能实现低成本、最少的零件件数、而且最低的功耗、精度足够高的恒流下降特性。因此，如用本发明的电源调整电路，能用较少的零件构成精度足够高的充电器用开关电源，能实现充电器用开关电源低成本、小型化、节能等。因此，本发明的电源调整电路适用于手机、数码相机等便携式设备用充电器等。
另外，本发明的电源调整电路，通过检测第3绕组的电压变化，检测次级电流的导通占空比，从而以较少的功耗和补加的零件，而且保持变压器初级和次级的绝缘不变，实现使次级电流的导通占空比为一定值的控制。
另外，本发明的电源调整电路，通过在次级电流的导通占空比到达一定值之前使输出电压为一定，从而能根据负载状态，实现恒流下降特性和恒压特性中任一个特性。
另外，本发明的电源调整电路中，通过改变开关元件的振荡频率，进行使输出电压为一定的控制，从而能平滑地从恒压区域切换到恒流区域
另外，本发明的电源调整电路中，通过使振荡频率保持一定，改变开关元件的导通时间，若输出电压为一定，则能防止变压器发出声音。
另外，本发明的半导体器件，能实现电源调整电路的小型化、从而降低成本。
附图说明
图1为表示本发明实施方式中的开关电源装置一构成示例用的方框图。
图2为表示构成本发明实施方式的开关电源装置的开关电源装置控制用半导体器件的一构成示例用的方框图。
图3为表示本发明实施方式的开关电源装置中次级电流断开检测电路和次级占空比限制电路的一构成示例用的方框图。
图4为表示本发明实施方式的开关电源装置中时钟信号选择电路的一构成示例用的方框图。
图5为表示本发明实施方式的开关电源装置中振荡器和振荡频率调整电路的一构成示例用的方框图。
图6为表示本发明实施方式的开关电源装置中漏极电流检测可变电路的一构成示例用的方框图。
图7为表示本发明实施方式的开关电源装置中漏极电流检测电路的一构成示例用的方框图。
图8为说明本发明实施方式的开关电源装置中漏极电流检测可变电路的动作用的图。
图9为表示本发明实施方式的开关电源装置中输出电压一输出电流特性用的图。
图10为表示本发明实施方式的开关电源装置中<恒压区域1>的动作用的时间图。
图11为表示本发明实施方式的开关电源装置中<恒压区域2>的动作用的时间图。
图12为表示本发明实施方式的开关电源装置中<恒压区域和恒流区域的交界区域>的动作用的时间图。
图13为表示本发明实施方式的开关电源装置中<恒流区域>的动作用的时间图。
图14为表示构成本发明其它实施方式的开关电源装置的开关电源装置控制用半导体器件的一构成示例用的方框图。
图15为说明本发明其它实施方式的开关电源装置中限流可变电路的动作用的图。
图16为表示现有开关电源装置的构成用的方框图。
图17为表示现有开关电源装置中各部分动作用的时间图。
图18A为表示对于任意的输入电压限流值ILIMIT为一定时的漏极电流ID的波形用的图。
图18B为表示限流值ILIMIT随着时间线性变化时漏极电流ID的波形用的图。
图18C为表示在现有的开关电源装置上流过开关元件的漏极电流ID的峰值Ip变小时的漏极电流ID的波形用的图。
图19A为表示在现有的开关电源装置上对于任意的输入电压采用相同的限流值ILIMIT时的输出电压VO和输出电流IO间的关系用的图。
图19B为表示在现有的开关电源装置上对于任意的输入电压采用随着时间线性变化限流值ILIMIT时的输出电压VO和输出电流IO间的关系用的图。
图20为现有的开关电源装置中限流值ILIMIT的波形图。
图21为说明限流值ILIMIT和漏极电流ID的峰值Ip间的关系用的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明实施方式中电源调整电路进行说明。本发明实施方式中，采用开关电源装置作为电源调整电路。
图1为表示本发明实施方式中的开关电源装置一构成示例用的方框图。
图1中，开关元件1为功率MOSFET，具有作为输入端(第1端)的DRAIN端；作为输出端(第2端)的SOURCE端；以及作为控制端的GATE端的3个端子。开关元件1在控制端上与接收到的控制信号响应进行振荡，使输入端和输出端结合或分开。而且，开关元件1利用其振荡动作，对变压器110的初级绕组110A上流过的电流进行开·关控制。
另外，开关电源装置控制用的半导体器件100，具有开关元件1和控制电路。控制电路生成控制信号，控制开关元件1的开关动作(振荡动作)。另外，半导体器件100，具有开关元件1的输入端(DRAIN端)、辅助电源电压输入端(VCC端)、次级电流断开时间检测端(TR端)、以及也是开关元件1的输入端的控制电路的GND端(SOURCE端)的4个端子，作为外部输入端子。
变压器110，具有输入输入电压VIN用的初级绕组(第1绕组)110A；输出输出电压VO用的次级绕组(第2绕组)110B；以及检测在次级绕组110B上产生的电压用的辅助绕组(第3绕组)110C。另外，第1绕组110A和第2绕组110B的极性相反，该开关电源装置为回授型。
辅助绕组110C，与二极管120和电容器121构成的整流滤波电路连接。该整流滤波电路用作半导体器件100的辅助电源。也就是说，辅助绕组110C成为和次级绕组110B相同的极性，辅助电源部利用开关元件1的开关动作，对辅助绕组110C上产生的交流电压(辅助侧交流电压)进行整流并滤波，生成与输出电压VO成正比的辅助电源电压VCC，施加在VCC端上。
另外，辅助绕组110C经二极管122，连接电阻器123、124。该电阻器123、124的连接点与TR端连接。辅助绕组110C上产生的交流电压由二极管122进行整流，再经电阻器123、124进行分压，施加在TR端上。加在该TR端上的电压(以后称为TR端电压VTR)，用于检测因开关元件1的开关动作在次级绕组110B上流动的次级电流中止流动时刻(以后称为截止时刻)。
次级绕组110B连接具有二极管130和电容器131的整流滤波电路。该整流滤波电路用作该开关电源装置的输出电压生成部。也就是说，输出电压生成部利用开关元件1的开关动作，对次级绕组110B上产生的交流电压(次级交流电压)进行整流并滤波，生成输出电压VO(第2直流电压)，施加在负载132上。
图2为表示构成本实施方式的开关电源装置中的开关电源装置控制用半导体器件100的一构成示例用的方框图。半导体器件100包括开关元件1和控制电路。控制电路通过控制开关元件1的振荡，控制供给变压器110的初级绕组110A和次级绕组110B的能量供给量，使向恒流区域的负载132输出的输出电流IO实质上为一定。
图2中，调整器2从DRAIN端或VCC端中的任一端向半导体器件100内部电路用电源VDD供给电流，使内部电路用电源VDD的电压稳定在一定值。
即，调整器2在开关元件1开始开关动作前，从DRAIN端向内部电路用电源VDD供给电流，同时还经VCC端向辅助电源部的电容器121供给电流，使辅助电源电压VCC及内部电路用电源VDD的电压上升。而且，调整器2在内部电路用电源VDD的电压到达一定值时，将向NAND电路13输出的输出信号电平从低电平切换到高电平，使开关元件1开始开关动作。
开关元件1的开关动作开始后，调整器2停止从DRAIN端向VCC端供给电流，由辅助电源电压VCC的值决定向内部电路用电源VDD供给电流的端子。也就是说，当辅助电源电压VCC大于等于一定值时，调整器2从VCC端向内部电路用电源VDD供给电流。利用该调整器2的动作，能节省半导体器件100的功耗。另一方面，在恒流区域输出电压VO下降时等，辅助电源电压VCC一旦低于一定值，调整器2就从DRAIN端子向内部电路用电源VDD供给电流。通过这样，调整器2使内部电路用电源VDD稳定在一定值。
误差放大器3对稳定用基准电压和辅助电源电压VCC进行比较，根据其差生成误差电压信号VEAO。漏极电流检测可变电路(限流可变电路)4将触发器电路12的输出信号(Ffout信号)作为输入，检测开关元件1导通的时刻和截止的时刻，生成根据该时刻相应变化的电流信号(限流可变信号)Islope，向漏极电流检测电路5输出。具有检测流过开关元件1的漏极电流(元件电流)ID的元件电流检测功能的漏极电流检测电路(元件电流检测电路)5生成成为与漏极电流ID和限流可变信号Islope对应的电压电平的元件电流检测信号VCL。
即，漏极电流检测可变电路4根据限流可变信号Islope，使漏极电流检测电路5检测出的漏极电流ID的检测值变化，使误差电压信号VEAO大于过电流保护基准电压VLIMIT时的、规定漏极电流ID的最大值的限流值ILIMIT如图8所示地相对时间线性地变化的锯齿形的波形。
这样，该开关电源装置在误差电压信号VEAO大于过电流保护基准电压VLIMIT时，利用漏极电流检测可变电路4的限流可变功能，使限流值LIMIT为相对时间线性地变化的锯齿形的波形。考虑到过电流检测延迟时间Td的漏极电流ID的实际峰值Ip与输入电压VIN无关实质上为一定。因而，该开关电源装置中，与输入电压VIN无关恒流区域的输出电流IO实质上为一定。
过电流保护基准电压VLIMIT和从误差放大器3输出的误差电压信号VEAO，作为基准电压输入漏极电流控制电路(元件电流控制电路)6。漏极电流控制电路6当元件电流检测信号VCL的电压到达过电流保护基准电压VLIMIT和误差电压信号VEAO的电压中低的一方的电压时，就向触发器电路12的复位端输出决定开关元件1截止的信号(这里，信号电平为高电平信号)。
振荡器7生成决定开关元件1截止的一定周期的时钟信号set_1(第1时钟信号)，并向时钟信号选择电路11输出。由该时钟信号set_1决定恒压区域中开关元件1的振荡频率。
振荡频率调整电路8根据误差放大器3输出的误差电压信号VEAO的电压超出过电流保护基准电压VLIMIT之差，提高时钟信号set_1的频率(缩短周期)。即，振荡频率调整电路8只有在误差放大器3输出的误差电压信号VEAO的电压高于过电流保护基准电压VLIMIT时，才向振荡器7输出与它们的电压差对应的成为电流值的信号。根据该电压差的变大，时钟信号set_1的频率亦提高。通过这样，即使负载132变重，输出电压VO仍能稳定在一定值。
次级电流断开检测电路9连接TR端，检测TR端电压VTR，即根据辅助侧交流电压检测次级电流的截止时刻，向振荡器7及次级占空比限制电路10输出输出信号。开关元件1截止后直到检测出次级电流截止时刻为止的期间，即在次级电流正在流动的期间，输出信号D2_on成为信号电平是高电平的信号。
回授型的开关电源装置中，在开关元件1导通期间电流在变压器110的初级绕组110A上流动在变压器110上积聚能量。而在开关元件1的截止期间积聚在变压器110上的能量释放，电流在变压器110的次级绕组110B上流动。此后，当在次级绕组110B上流动的电流一旦变成零，就借助变压器110的电感和开关元件1的寄生电容产生谐振现象。该谐振现象在变压器110的各绕组上显现。因此，该开关电源装置中，通过检测出在开关元件1截止后辅助绕组110C的电压波形上出现的下降，从而能检测出次级电流的截止时刻。
次级占空比限制电路10将次级电流断开检测电路9的输出信号作为输入，检测从开关元件1的断开时刻至次级电流中止流动时刻的期间(次级电流的导通期间)，生成在次级电流的导通占空比变成一定的时刻使开关元件1导通用的时钟信号set_2(第2时钟信号)，并向时钟信号选择电路11输出。
也就是说，随着负载132上流动的电流变大，由于次级电流的导通周期延长，所以次级占空比限制电路10的输出信号set_2的频率降低。利用该时钟信号set_2决定恒流区域中开关元件1的振荡频率。还有，次级占空比限制电路10生成时钟信号set_2例如使次级导通占空比维持在50％左右(更理想为50％)。
时钟信号选择电路11将振荡器7的输出信号和次级占空比限制电路1 0的输出信号作为输入，在两者的输入信号都输入时，生成置位信号set，并向触发器电路12输出。即，时钟信号选择电路11向触发器电路12输出频率低的一方的时钟信号。
这里，由触发器电路12、NAND电路13、栅极驱动器14构成开关控制电路。该开关控制电路根据触发器电路12的置位/复位状态控制开关元件1的开关动作(反复进行开·关动作)。
NAND电路13输入来自调整器2的输出信号、以及来自触发器电路12的输出信号。NAND电路的输出信号输入栅极驱动器14。栅极驱动器14向开关元件1的控制端子(GATE端)输出控制开关元件1的开关动作(振荡动作)用的控制信号(导通脉冲信号)。
这样，开关控制电路根据来自时钟信号选择电路11的决定开关元件1的导通的信号、以及来自漏极电流控制电路6的决定开关元件1的截止的信号，生成控制信号，并控制开关元件1的振荡。
开关元件1通过响应来自栅极驱动器的导通脉冲信号反复作导通·截止动作(开关动作)对流过变压器110初级绕组110A的电流进行开·关控制，在次级绕组110B上产生次级侧交流电压，同时在辅助绕组110C上产生辅助侧交流电压。
这样，该开关电源装置在开关元件1截止后，当变压器110的次级绕组110B上开始流动的次级电流的导通占空比达到一定值时，通过控制开关元件1的开关动作按照该一定值维持次级电流导通占空比，从而实现恒流动作。因此，该开关电源装置中即使没有次级的恒流控制电路、输出电流检测用的电阻器、光耦合器，仍能实现精度足够高的恒流下降特性。
再有，在该开关电源装置中，当误差电压信号VEAO大于过电流保护基准电压VLIMIT时，由于规定流过开关元件1的漏极电流ID的最大值的限流值ILIMIT变成如图8所示的相对时间呈线性变化的锯齿形波形，所以考虑到过电流检测延迟时间Td的实际的峰值Ip与输入电压无关实质上为一定。因此，该开关电源装置能抑制因输入电压VIN造成的最大输出电流PO的变化，与输入电压VIN无关，能使恒流动作时的输出电流IO实质上一定。
另外，该开关电源装置通过改变振荡频率fosc使次级电流导通占空比为一定值实现恒流动作，在恒流区域输出电压VO下降时，开关元件的导通时间Ton也不缩短。因此，用该开关电源装置，即使在输出电压VO下降时，输出电流IO也不会因输入电压VIN而变化。
另外，该开关电源装置中，将开关元件1及其控制电路形成在同一块半导体基板上，以具有DRAIN端、SOURCE端、VCC端、TR端的4个端子的半导体器件100的形式构成。这样，通过做成具有主要的电路零件的半导体器件，从而能减少构成开关电源装置的电路用的零件件数，实现开关电源装置小型化(节省空间)及减轻重量，并降低成本。
还有，本实施方式中，以将开关元件1及其控制电路形成在同一块半导体基板上的半导体器件为例进行说明，但只将控制电路形成在同一块半导体基板上，而将开关元件1装在外面的半导体器件，也是相同的。
图3为表示本实施方式的开关电源装置中构成开关电源装置控制用半导体器件100的一部分的次级电流断开检测电路9和次级占空比限制电路10的一构成示例用的方框图。这里，利用次级电流断开检测电路9和次级占空比限制电路10实现检测次级电流导通占空比，生成使开关元件1截止的信号，以使次级电流导通占空比为一定值的功能。
次级电流断开检测电路9，具有比较器21、单脉冲信号发生电路22、23、以及触发器电路24，如图3所示地与各元件连接。
单脉冲信号发生电路23将栅极驱动器14的输出信号、即导通脉冲信号作为输入，在该导通脉冲信号下降的时刻、即在开关元件1的截止时刻产生单脉冲信号，输入到触发器电路24的置位端。
比较器21对TR端电压VTR和基准电压进行比较，检测TR端电压VTR的下降，即检测开关元件1截止后在辅助绕组110C的电压波形上出现的下降，生成检测信号，并向单脉冲信号发生电路22输出。
单脉冲信号发生电路22在TR端电压VTR低于基准电压时刻，即次级电流的断开时刻，产生单脉冲信号，输入触发器电路24的复位端。通过这样，开关元件1在截止后的TR端电压VTR最初的下降时刻(次级电流的断开时刻)，触发器电路24的输出信号与反相输出信号反相。
这样，利用单脉冲信号发生电路22、23，在开关元件1截止后至次级电流中止流动的期间即次级电流正在流动的期间，触发器电路24的输出信号成为信号电平是高电平的信号(‘H’信号)，触发器电路24的反相输出信号成为信号电平是低电平的信号(‘L’信号)。而且，在次级电流的断开时刻触发器电路24的输出信号和反相输出信号反相，下一个导通脉冲信号输入开关元件1在开关元件1截止之前的期间，即没有次级电流流动的期间，触发器电路24的输出信号成为‘L’信号，触发器电路24的反相输出信号成为‘H’信号。
次级占空比限制电路10，具有逆变器电路25、AND电路26、35、恒流源27、开关、28、29、30、NchMOSFET31、32、电容器33、比较器34、以及单脉冲信号发生电路36，如图3所示地与各元件连接。
开关28、29根据次级电流断开检测电路9内的触发器电路24的输出信号和反相输出信号，进行开/关。而根据该开关28、29的动作，对电容器33进行充放电。
即，在开关元件1截止后至次级电流中止流动的期间，也就是在次级电流正在流动的期间，因触发器电路24的输出信号成为‘H’信号，触发器电路24的反相输出信号成为‘L’信号，所以开关28接通，开关29断开。而且，当开关28接通，开关29断开时，利用恒流源27的恒定电流对电容器33充电，电容器33的电压VC2上升。又，在次级电流中止流动后输入下一个导通脉冲信号至开关元件1截止为止的期间，即没有次级电流流动的期间，因开关28断开，而开关29接通，所以电容器33放电。此时的放电电流值，由恒流源27的恒定电流I2和具有NchMOSFET31、32的电流反射镜电路决定。
这里，因为在开关29接通的期间，而且开关元件1是截止的时候，根据逆变器电路25和AND电路26，开关30接通。这样，在开关28断开，开关29接通，开关30接通的期间，即是没有次级电流流动的期间，而且，开关元件1截止的期间，电容器33的电压VC2保持在基准电压VA。因此，在电容器33的放电期间有该电压VC2保持在一定值(基准电压VA)的期间。通过这样，固定开关元件1导通时电容器33的开始放电电压。
比较器34对电容器33的电压VC2和基准电压VA进行比较。当电容器33的电压VC2小于等于基准电压VA时，比较器34的输出信号电平成为高电平，当电容器33的电压VC2大于等于基准电压VA时，比较器34的输出信号电平成为低电平。
比较器34的输出信号向AND电路35进行输出。AND电路35输入次级电流断开检测电路9内的触发器电路24的反相输出信号和比较器34的输出信号。AND电路35的输出信号向单脉冲信号发生电路36输出。单脉冲信号发生电路36在AND电路35的输出信号电平从低电平向高电平反转的时刻，即在没有次级电流流动的期间，在电容器33的电压VC2到达基准电压VA的时刻，生成单脉冲信号(set_2)，向时钟信号选择电路11输出。
利用上述构成，在开关元件1导通时，固定在基准电压VA的电容器33和开关元件1的导通一起同时开始放电。而且，电容器33在开关元件1的截止时刻从放电切换到充电，在次级电流正在流动的期间充电，在次级电流断开时刻再度从充电切换到放电。然后，在电容器33的电压VC2再次降到基准电压VA时，生成单脉冲信号(set_2)。这样，与次级电流的大小或斜率无关，在次级电流导通占空比为一定的时刻生成时钟信号set_2，使开关元件1导通。这一使次级电流导通占空比为一定值的一定周期的时钟信号set_2向时钟信号选择电路11输出。
这样，该开关电源装置中，变压器110的初级和次级的绝缘保持不变，根据辅助绕组110C的电压变化检测次级电流的断开时刻，进行使次级电流导通占空比为一定的控制。
图4为表示本实施方式的开关电源装置中构成开关电源装置控制用的半导体器件100的一部分的时钟信号选择电路11的一构成示例用的方框图。
时钟信号选择电路11具有单脉冲信号发生电路41、45、触发器电路42、43、及AND电路44，如图4所示，与各元件连接。
单脉冲信号发生电路4 1将栅极驱动器14的输出信号、即导通脉冲信号作为输入，在该导通脉冲信号的下降沿、即开关元件1的截止时刻产生单脉冲信号，输入触发器电路42、43的复位端。
触发器电路42将振荡器7的输出信号set_1输入置位端，向复位端输入单脉冲信号发生电路41的输出信号。触发器电路42的输出信号向AND电路44输出。
触发器电路43向置位端输入次级占空比限制电路10的输出信号set_2，向复位端输入单脉冲信号发生电路41的输出信号。触发器电路43的输出信号向AND电路44输出。
AND电路44输入触发器电路42、43的输出信号。AND电路44的输出信号向单脉冲信号发生电路45输出。单脉冲信号发生电路45在AND电路44的输出信号电平从低电平向高电平反转的时刻，即时钟信号set_1和时钟信号set_2两个信号都输入的时刻生成单脉冲信号set，向触发器电路12的置位端输出。
如上所述，时钟信号选择电路11将振荡器7的输出信号set_1和次级占空比限制电路10的输出信号set_2作为输入，在输入上述两输出信号时生成置位信号set向触发器电路12的置位端输出。即，时钟信号选择电路11将时钟信号set_1、set_2中频率低的信号向触发器电路12的置位端输出。因而，时钟信号选择电路11在次级电流导通占空比小于一定值时，将第1时钟信号set_1向触发器电路12的置位端输出，当次级电流导通占空比到达一定值时，又将第2时钟信号set_2向触发器电路12的置位端输出。
图5为表示本实施方式的开关电源装置中构成开关电源装置控制用的半导体器件100的一部分的振荡器7和振荡频率调整电路8的一构成示例用的方框图。
振荡器7具有比较器51、基准电压源52、电容器53、单脉冲信号发生电路54、逆变器电路55、AND电路56、恒流源57、开关58、59、60、以及NchMOSFET61、62，如图5所示地与各元件连接。
比较器51对电容器53的电压VC1和基准电压源52的基准电压进行比较，当电容器53的电压VC1比基准电压低时，将输出信号电平作为低电平，当比基准电压高时，将输出信号电平作为高电平。
基准电压源52上设定根据比较器51的输出信号电平进行切换的两个不同的基准电压V1、V2。基准电压V2是比基准电压V1高的电压。基准电压源52的基准电压在比较器51的输出信号电平从高电平向低电平反转时，从基准电压V1切换到基准电压V2，在从低电平向高电平反转时，从基准电压V2切换到基准电压V1。
即，当电容器53的电压VC1低于基准电压V1时，比较器51的输出信号电平从高电平向低电平反转，开关58接通，开关59断开。因此，恒流源57的恒定电流I1向电容器53充电，电容器53的电压VC1上升。而且，当电容器53的电压VC1高出基准电压V2时，比较器的输出信号电平从低电平成为高电平，开关58断开，开关59接通。因此，电容器53放电。此时放电电流值取决于恒流源57的恒定电流I1和具有NchMOSFET61、62的电流反射镜电路。
这样，开关58、59根据比较器51的输出信号接通或断开，使电容器53充放电，并且电容器53的电压VC1成为在两个基准电压V1、V2间振荡的波形。
但是，在次级电流断开检测电路9内的触发器电路24的输出信号D2_on的信号电平是高电平时，即在次级电流正在流动的期间，因开关60接通，故电容器53的电压VC1在放电期间若一直降至基准电压VB则保持在该基准电压VB。
单脉冲信号发生电路54在比较器51的输出信号电平从高电平向低电平反转的时刻，即从电容器53的放电期间向充电期间切换的时刻，生成单脉冲信号set_1。由此，一定周期的时钟信号set_1输入时钟信号选择电路11。
如以上所述，利用AND电路56和开关60，在次级电流正在流动的期间，电容器53的电压VC1不会低于基准电压VB。因此，只要次级电流不中止流动，就不能生成单脉冲信号set_1。即，该开关电源装置就一定要以非连续方式动作。这样，振荡器7生成决定开关元件1的振荡频率的一定周期的时钟信号set_1，向时钟信号选择电路11输出。
振荡频率调整电路8具有NPN晶体管63、64、电阻器65、66、PchMOSFET67、68、69、70、73、74、以及NchMOSFET71、72，如图5所示地与各元件连接。
误差电压信号VEAO利用输入基极端的NPN晶体管63、电阻器65、具有PchMOSFET67、68的电流反射镜电路、具有NchMOSFET71、72的电流反射镜电路，与误差电压信号VEAO的电压成正比的电流在N chMOSFET72上流动。
另一方面，过电流保护基准电压VLIMIT取决于输入基极端的NPN晶体管64、电阻器66、具有P chMOSFET69、70的电流反射镜电路，从而在PchMOSFET70上流过与过电流保护基准电压VLIMIT成正比的电流。
这里，在NchMOSFET72上流过的电流比PchMOSFET70上流过的电流小时，具有P chMOSFET73、74的电流反射镜电路上电流不流动。另一方面，在NchMOSFET72上流过的电流比PchMOSFET70上流过的电流大时，在NchMOSFET72上流过的电流和PchMOSFET70上流过的电流之差的电流在具有P chMOSFET73、74的电流反射镜电路上流动。而且，在P chMOSFET74上流动的电流通过与恒流源57的恒定电流I1相加，从而缩短电容器53的充放电周期。
因此，当误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT高时，振荡器7输出的时钟信号set_1的周期变短，误差电压信号VEAO和过电流保护基准电压VLIMIT之差越大则时钟信号set_1的频率越高。
这样，振荡频率调整电路8只有在误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT高时，生成与其电压差对应的成为电流值的信号向振荡器7输出，通过这样，当误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT高时，与其差变大相对应从振荡器7输出的时钟信号set_1的频率变高(周期缩短)。
该时钟信号set_1输入时钟信号选择电路11。时钟信号选择电路11在次级电流导通占空比小于等于一定值时，选择时钟信号set_1。这样，该开关电源装置在导通占空比小于等于一定值时负载加重，输出电流IO大于等于规定值并当误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT高时，通过改变开关元件1的振荡频率，从而改变对初级绕组110A和次级绕组110B的能量供给量，进行使输出电压VO保持一定的稳压动作。
图6为表示本实施方式的开关电源装置中构成开关电源装置控制用半导体器件100的一部分的漏极电流检测可变电路4的一构成示例用的方框图。
漏极电流检测可变电路4具有充放电电路81、电容器82、PNP晶体管83、NPN晶体管84、电阻器85、恒流源86、PchMOSFET87、88、以及NchMOSFET89、90，如图6所示地与各元件连接。
来自触发器电路12的FFout信号输入到充放电电路81。充放电电路81当FFout信号的信号电平为高电平时，即开关元件1一导通，就以一定的电流对电容器82充电，当FFout信号的信号电平为低电平时，即开关元件1一截止，电容器82就放电。
电容器82的电压Vcap2的随着时间的变化如图8所示，在开关元件1导通的期间不断上升，开关元件1一截止就急剧下降成为不连续的三角波。由于充放电电路81以一定的电流对电容器82充电，所以该三角波上升的斜率是一定的。
电压Vcap2借助PNP晶体管83、NPN晶体管84、电阻器85、以及恒流源86成为电流信号，利用具有PchMOSFET87、88的电流反射镜电路、具有NchMOSFET89、90的电流反射镜电路再成为放大一定倍数的电流信号(限流可变信号)Islope，输入漏极电流检测电路5。因此，限流可变信号Islope成为根据电容器82的电压Vcap2随着时间的变化而相应变化的不连续的三角波。
图7为表示本实施方式的开关电源装置中构成开关电源装置控制用半导体器件100的一部分的漏极电流检测电路5的一构成示例用的方框图。
漏极电流检测电路5具有电阻器91、92，如图7所示地与各元件连接。漏极电流检测电路5生成与流过开关元件1的漏极电流ID和限流可变信号Islope对应的成为电压电平的元件电流检测信号VCL。
这里，若设开关元件1的导通电阻为‘RON’，则开关元件1的漏极电压VD如以下的式(1)所示。
VD＝RON×ID…(1)
又，设电阻器91的电阻值为‘R1’、流过电阻器91的电流为‘Iref’、电阻器92的电阻值为‘R2’，根据图7示出的连接关系，开关元件1的漏极电压值VD如式(2)所示。
VD＝VCL+Iref×R1＝VCL×(R1+R2)/R2+Islope×R1…(2)
因此，根据上述的式(1)、(2)漏极电流ID为：
ID＝{(R1+R2)×VCL+R1×R2×Islope}/(RON×R2)…(3)
漏极电流ID的峰值Ip在误差电压信号VEAO低于过电流保护基准电压VLIMIT时，根据误差电压信号VEAO相应变化，当误差电压信号VEAO到达过电流保护基准电压VLIMIT时成为最大值。即，漏极电流ID的最大值ILIMIT可以根据上述的式(3)如下式(4)那样地表示。
ILIMIT＝{(R1+R2)×VLIMIT+R1×R2×Islope}/(RON×R2)…(4)
因此，在误差电压信号VEAO大于等于过电流保护基准电压VLIMIT时，漏极电流ID的最大值ILIMIT根据限流可变信号Islope随着时间的变化也相应地随着时间而变化。即，如图8所示，最大值ILIMIT在开关元件1将输入端和输出端结合在一起的期间(导通期间Ton)内，在第1电平和比第1电平大的第2电平之间随着时间呈线性变化。该最大值ILIMIT与规定漏极电流ID的最大值的限流值相当。因此，只要适当地设定限流可变信号Islope的斜率，则在误差电压信号VEAO大于等于过电流保护基准电压VLIMIT时，考虑到过电流检测延迟时间Td的漏极电流ID的峰值Ip与输入电压VIN无关实质上为一定。
以下，利用附图说明上述构成的开关电源装置动作。
在图1中，例如，市电的交流电源经整流滤波后的输入电压VIN(第1直流电压)输入到该开关电源装置的输入端。输入电压VIN经变压器110的初级绕组110A加于半导体器件100的DRAIN端。
然后，利用调整器2从DRAIN端向内部电路用电源VDD供给取决于输入电压VIN的电流，同时，通过VCC端也向辅助电源部的电容器121供给取决于输入电压VIN的电流，辅助电源电压VCC及内部电路用电源VDD的电压上升。接着，当内部电路用电源VDD的电压到达一定值时，开关元件1开始开关动作。
开关元件1一开始开关动作，就向变压器110的各绕组供给能量，次级绕组110B、辅助绕组110C上产生交流电压，电流流动。
次级绕组110B上流动的电流(次级电流)经二极管130和电容器131整流滤波，成为直流电(输出电压VO和输出电流IO)提供给负载132。另外，辅助绕组110C上流动的电流经二极管120和电容器121整流滤波，作为半导体器件的辅助电源而应用。辅助绕组110C的极性和次级绕组110B相同，所以辅助电源电压成为与输出电压VO成正比的电压。
当开关元件1开始开关动作时，输出电压VO及辅助电源电压VCC上升。当辅助电源电压VCC上升时，误差放大器3的误差电压信号VEAO的电压下降。当误差电压信号VEAO的电压下降时，开关元件1利用漏极电流控制电路6进行控制，使得流过开关元件1的漏极电流ID变小。这样，该开关电源装置施加负反馈的作用，使输出电压VO稳定。也就是，辅助电源电压VCC也用于稳定输出电压VO。
调整器2开始开关动作后停止对辅助电源部供给电流，当辅助电源电压VCC大于等于一定值时，从VCC端向内部电路用电源VDD供给取决于辅助电源电压VCC的电流。利用这一动作能减少正常工作时半导体器件100的功耗。另一方面，调整器2当辅助电源电压VCC低于一定值时，从DRAIN端开始向内部电路用电源VDD供给取决于输入电压VIN的电流。
利用触发器电路12的输出信号，经过NAND电路13输入栅极驱动器14，进行开关元件1的开关动作。
来自振荡器7的时钟信号ses_1或来自次级占空比限制电路10的时钟信号ses_2中的任一个信号，经时钟信号选择电路11输入到触发器电路12的置位端。另一方面漏极电流控制电路6的输出信号输入触发器电路12的复位端。漏极电流控制电路6当来自漏极电流检测电路5的元件电流检测信号VCL到达过电流保护基准电压VLIMIT和误差电压信号VEAO中低的一方的电压时，生成输出信号。
开关元件1开始开关动作，输出电压VO稳定后的动作如图9所示，根据负载132上流动的输出电流IO的状态而异。以下对该开关电源装置的动作，依照负载132从轻负载开始变化成重负载的次序分成<(1)恒压区域1>、<(2)恒压区域2>、<(3)恒压区域和恒流区域的交界区域>、<(4)恒流区域>等各种状态进行说明。
还有，在图10～13中、VCC为辅助电源电压、VD为开关元件1的输入端即DRAIN端的电压、VCL为元件电流检测信号(漏极电流ID)、VLIMIT为过电流保护基准电压、VEAO为误差电压信号、ID2为流过次级的二极管130的电流、VTR为TR端电压、VC1为振荡器7内电容器53的电压、set_1为振荡器7输出的时钟信号、VC2为次级占空比限制电路10内电容器33的电压、set_2为次级占空比限制电路10输出的时钟信号、set为向触发器电路12的置位端输入的置位信号、VG为开关元件的控制端(栅极端)的电压。
但是，在图10～图13中，虽然元件电流检测信号VCL(漏极电流ID)的峰值实际上由于过电流检测延迟时间Td变得比过电流保护基准电压VLIMIT或误差电压信号VEAO大，但在此将其省略。
<(1)恒压区域1>
图10为表示该开关电源装置的<恒压区域1>中各部分动作用的时间图。在该<恒压区域1>中，从误差放大器3输出的误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT还要低，而且输出电流IO比规定值小。
在该<恒压区域1>中，因流过次级绕组110B的电流也减小，而且次级电流流动的时间缩短，所以从次级占空比限制电路10输出的输出信号set_2的时刻比从振荡器7输出的输出信号set_1的时刻早。因而向触发器电路12的置位端输入来自振荡器7的时钟信号set_1(置位信号set)。
另外，<恒压区域1>中，例如，当负载132上流动的输出电流IO变小时，输出电压VO及辅助电源电压VCC稍些上升。随着辅助电源电压VCC上升从误差放大器3输出的误差电压信号VEAO的电压减小，开关元件1利用漏极电流控制电路6进行控制，使得流过开关元件1的漏极电流ID的峰值Ip变小。反之，在输出电流IO变大时，随着辅助电源电压VCC的降低误差电压信号VEAO变大，开关元件1利用漏极电流控制电路6进行控制，使得流过开关元件1的漏极电流ID的峰值Ip变大。
这样，在<恒压区域1>中，该开关电源装置将来自振荡器7的时钟信号set_1作为置位信号set。另外，该开关电源装置将漏极电流控制电路6从漏极电流检测电路5输出的元件电流检测信号VCL和误差放大器3输出的误差电压信号VEAO进行比较生成的信号作为复位信号。然后，该开关电源装置根据这些置位信号set和复位信号，成为固定振荡频率的峰值电流控制方式的动作状态，保持开关元件1的振荡频率一定，通过使开关元件1导通时间Ton变化，从而改变对初级绕组110A和次级绕组110B的能量供给量，使输出电压VO为一定。
另外，如此地在<恒压区域1>中，该开关电源装置因保持开关元件1的振荡频率一定，所以能防止变压器发出声音。
<恒压区域2>
图11为表示该开关电源装置的<恒压区域2>中各部分动作用的时间图。在该<恒压区域2>中，负载变重输出电流IO大于等于规定值，从误差放大器3输出的误差电压信号VEAO大于过电流保护基准电压VLIMIT。
流过负载132的输出电流IO变得比<恒压区域1>大，当从误差放大器3输出的误差电压信号VEAO大于过电流保护基准电压VLIMIT时，漏极电流控制电路6将漏极电流检测电路5输出的元件电流检测信号VCL和过电流保护基准电压VLIMIT比较，当元件电流检测信号VCL到达过电流保护基准电压VLIMIT(一定值)时，生成将开关元件1截止的信号。
通过这样，在<恒压区域2>上，流过开关元件1的漏极电流ID的峰值Ip固定在由过电流保护基准电压VLIMIT决定的电流值。
另外，该<恒压区域2>中，次级绕组110B上流动的电流到达最大值，但因次级电流导通占空比未到达次级占空比限制电路10设定的一定值，所以从次级占空比限制电路10输出的输出信号set_2的时刻比振荡器7输出的输出信号set_1的时刻还要早。因此，来自振荡器7的时钟信号set_1输入触发器电路12的置位端(置位信号set)。
再有，在误差电压信号VEAO＞过电流保护基准电压VLIMIT的状态下，振荡频率调整电路8根据误差电压信号VEAO和过电流保护基准电压VLIMIT之差生成使开关元件1振荡频率提高的信号，并向振荡器7输出。
这样，在<恒压区域2>中，该开关电源装置将来自负载越重振荡频率越高的振荡器7的时钟信号set_1作为置位信号set。另外，该开关电源装置将漏极电流控制电路6从漏极电流检测电路5输出的元件电流检测信号VCL和过电流保护基准电压VLIMIT进行比较生成的信号作为复位信号。然后，该开关电源装置利用这些置位信号set和复位信号，成为固定峰值电流的振荡频率控制方式的动作状态，通过改变开关元件1的振荡频率从而改变对初级绕组110A和次级绕组110B的能量供给量，使输出电压VO为一定。
还有，虽然当负载132上流动的输出电流IO变大时，开关元件1的振荡频率提高，但该开关电源装置的结构变成在从次级电流断开检测电路9向振荡器7输出的信号D2_on的信号电平为高电平的期间，不能从振荡器7输出此后的时钟信号set_1，在次级电流中止流动后产生此后的导通脉冲信号。也就是，该开关电源装置成为非连续方式动作。
<(3)恒压区域和恒流区域的交界区域>
图12为表示该开关电源装置的<(3)恒压区域和恒流区域的交界区域>中各部分动作用的时间图。在该<(3)恒压区域和恒流区域的交界区域>中，误差放大器3输出的误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT大，而且从振荡器7输出的第1时钟信号set_1和从次级占空比限制电路10输出的第2时钟信号set_2的时刻变成相同。即次级电流的导通占空比达到设定值。
在<恒压区域2>中，流过开关元件1的漏极电流ID的峰值Ip固定于由过电流保护基准电压VLIMIT决定的电流值，随着负载变重利用振荡频率调整电路8时钟信号set_1的振荡频率提高。因而，在<恒压区域2>中，当负载132上流动的输出电流IO增大时，时钟信号set_1的振荡频率就提高、次级电流导通占空比变大。
而且，当次级电流导通占空比变成次级占空比限制电路10设定好的值时，来自次级占空比限制电路10的时钟信号set_2变得和来自振荡器7的时钟信号set_1的时刻相等。这样，从时钟信号选择电路11输出的时钟信号从时钟信号set_1切换到时钟信号set_2的区域，即次级电流导通占空比到达次级占空比限制电路10设定好的一定值的瞬间的区域是<恒压区域和恒流区域的交界区域>。
因该开关电源装置为非连续方式动作，所以根据输出电压VO、输出电流IO、变压器110初级绕组110A的电感Lp、流过开关元件1的漏极电流ID的峰值Ip、开关元件1的振荡频率fosc，供给负载132的能量可用下式(5)表示。
VO×IO＝(1/2)×LP×Ip×Ip×fosc…(5)
这里，在该<恒压区域和恒流区域的交界区域>中，由于误差放大器3输出的误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT还要大，漏极电流ID的峰值Ip固定于由过电流保护基准电压VLIMIT决定的电流值。另外开关元件1截止，次级绕组110B上电流开始流动的电流值即次级电流峰值因由变压器110的初级绕组110A和次级绕组110B的匝数比决定，所以次级电流的峰值也为一定。
再有，当误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT还要大时，规定漏极电流ID的最大值的限流值ILIMIT成为如图8所示的随着时间呈线性变化的锯齿形波形，故漏极电流ID的峰值Ip若考虑到电流检测延迟时间Td，则与输入电压VIN无关实质上为一定。
另外，在输出电压VO为一定时，次级电流的斜率也为一定，所以次级电流的峰值是一定时的次级电流流动期间始终为一定。因而，在该<恒压区域和恒流区域的交界区域>中，次级电流流动期间始终为一定。其结果，在<恒压区域和恒流区域的交界区域>中，开关元件1的振荡频率fosc始终为一定值。
另一方面在变压器110初级绕组110A的电感Lp变化时，次级电流的斜率也变化。
在次级电流的峰值为一定时，电感Lp一大次级电流的斜率就变大，次级电流流动的期间延长，其结果，开关元件1的振荡频率fosc降低。
与此相反，在次级电流的峰值为一定时，电感Lp一小次级电流的斜率就变小，次级电流流动的期间缩短，其结果，开关元件1的振荡频率fosc提高。
根据以上所述，在<恒压区域和恒流区域的交界区域>上，由于变压器110初级绕组110A的电感Lp和开关元件1的振荡频率fosc的乘积为一定，所以根据上述式(5)的关系，输出电流IO为一定。因此，在<恒压区域和恒流区域的交界区域>上的输出电流IO不受振荡频率、变压器电感值的离散、过电流检测延迟时间Td、及输入电压VIN等影响。
<(4)恒流区域>
图13为表示该开关电源装置的<恒流区域>中的各部分的动作用的时间图。在该<恒流区域>中，误差放大器3输出的误差电压信号VEAO比过电流保护基准电压VLIMIT还要高，而且根据次级占空比限制电路10输出的时钟信号set_2开关元件1进行开关动作。
当负载加重，使得负载132上流动的输出电流IO比<恒压区域和恒流区域的交界区域>中输出电流IO还要大时，如以上所述，次级电流的峰值和次级电流导通占空比为一定，供给变压器110的次级绕组110B的能量已成为最大，所以输出电压VO下降。
当输出电压VO下降时，次级电流的斜率变大，次级电流流动的期间延长，故次级占空比限制电路10输出输出信号set_2的时刻比振荡器7输出输出信号set_1的时刻迟。因而，从时钟信号选择电路11输出第2时钟信号set_2。
因此，根据第2时钟信号set_2次级电流导通占空比被控制在一定值不变，开关元件1的振荡频率降低。
这样，在<恒流区域>中，随着负载变重，次级电流的峰值和次级电流导通占空比为一定值保持不变，开关元件1的振荡频率降低。
这里，在次级电流导通占空比为一定值时，设次级电流导通占空比为‘D2’、次级电流的峰值为‘I2p’，则可用下式(6)表示。
IO＝(1/2)×I2p×D2…(6)
因为按照由过电流保护基准电压VLIMIT决定的电流值控制流过开关元件1的峰值Ip，所以次级电流的峰值I2p是一定的。再有规定漏极电流ID的最大值的限流值ILIMIT如图8所示那样随着时间而变化，所以，漏极电流的峰值Ip若考虑过电流检测延迟时间Td，则与输入电压VIN无关实质上为一定。
因此，该开关电源装置中，能得到与变压器110的初级绕组110A的电感Lp的离散、开关元件1的振荡频率fosc、过电流检测延迟时间Td、输入电压VIN无关的一定的输出电流IO，能获得离散少的、高精度的恒流下降特性。
如上所述，该开关电源装置在使流过开关元件1的漏极电流ID的峰值Ip为一定值，控制次级电流导通占空比为一定值，的同时还使规定漏极电流ID的最大值的限流值ILIMIT如图8所示地随着时间变化，若适当地设定限流可变信号Islope的斜率，则考虑到过电流检测延迟时间Td的漏极电流ID的实际的峰值Ip与输入电压VIN无关实质上为一定。另外，该开关电源装置由于振荡频率或变压器的电感等离散不影响输出电流IO的恒流值，所以能实现整体的离散非常小、高精度的恒流下降特性。
另外，该开关电源装置在次级电流导通占空比到达一定值以前，使输出电压VO为一定，当次级电流导通占空比到达一定值时，输出电流IO为一定，根据负载状态，执行恒流下降特性和恒压下降特性中的任一个。
另外，该开关电源装置通过控制开关元件1振荡频率，实施<恒压区域2>的恒压特性和恒流下降特性，能平稳地实现从恒压区域切换到恒流区域。
还有，本实施方式中，通过改变流过开关元件1的漏极电流的检测值，从而实现如图8所示的在开关元件的导通期间呈线性变化的限流值，但只要能实现在开关元件的导通期内间从第1电平变化到比其高的第2电平的限流值，其手段即使不同亦可。
图14表示实现在开关元件导通期间呈线性变化的限流值的半导体器件100的其它构成例。但在和参照图2说明过的构件相同的构件上标注同一标号，其说明省略。
该半导体器件(控制电路)100通过不是流过开关元件1的漏极电流的检测值，而是使作为基准电压输入漏极电流控制电路6的过电流保护基准电压随着时间变化，从而在开关元件的导通期间从第1电平，开始向比其高的第2电平变化的限流。
即，图14示出的半导体器件100比图2示出的半导体器件100省去漏极电流检测可变电路4，追加限流可变电路15。限流可变电路15将触发器电路12的输出信号(Ffout信号)和过电流保护基准电压VLIMIT作为输入，生成与开关元件导通的时刻和截止的时刻对应变化的过电流保护基准电压VLIMIT’，向漏极电流控制电路6输出。即，限流可变电路15具有根据作为一定值的过电流保护基准电压VLIMIT和Ffout信号，生成如图15所示的随着时间呈线性变化的过电流保护基准电压VLIMIT’的功能。
在误差电压信号VEAO大于过电流保护基准电压VLIMIT’时，当元件电流检测信号VCL到达过电流保护基准电压VLIMIT’时，开关元件1截止，所以如图15所示，利用过电流保护基准电压VLIMIT’的变化，从而能得到如图15所示的限流值ILIMIT随着时间的变化。
这样，图14示出的半导体器件100，通过使作为基准电压输入漏极电流控制电路6的过电流保护基准电压(决定限流值ILIMIT的基准值)随着时间变化，从而能实现在开关元件1的导通期间从第1电平开始向比其高的第2电平变化的限流，并能发挥与采用图2示出的半导体器件100相同的效果。

Claims (12)

1.一种电源调整电路，其特征在于，包括：
具有输入输入电压的第1绕组、以及产生输出电压的第2绕组的变压器；
具有第1端子、第2端子、以及控制端子等3个端子，并通过在所述控制端子上响应接收到的控制信号，使所述第1端子和第2端子电气结合或分离地进行振荡，从而对流过所述第1绕组的电流进行开·关控制的开关元件；以及
生成所述控制信号的控制电路，
通过控制所述开关元件的振荡，控制向所述第1及第2绕组的能量供给量，从而向连接所述第2绕组的负载供给一定的输出电流，
所述控制电路具有以下功能；
检测流过所述开关元件的元件电流的元件电流检测功能；
所述开关元件在所述第1端子和第2端子结合的期间，使规定所述元件电流的最大值的限流值在第1电平和比所述第1电平大的第2电平之间变化的限流可变功能；
当所述元件电流到达在所述第1电平和第2电平之间变化的所述限流值时，输出使所述开关元件断开的信号的功能；
检测流过所述第2绕组的次级电流的导通占空比，输出使所述开关元件导通的信号，以便该次级电流的导通占空比为一定值的功能；以及
根据使所述开关元件导通的信号及断开的信号，生成所述控制信号的功能。
2.如权利要求1所述的电源调整电路，其特征在于，
所述限流可变功能通过改变所述元件电流检测功能的所述元件电流的检测值，从而所述开关元件在所述第1和第2端子结合期间，使所述限流值在所述第1电平和所述第2电平之间变化。
3.如权利要求1所述的电源调整电路，其特征在于，
所述限流可变功能通过改变决定所述限流值的基准值，从而所述开关元件在所述第1和第2端子结合期间，使所述限流值在所述第1电平和所述第2电平之间变化。
4.如权利要求1所述的电源调整电路，其特征在于，
所述变压器还具有检测所述第2绕组上产生的电压用的第3绕组，
所述控制电路根据所述第3绕组上产生的电压，检测所述次级电流的导通占空比。
5.如权利要求1所述的电源调整电路，其特征在于，
所述控制电路还具有当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值时，改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定的功能。
6.如权利要求5所述的电源调整电路，其特征在于，
所述控制电路当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值时，改变所述开关元件的振荡频率，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定。
7.如权利要求5所述的电源调整电路，其特征在于，
所述控制电路当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值时，使所述开关元件的振荡频率保持一定，通过改变所述开关元件结合所述第1和第2端子的期间，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定。
8.如权利要求5所述的电源调整电路，其特征在于，
所述控制电路当所述次级电流的导通占空比小于等于一定值并且所述输出电流小于等于规定值时，使所述开关元件的振荡频率保持一定，通过改变所述开关元件结合所述第1和第2端子的期间，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定，并且在所述次级电流的导通占空比小于等于一定值并且所述输出电流大于等于规定值时，通过改变所述开关元件的振荡频率，从而改变所述能量供给量，使所述输出电压为一定。
9.如权利要求1所述的电源调整电路，其特征在于，
将所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
10.如权利要求1所述的电源调整电路，其特征在于，
将所述开关元件和所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
11.一种半导体器件，其特征在于，
将权利要求1中所述的所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
12.一种半导体器件，其特征在于，
将权利要求1中所述的所述开关元件和所述控制电路形成在同一块半导体基板上。
CNB2006100737032A 2005-04-06 2006-04-06 电源调整电路及半导体器件 Expired - Fee Related CN100438298C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005109288 2005-04-06
JP2005109288 2005-04-06

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1858981A true CN1858981A (zh) 2006-11-08
CN100438298C CN100438298C (zh) 2008-11-26

Family

ID=37297854

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2006100737032A Expired - Fee Related CN100438298C (zh) 2005-04-06 2006-04-06 电源调整电路及半导体器件

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7265999B2 (zh)
CN (1) CN100438298C (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101562397A (zh) * 2009-05-27 2009-10-21 成都芯源系统有限公司 基于第三绕组检测的双模式恒电流控制方法及其电路
CN103219884A (zh) * 2012-01-19 2013-07-24 美芯晟科技（北京）有限公司 一种原边反馈恒流控制电路及其控制方法
CN104094512A (zh) * 2012-01-19 2014-10-08 皇家飞利浦有限公司 功率供应设备
US9337737B2 (en) 2012-08-06 2016-05-10 System General Corp. Control circuit with fast dynamic response for power converters

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007088577A1 (ja) * 2006-01-31 2007-08-09 Mitsumi Electric Co., Ltd. スイッチング電源装置および電源制御用半導体集積回路
EP1990884B1 (en) * 2006-02-27 2013-02-27 Fujitsu Limited Power supply apparatus and control method therefor
TW200824240A (en) * 2006-11-24 2008-06-01 Richtek Technology Corp A waveform valley estimation circuit of a switching component and the method thereof
JP5126221B2 (ja) * 2007-03-30 2013-01-23 富士通株式会社 増幅回路
JP2009165316A (ja) * 2008-01-10 2009-07-23 Panasonic Corp スイッチング電源装置、およびそのスイッチング電源装置に使用される半導体装置
CN101515756B (zh) * 2008-02-18 2011-11-23 昂宝电子（上海）有限公司 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和系统
US8089783B2 (en) * 2008-05-30 2012-01-03 Active-Semi, Inc. Constant current and voltage controller in a three-pin package with dual-use switch pin
US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
JP2010041832A (ja) * 2008-08-06 2010-02-18 Panasonic Corp スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
JP2010124572A (ja) * 2008-11-19 2010-06-03 Panasonic Corp スイッチング電源装置
WO2010125751A1 (ja) * 2009-04-27 2010-11-04 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置
TWI420277B (zh) * 2009-06-30 2013-12-21 Green Solution Tech Co Ltd 金氧半導體電流限制電路及線性穩壓器、電壓轉換電路
US9088217B2 (en) * 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的系统和方法
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
US8619440B2 (en) * 2011-09-20 2013-12-31 Leadtrend Technology Corp. Over current protection method used in a switched-mode power supply and related controller
TWI431909B (zh) * 2011-10-04 2014-03-21 Delta Electronics Inc 電源供應裝置
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统中的峰值电流调节的系统和方法
US9374009B2 (en) * 2013-06-05 2016-06-21 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods for constant output current in a flyback converter
CN103354416A (zh) * 2013-07-14 2013-10-16 郑儒富 一种平均模式恒流控制电路及控制方法
CN103414350B (zh) 2013-08-29 2016-08-17 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的系统和方法
US9866123B2 (en) * 2013-10-31 2018-01-09 Dialog Semiconductor Inc. Power converter with dynamic preload
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换系统免受热失控的系统和方法
US9948187B2 (en) 2014-04-01 2018-04-17 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
US9525353B2 (en) * 2014-09-19 2016-12-20 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power-supply device for performing control of output voltage switching operation
CN105652074B (zh) 2014-12-03 2018-08-10 万国半导体(开曼)股份有限公司 电压检测电路及检测电压变化的方法
CN105720807B (zh) 2014-12-03 2018-05-29 万国半导体(开曼)股份有限公司 用于检测输入电压和泄放滞留电压的方法及装置
CN105759135B (zh) 2014-12-17 2018-11-13 万国半导体(开曼)股份有限公司 在反激转换器中判断负载状态的电路及方法
CN105763030B (zh) 2014-12-17 2018-07-13 万国半导体(开曼)股份有限公司 在电压转换器启动阶段抑制电流过大的电路及方法
CN105763061B (zh) 2014-12-17 2018-05-29 万国半导体(开曼)股份有限公司 反激转换器输出电流计算电路及计算方法
TWI556078B (zh) * 2015-02-13 2016-11-01 國立虎尾科技大學 動態電壓恢復器與其瞬變電壓控制機制
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿系统和方法
US11588408B2 (en) * 2020-05-06 2023-02-21 Stmicroelectronics S.R.L. Power supply circuit, corresponding device and method

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6480399B2 (en) * 2000-03-02 2002-11-12 Power Integrations, Inc. Switched mode power supply responsive to current derived from voltage across energy transfer element input
US6333624B1 (en) * 2000-05-30 2001-12-25 Semiconductor Components Industries Llc Circuit and method for a switching power supply with primary side transformer sensing
JP3371962B2 (ja) * 2000-12-04 2003-01-27 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP4122721B2 (ja) * 2001-04-09 2008-07-23 サンケン電気株式会社 スイッチング電源
US6781357B2 (en) 2001-09-27 2004-08-24 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply
US6625044B2 (en) * 2001-12-03 2003-09-23 Chung Shan Institute Of Science And Technology Programmed isolating starting system and method of a switching power supply
JP2004265671A (ja) * 2003-02-28 2004-09-24 Hitachi Ltd 燃料電池の運転制御方法および装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101562397A (zh) * 2009-05-27 2009-10-21 成都芯源系统有限公司 基于第三绕组检测的双模式恒电流控制方法及其电路
CN101562397B (zh) * 2009-05-27 2014-02-12 成都芯源系统有限公司 基于第三绕组检测的双模式恒电流控制方法及其电路
CN103219884A (zh) * 2012-01-19 2013-07-24 美芯晟科技（北京）有限公司 一种原边反馈恒流控制电路及其控制方法
CN104094512A (zh) * 2012-01-19 2014-10-08 皇家飞利浦有限公司 功率供应设备
CN103219884B (zh) * 2012-01-19 2015-12-02 美芯晟科技（北京）有限公司 一种原边反馈恒流控制电路及其控制方法
US9337737B2 (en) 2012-08-06 2016-05-10 System General Corp. Control circuit with fast dynamic response for power converters

Also Published As

Publication number Publication date
US20060250823A1 (en) 2006-11-09
US7265999B2 (en) 2007-09-04
CN100438298C (zh) 2008-11-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1858981A (zh) 电源调整电路及半导体器件
CN1302610C (zh) Dc－dc变换器
CN1220321C (zh) 开关电源装置
CN1702949A (zh) 开关电源装置
CN1179477C (zh) 压电逆变器
CN1080949C (zh) 电源设备与电压转换器
CN1311618C (zh) 开关电源装置
CN1346535A (zh) Dc－dc变换器
CN1595759A (zh) 电池充电控制电路、电池充电设备和电池充电控制方法
CN1076539C (zh) 电源装置和放电灯点灯装置
CN101034846A (zh) 电容器充电装置
CN1926752A (zh) 多输出电流谐振型dc－dc变换器
CN1452306A (zh) 电荷泵电路和电源电路
CN1848652A (zh) 开关电源装置和开关方法
CN1292944A (zh) 用于开环直流至交流变换器的pwm控制器
CN1780512A (zh) 发光二极管驱动用半导体电路及具有它的发光二极管驱动装置
CN1860671A (zh) 开关电源装置
CN1701496A (zh) 功率因数改善电路
CN1701482A (zh) 直流电源和配备电源的电池供电电子装置
CN1407701A (zh) 开关电源装置
CN1961612A (zh) 高频加热装置
CN1832316A (zh) 开关电源电路
CN1592064A (zh) 电源单元及具有该单元的电源系统
CN1729613A (zh) 具电压调整共振转换器及驱动可变负载方法
CN1444331A (zh) 输出电路装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: KELAIBO INNOVATION CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: MATSUSHITA ELECTRIC INDUSTRIAL CO, LTD.

Effective date: 20141127

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20141127

Address after: American California

Patentee after: Craib Innovations Ltd

Address before: Osaka Japan

Patentee before: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20081126

Termination date: 20160406

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee