CN105759135B - 在反激转换器中判断负载状态的电路及方法 - Google Patents

在反激转换器中判断负载状态的电路及方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电源转换系统，是在电压转换器中对输出电流进行检测并计算，判断转换器是否进入过载状态。利用提供预设电流的第一电流源为第一电容充电和利用提供参考电流的第二电流源为第二电容充电，将第一电容上变化的电压输入到一个比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到比较器的反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流变化时，利用比较器输出的比较结果检测负载状态。

Description

在反激转换器中判断负载状态的电路及方法
技术领域
本发明主要涉及电源转换系统，确切地说，是在应用于电源领域的电压反激转换器中对输出电流进行检测并计算，判断转换器是否进入过载状态。
背景技术
在常规的电源转换系统中，通常会采用进行恒压或恒流控制的开关电源方式。在电源转换系统中变压器的初级绕组上控制开关元件的开启或断开，在变压器的初级绕组上周期性的产生流经的开关元件的电流，并且初级侧的能量传递给次级侧，在次级绕组上产生的交流电经过注入二极管及电容器等整流滤波后，转化成直流电供给负载。
但如何精准的预算出提供给负载的输出电流是一个苛待解决的难题，因为这是我们精确地设计拓扑的主要因素之一，尤其是能够在电流连续模式CCM和电流断续模式DCM都兼容的前提下，计算出输出电流更是现有技术所难以企及的一个问题。进一步而言，如何将计算出的输出电流或与输出电流成比例的电流设置为判断反激电压转换器是否进入过载状态的依据，是我们需要解决的问题。
发明内容
在本发明提供的一种在反激转换器中判断负载状态的电路中，包括：一个侦测模块，检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值IOFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出流经感应电阻的消隐电流值ILEB；一个提供预设电流ISUM的第一电流源和一个提供参考电流IREF的第二电流源，预设电流ISUM包含了由关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值因子，可理解为预设电流ISUM与该和值被设定为成预设比例关系K；一个利用第一电流源充电的第一电容和一个利用第二电流源充电的第二电容；一个比较器，将第一电容上变化的电压输入到比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到比较器的反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流ISUM变化时，利用比较器输出的比较结果检测负载状态。
上述电路，预设电流ISUM等于关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB两者求和的和值的二分之一。上述电路，第一电流源和第一电容之间连接有一个开关，该开关在所述主开关的每个周期TS内仅仅在主开关的关断时段TOFF内接通，在每个周期的余下时段关断。
上述电路，第一电容的电容值为C11及第二电容的电容值为C12，以预设电流ISUM是否超过一个设定的额定电流值ISUM1来判断负载是否进入过载状态，并且
上述电路，第二电流源和第二电容之间连接有一个开关，该开关在所述主开关的每个周期开始导通的时刻开始被接通，直至每个周期的二分之一的时刻才被关断；并且第二电流源提供两倍的参考电流IREF，使第二电容在周期TS总时间的二分之一结束时充电的总电压维持在：
上述电路，设置第一电容的电容值C11与第二电容的电容值C12相等。
上述电路，当实际预设电流ISUM超过额定电流值ISUM1时，每个周期TS之中在主开关的关断时段TOFF内，比较器的输出会从低电平翻转成高电平；或者当实际预设电流ISUM低于额定电流值ISUM1时，在每个周期TS之中比较器的输出都维持在低电平。
上述电路，还包括接收比较器输出结果的单稳态触发器和包括与单稳态触发器连接的计数器，比较器每次从低电平翻转成高电平的上升沿的时刻，诱发单稳态触发器输出一个高电平信号给计数器，当计数器在连续的数个周期中的每个周期内都收到单稳态触发器输出的高电平信号，则计数器发出一个负载进入重负载状态的过载保护信号。
上述电路，包括与第一电容并联的一个开关和与第二电容并联的一个开关，于每个周期结束的时刻被触发接通，从而将与第一电容并联的开关和与第二电容并联的开关予以接通，以同步对第一、第二电容实施瞬时放电。
上述电路，还包括一个采样保持锁存器，所述侦测模块具有一个第一电压电流转换器，采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流；在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存；在前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存。
上述电路，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号存储在第一存储电容中。
上述电路，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号存储在第二存储电容中。
上述电路，还包括电流求和单元，其具有的第二电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于关断电流值IOFF的电压感测信号恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输出端流出的与关断电流值IOFF等值的电流；电流求和单元具有的第三电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于消隐电流值ILEB的电压感测信号恢复转换成从第三电压电流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值ILEB等值的电流；第二、第三电压电流转换器各自输出的电流汇聚流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和电阻，且电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，第三电压跟随器输出的电压VTRS等于(ILEB+IOFF)乘以求和电阻的电阻值RSUM，籍此撷取关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值。
在另一个实施例中，本发明还提供了一种在反激转换器中判断负载状态的方法，包括以下步骤：检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值IOFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出流经感应电阻的消隐电流值ILEB；利用提供预设电流ISUM的第一电流源为第一电容充电和利用一个提供参考电流IREF的第二电流源为第二电容充电，预设电流ISUM包含了由关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值因子，可理解为该预设电流ISUM与该和值因子实质上被设定为成一个预设比例关系K；将第一电容上变化的电压输入到一个比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到该比较器的反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流ISUM变化时，利用比较器输出的比较结果检测负载状态。
上述方法，设定所述预设电流ISUM等于关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB两者求和的和值的二分之一。上述方法，在第一电流源和第一电容之间连接一个开关，该开关在所述主开关的每个周期TS内仅仅在主开关的关断时段TOFF内接通，为第一电容充电，在每个周期的余下时段关断。
上述方法，设定第一电容的电容值为C11及第二电容的电容值为C12，以预设电流ISUM是否超过一个设定的额定电流值ISUM1来判断负载是否进入过载状态，并且
上述方法，在第二电流源和第二电容之间连接一个开关，该开关在所述主开关的每个周期开始导通的时刻开始被接通，为第二电容充电，直至每个周期的二分之一的时刻才被关断；并且第二电流源提供两倍的参考电流IREF，使第二电容在周期TS总时间的二分之一结束时充电的总电压维持在：
上述方法，设置第一电容的电容值C11与第二电容的电容值C12相等。
上述方法，当实际预设电流ISUM超过额定电流值ISUM1时，每个周期TS之中在主开关的关断时段TOFF内，比较器的输出会从低电平翻转成高电平；或者当实际预设电流ISUM低于额定电流值ISUM1时，在每个周期TS之中比较器的输出都维持在低电平。
上述方法，还包括接收比较器输出结果的单稳态触发器和包括与单稳态触发器连接的计数器，比较器每次从低电平翻转成高电平的上升沿的时刻，诱发单稳态触发器输出一个高电平信号给计数器，当计数器在连续的数个周期中的每个周期内都收到单稳态触发器输出的高电平信号，则计数器发出一个表征负载进入重负载状态的过载保护信号。
上述方法，设置与第一电容并联的一个开关和与第二电容并联的一个开关，于每个周期结束的时刻被触发接通，将与第一电容并联的开关和与第二电容并联的开关予以接通，以同步对第一、第二电容实施瞬时放电。
上述方法，提供一个采样保持锁存器，所述侦测模块具有一个第一电压电流转换器，采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流；在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存；在前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存。
上述方法，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号存储在第一存储电容中。
上述方法，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号存储在第二存储电容中。
上述方法，提供一个电流求和单元，其具有的第二电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于关断电流值IOFF的电压感测信号恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输出端流出的与关断电流值IOFF等值的电流；电流求和单元具有的第三电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于消隐电流值ILEB的电压感测信号恢复转换成从第三电压电流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值ILEB等值的电流；第二、第三电压电流转换器各自输出的电流汇聚流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和电阻，且电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，第三电压跟随器输出的电压VTRS等于(ILEB+IOFF)乘以求和电阻的电阻值RSUM，籍此撷取关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值。
附图说明
阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：
图1展示了本发明的反激转换器的简略电路图。
图2A是CCM模式控制信号驱动主开关产生的初级电流和次级电流波形。
图2B是DCM模式控制信号驱动主开关产生的初级电流和次级电流波形。
图3是驱动主开关开启的瞬间用于屏蔽感测信号的前沿起始尖峰的消隐信号波形。
图4A-4C在CCM模式初级电流和次级电流各自对应的阶梯状电流波形。
图5A-5C在DCM模式初级电流和次级电流各自对应的三角波电流波形。
图6A-6D是计算平均输出电流的常规计算电路。
图7是检测关断电流值和消隐电流值并对它们求和的计算电路。
图8是本发明计算平均输出电流并判读是否过载的过载检测电路。
图9是第二电容在整个周期内都充电的波形图。
图10是第二电容在二分之一个周期内充电的波形图。
图11是在DCM模式从轻负载过渡到重负载单稳态触发器的输出结果变化。
图12是在CCM模式从轻负载过渡到重负载单稳态触发器的输出结果变化。
图13介绍了计算电路的一种范例。
具体实施方式
参见图1，是本发明涉及到的一个典型的反激Flyback电压转换器的电路结构，控制初级侧的电子主开关元件QM例如可以是一个功率MOSFET，其具有例如漏极端的输入端和具有例如源极端的输出端，和具有例如栅极的控制端。主开关QM在其控制端上接收主控制模块102发出的控制信号并执行相应的开启或断开的响应动作，使得主开关QM的接通或者断开可对反激转换器的变压器130的初级绕组130A上流过的电流进行开或关的控制，以将初级侧的能量传送到次级侧。其中初级绕组130A用于接收所输入的一个直流输入电压VIN，而该直流输入电压VIN可由譬如市电交流电压VAC经过例如桥式整流器等整流元件整流而来。变压器130还具有用于输送出一个输出电压VOUT的次级绕组130B，和具有用于检测次级绕组130B上产生的电压状态的辅助绕组130C，辅助绕组130C和次级绕组130B的极性相同但它们和初级绕组130A的极性相反。辅助绕组130C的一端接地而另一端连接到一个二极管DAUX的阳极，其中二极管DAUX的阴极连接到一个电容CAUX上，以便对辅助绕组130C上产生的交流电压整流后对电容CAUX充电以用作辅助电源，电容CAUX上存储的电压VCC和输出电压VOUT相关联并且和VOUT具有成正比的关系，该电压VCC可以单独为主控制模块102提供直流电压源。次级绕组130B上连接有二极管DO和电容器CO的整流滤波电路，用于生成反激转换器的输出电压VOUT。直流的输出电压VOUT施加在负载RL上，并形成流经负载RL的输出电流IOUT。在转换器的反馈网络中，主开关QM的源极端和接地端GND之间连接有一个感应电阻RS，感应电阻RS用于感应和检测初级绕组130A上流过的初级电流IP并提供等于电流IP与其阻值RS相乘的反馈电压，即感测信号VCS，初级电流IP经过换算后可用作表征流经次级绕组130B的次级电流IS，它们间的函数关系后文将会详细介绍。主控制模块102的感应端口CS则籍由感应电阻RS来实时检测初级绕组130A的初级电流IP信号，作为判断是否需要调整控制信号来调节主开关QM开或关的依据。本领域的技术人员对反激转换器的拓扑和工作模式较为熟知，可省略掉的电路部分和具体运作方式不予赘述。
参见图2A的电流连续导通CCM(Continuous Conduction Mode)模式，主开关QM在例如脉冲宽度调制信号PWM等类似的控制信号的驱动之下进行开关切换。图2A绘制了流经初级绕组130A的初级电流IP1和流经次级绕组130B的次级电流IS1的大致波形，也大体展现了主开关QM的漏源极间的压差VDS1波形。在主开关QM的导通时段TON开启阶段，初级电流IP1有前沿阶梯且从前沿开始斜坡上升，在主开关QM的TOFF关断期间，次级电流IS1为阶梯上叠加衰减的三角波。当主开关QM在下一个周期准备开始导通的瞬间，实质上次级绕组130B仍然维持有电流，也就是说，在下一个周期主开关QM的开通时刻，变压器130储存的能量并未完全释放完毕，仍然有能量剩余。
参见图2B，为了与反激转换器的CCM模式形成鲜明对比，还特意同步展示了在转换器的电流断续DCM(Discontinuous Conduction Mode)模式下，流经初级绕组130A的初级电流IP2和流经次级绕组130B的次级电流IS2的大致波形，同时也大致展现了主开关QM的漏源极间的压差VDS2波形，在DCM模式下的初级电流IP2前端并没有阶梯值，而且在主开关QM的关断时段TOFF，次级电流IS2是衰减的三角波，而且在下一周期开始之前就已经在TOFF结束时衰减至零，主开关管QM导通期间储存于初级绕组130A的能量，在下一个周期开始之前就已经几乎由次级绕组130B传递至负载。注意在DCM模式中任意一个周期内，与CCM模式存在的极大差异是，次级电流IS2在控制信号关闭主开关QM的期间，会降为零，并且次级电流IS2在降至为零这一时刻到下一周期开始(也即主开关QM再次开始导通时刻)之间会存在着一段Dwell死区时间TD。
参见图3所示，为了避免在检测初级电流IP步骤中引发不必要的误操作，引入了本领域的技术人员所熟知的一个前沿消隐信号LEB(Leading edge blanking)，因为在初级电流控制的环路中，经常遭遇在主开关QM的导通瞬间初级电流IP会有脉冲起始峰值电流现象，所体现的起始尖峰值initial spike在感应端口CS会反馈给主控制模块102，如果串联在初级绕组上的感应电阻RS上采样此时的电流值并作为感测信号VCS进行开关控制，则会因为图3中感测信号VCS的意外初始尖波Spike 355而产生误触发动作，进一步启动过电流保护机制，使得产生控制信号的主控制模块102不再输出脉宽调制信号，从而在没有发生真实的过流异常情况下主动诱发了错误关闭功率主开关QM的动作，以实现保护功率开关和整个转换器的目的。由常规的前沿消隐电路所产生的可变或固定的前沿消隐信号LEB就是用于消除这种误触发隐患，该信号可耦合到主开关QM的控制端以保障它在前沿消隐信号LEB具有高电平这段时间不关闭，而在前沿消隐信号LEB结束之后再在感应电阻RS上取样电流信号以撷取到较为真实和精准的感测信号VCS初始值，实现对主开关QM导通瞬间初级电流IP的脉冲起始峰值予以屏蔽。至于如何设计前沿消隐电路并非本发明的重点，常规的电源设计指导手册一般都会对前沿消隐电路有较为详细的介绍，还可以参考公开的美国专利申请US12/492,748，US12/718,707等文献。
参见图4A～4C，当反激转换器进入CCM模式，在一个周期起始的t11时刻控制信号将会驱动主开关QM接通，由于上一个周期变压器130的能量剩余，初级电流IP在主开关QM接通的瞬间几乎是从零值迅速直接跳变成一个前沿初始值IPV，前沿初始值IPV是一个具有大于零的初始前沿阶梯值。而且紧接着在t11至t13的这段时间内，由于控制信号一直驱动主开关QM导通，在这段时间内初级电流IP在前沿初始值IPV的基础上，以一定的上升斜率继续逐步上升。需要注意到，在t13时刻，控制信号由高电平状态翻转成低电平并意欲断开主开关QM，发现初级电流IP并未直接跌落，而是在时刻t13到时刻t14这段关断延迟时间TP内，初级电流IP以与t11到t13时段完全相同的上升斜率而过冲上升到电流IP最高的峰值电流IPP，直至在延迟时间TP结束的时刻t14初级电流IP才迅速从峰值IPP跌落到零。如图4B～4C，在时刻t14到时刻t15的这段时间内，控制信号将会驱动主开关QM完全关断，并且在t14时刻变压器130中初级绕组130A开始将存储的能量传递到次级绕组130B，而流经次级绕组130B的次级电流IS在时刻t14从零值会跳变至具有最大值的一个电流峰值ISP，此刻变压器130中所有的绕组的同名端和异名端的极性反向，从而次级绕组130B的反激电压使图1中的整流二极管DO正向导通，给输出电容CO充电，同时提供负载电流，从t14到t15的这段时间内次级电流IS以一个下降斜率逐步衰减。到了t15时刻前一个周期结束，主开关QM即将在下一个周期内被再次循环接通，而此时次级电流IS具有一个后沿末态值ISV，后沿末态值ISV是一个具有大于零的末态阶梯值。在时刻t15之后紧接着的下一个周期主开关QM将被再次切换到接通，主开关的导通致使次级电流IS从后沿末态值ISV跳变至零。针对CCM模式而言，从时间t11到t15可视作为一个完整的周期TS，从时间t11到t14定义为导通时段TON，此期间认为主开关QM接通，以及从时间t14到t15定义为关断时段TOFF，此期间认为主开关QM断开，开关的占空比DB1应当是TON除以导通时段与关断时段两者之和(TON+TOFF)。
设定初级绕组130A之匝数NP与次级绕组130B之匝数NS两者之比为N，其中次级绕组侧电流IS的峰值电流ISP＝N×IPP，以及次级绕组侧电流IS的后沿末态值ISV＝N×IPV，在反激转换器的CCM模式下，提供给负载RL的输出电流IO满足以下函数关系：
再参见图4A，在t13的时间节点我们打算使控制信号的逻辑电位状态翻转至低电平来驱动主开关QM关断的时刻，会同步导致初级电流IP在控制信号的结束瞬间具有一个关断电流值IOFF，它是瞬态值。上文已经阐明，在时间t13到时间t14的这段关断延迟时间TP内，该关断电流值IOFF也并非是初级电流IP的最大值，即便是在t13时刻控制信号的逻辑状态已经趋于翻转意欲关断主开关QM，初级电流IP也不是立刻下降，实际情况是，从时间节点t13到t14这段时间内，初级电流IP仍然会在关断电流值IOFF的基础上继续上升，其上升的斜率和由前沿初始值IPV增长到关断电流值IOFF的上升斜率完全相同，直至电流IP增长到最终具有的为最大值的峰值电流IPP，正如图4A中虚线顶点所示。当延迟时间TP结束之后进入关断时间TOFF，主开关QM被断开，在TP结束瞬间的时间节点t14处初级电流IP才真正从峰值电流IPP开始迅速下降到零值。
参见图3，我们在前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平而结束有效状态的时间节点t12，对初级电流IP取样一个采样电流值记作消隐电流值ILEB，它是瞬态值，初级电流IP由前沿初始值IPV(前沿阶梯值)增长到消隐电流值ILEB的上升斜率和初级电流IP由关断电流值IOFF增长到峰值电流IPP的上升斜率完全相同。在一个完整周期内，我们定义控制信号驱动主开关QM接通的时刻t11到前沿消隐信号LEB结束的时刻t12之间延续的时长TLEB，与控制信号发生翻转以断开主开关QM的时刻t13到初级电流IP上升到峰值IPP的时刻t14之间延续的延迟时间TP相等，即TLEB＝TP，同时还定义峰值电流IPP和关断电流值IOFF之间存在一个差值ΔI1，可从几何学的角度对图4A的电流关系进行计算，进一步可以得出IPP＝IOFF+ΔI1以及IPV＝ILEB－ΔI1。
IPP+IPV＝(IOFF+ΔI1)+(ILEB－ΔI1)(3)
IPP+IPV＝IOFF+ILEB(4)
如果将式子(4)代入式子(2)就可以得到CCM模式下输出电流IO的最终表达式，其中周期TS＝TON+TOFF：
我们不打算在次级侧的输出电流IO的表达式中体现IPP或者ISV，理由在于它们的过冲程度和上冲峰值在电路中实际上是难以捕捉或感测的，它们超出至电路的抓取能力范围之外，对整个拓扑而言可谓是隐匿的，输出电流IO的计算几乎不可能依赖它们，式子(5)则在CCM模式下很好的解决了该问题。
参见图5A～5C，当反激转换器进入DCM模式，在一个周期起始的t21时刻，控制信号将会驱动主开关QM接通，由于上一周期变压器130的能量没有剩余，初级电流IP在主开关QM接通的瞬间其前沿初始值IPV几乎是零值，这与CCM模式具有初始阶梯值完全不同。而且紧接着在t21至t23的这段时间内，控制信号一直驱动主开关QM导通，所以在这段时间内初级电流IP在前沿初始值IPV的零取值基础上，以一定的上升斜率逐步上升。直至在t23时刻，控制信号的例如逻辑高电平状态被解除并意欲断开主开关QM，同样初级电流IP并未直接跌落，而是在时刻t23到时刻t24这段关断延迟时间TP内，初级电流IP以与t21到t23时段完全相同的上升斜率而过冲上升到电流IP最高的峰值电流IPP，直至在延迟时间TP结束的时刻t24初级电流IP才迅速从峰值IPP跌落到零。
参见图5B～5C，延迟时间TP结束之后，在时刻t24到时刻t25的这段时间内，控制信号将会驱动主开关QM完全关断，并且在t24时刻变压器130中初级绕组130A开始将存储的能量传递到次级绕组130B，而流经次级绕组130B的次级电流IS在时刻t24从零值会跳变至具有最大值的一个电流峰值ISP，此刻变压器130中所有的绕组的同名端和异名端的极性反向，次级绕组130B的反激电压致使图1中的整流二极管DO正向导通，以提供负载电流，同时还给输出电容CO充电，从t24到t25的这段时间内次级电流IS以一个下降斜率逐步衰减到零。DCM模式与CCM模式不同的另一方面体现在，到了t25时刻一个周期并未结束，此时的次级电流IS具有一个为零的后沿末态值ISV，也就是说，次级电流IS在下一周期开始之前就已经在TOFF结束时衰减至零，主开关管QM导通期间储存于初级绕组130A的所有能量，在下一个周期开始之前就已经几乎完全由次级绕组130B传递至负载。在图5C中，次级电流IS在控制信号关闭主开关QM的时段TOFF结束瞬间，会降为零，次级电流IS在降至为零这一时刻t25到当前周期结束的时间t26之间存在着一段死区时间TD，时间点t26结束之后就是下一个循环周期的开始，所以死区时间TD夹持在次级电流IS降至为零的时刻t25和主开关QM在下一周期再次开始导通的时刻之间。针对反激转换器的DCM模式而言，从时间t21到t26可视作为一个完整的周期TS，从时间t21到t24定义为导通时段TON，此期间认为主开关QM接通，以及从时间t24到t25定义为关断时段TOFF，此期间认为主开关QM断开，从时间t25到t26定义为死区时间TD，此期间认为主开关QM同样也是断开的，则初级侧开关的占空比DB2应当是TON除以导通时段与关断时段、死区时段三者之和(TON+TOFF+TD)。
设定初级绕组130A之匝数NP与次级绕组130B之匝数NS两者之比为N，其中次级绕组侧电流IS的峰值电流ISP＝N×IPP，以及次级绕组侧电流IS的后沿末态值ISV＝0，在反激转换器的DCM模式下，提供给负载RL的输出电流IO满足以下函数关系：
参见图5A，在时间点t23使控制信号的逻辑状态翻转至低电平来驱动主开关QM关断的时刻，同步导致初级电流IP在控制信号的结束瞬间具有一个关断电流值IOFF。在时间t23到时间t24的这段关断延迟时间TP内，关断电流值IOFF不是初级电流IP的最大值，即便是在t23时刻控制信号的逻辑状态已经趋于翻转意欲关断主开关QM，初级电流IP也不是立刻下降。实际情况是，从时间节点t23到t24这段时间内，初级电流IP仍然会在关断电流值IOFF的基础上继续上升，其上升的斜率和由前沿初始值IPV增长到关断电流值IOFF的上升斜率完全相同，直至电流IP增长到最终具有的为最大值的峰值电流IPP，正如图5A中虚线的顶点所示。一旦当延迟时间TP结束之后进入关断时间TOFF，主开关QM便被完全断开，而且在延迟时间TP结束瞬间的时间节点t24处初级电流IP才真正从峰值电流IPP开始迅速下降到时刻t25的零值。
参见图5C，我们仍然在前沿消隐信号LEB由高电平翻转到低电平而结束有效状态的时间节点t22，对初级电流IP取样一个中间采样电流值记作消隐电流值ILEB，该初级电流IP由前沿初始值IPV(零值)增长到消隐电流值ILEB的上升斜率，和初级电流IP由关断电流值IOFF增长到峰值电流IPP的上升斜率完全相同。在一个周期内，我们定义控制信号驱动主开关QM接通的时刻t21到消隐信号LEB结束的时刻t22之间延续的时长TLEB，与控制信号发生翻转以断开主开关QM的时刻t23到初级电流IP上升到峰值IPP的时刻t24之间延续的延迟时间TP相等，即TLEB＝TP，同时还定义峰值电流IPP和关断电流值IOFF之间存在一个差值ΔI2，可从几何学的角度对图5A的电流关系进行详细计算，进一步还可以得出IPP＝IOFF+ΔI2以及IPV＝ILEB－ΔI2＝0。
IPP+IPV＝(IOFF+ΔI2)+(ILEB－ΔI2)(8)
IPP+IPV＝IOFF+ILEB(9)
如果将式子(9)代入式子(7)就可以得到DCM模式下输出电流IO的最终表达式，其中周期TS＝TON+TOFF+TD：
虽然初级侧峰值电流IPP或者次级侧峰值电流ISV的过冲程度和上冲峰值难以被捕捉或感测，但是式子(10)可以在DCM模式下很好的解决了该问题，因为估算输出电流IO的公式中不含峰值电流IPP或ISV。如果事先规定周期TS在CCM和DCM模式各代表明确的含义，将公式(5)和(10)合并变形得到：
当我们研究公式(5)和(10)之中输出电流IO是否因为过载Over loading而超出额定电流值范围之外时，将该额定范围除以一个已知的常数值N而推理出一个范围，使得公式(12)中的(ISUM×TOFF)/TS满足这个范围即可，则我们只要研究(ISUM×TOFF)/TS是否符合规范即可，其中预设电流ISUM＝(ILEB+IOFF)/2。
根据公式(12)我们所撷取的ISUM仅仅需要在周期TS的时间段TOFF内有效的输出电流值，而在每个周期TS的其他时间不予输出，以完成对ISUM执行乘以TOFF/TS这个比例的平均电流计算。图6A～6D展示了可以对ISUM实施均值计算的基本方案，基本思路是利用ISUM折算出的电压和参考值由比较器进行比较，推算出ISUM是否符合要求。在图6A中，电流源271提供电流值为ISUM的电流，在电流源271和接地端之间连接有一个开关SW10，在每个周期TS内开关SW10仅在时间段TOFF关断而在余下的所有时间内接通，这样电流源271便在时间段TOFF向阳极连接在电流源271、开关SW10之间的公共节点281处的二极管301提供正向导通的电流，但在周期TS的其余时间内电流源271通过开关SW10释放到地，在二极管301的阴极端得到ISUM×TOFF/TS的平均电流。图6B与图6A基本相同，但是可以利用开关SW11控制电压V1在二极管301中形成与ISUM等同的电流，开关SW11控制每个周期内在二极管301中形成电流的时段为TOFF。图6C以一个跨导放大器302取代了图6A中的二极管，在每个周期TS内开关SW12仅仅在时间段TOFF关断而在余下的所有时间内接通，这样电流源271便在时间段TOFF流向电阻R23，而电阻R23一端的节点281连接到跨导放大器302的正输入端，跨导放大器302的负输入端连接到接地端，以便利用跨导放大器302在其输出端输出ISUM×TOFF/TS的平均电流。图6D以跨导放大器302取代图6B中的二极管，在每个周期TS内开关SW13仅在时间段TOFF关断而在余下的所有时间内接通，电压V2便在时间段TOFF输出给跨导放大器302的正输入端，在跨导放大器302其输出端得到ISUM×TOFF/TS的平均电流。本发明在后文中将揭示取代图6A～6D的具更佳有益效果的平均电流计算方式。
参见图7，是判断负载状态的电路的一个计算电路280，用于计算次级绕组130B输送给负载的输出电流IO，计算电路280包括一个侦测模块201，用于检测并撷取流经初级绕组130A上的初级电流IP，检测形式可以直接抓取横跨于感应电阻RS上体现为电压值的感测信号VCS，因为流经感应电阻RS上不同时刻的初级侧电流与感应电阻RS的阻值相乘便可转换成不同时刻对应的感测信号VCS，侦测模块201在这里实质也是一个电流检测器。需要在合理的时机检测出消隐电流值ILEB和关断电流值IOFF大小。计算电路280的一种实施例在图13中有所体现。
参见图13的侦测模块201，在为电压电流转换器110提供工作电压的节点105处施加一个直流电源电压VDD给转换器110供电，以及将电压电流转换器110的电压转电流输入端连接到图1中感应电阻RS与主开关QM源极端相连的公共节点101处。为了避免与后文同类器件名称上的混淆，电压电流转换器110记作第一电压电流转换器。在电压电流转换器110的电流释放端/输出端与接地端之间连接一个转换电阻R12，于是电压电流转换器110将在电压转电流输入端输入给它的电压即感测信号VCS所转换而来的中间电流IM流经转换电阻R12，便会在转换电阻R12未接地的一端的节点121处产生电压值。作为可选而非必须项，还可以在公共节点101与电压电流转换器110的电压转电流输入端之间连接一个电阻R10，并在电压电流转换器110的电压转电流输入端与接地端之间连接一个电容C1，从而在电压电流转换器110的电压转电流输入端送入较为平滑的感测信号VCS。作为可选而非必须项，还可以在节点121和接地端直接连接一个阻值可变的调节电阻R11，侦测模块201的该调节电阻R11和转换电阻R12并联在节点121和接地端之间，使得节点121和接地端之间的总阻值通过调节电阻R11而变得可调。
侦测模块201还包括一个第一电压跟随器111和一个第二电压跟随器112，设置第一、第二电压跟随器111、112的正输入端都连接到转换电阻R12未接地的一端的节点121处，而设置第一电压跟随器111的负输入端连接到它的输出端，第二电压跟随器112的负输入端连接到它的输出端，基本相同的第一、第二电压跟随器111、112根据各自正输入端撷取的电压值来向下一级输出电压。第一、第二电压跟随器111、112作为输入缓冲器，具有较高的输入阻抗特征以便与信号源连接，高输入阻抗可以隔绝前后级的相互影响，并且它们还具有较低的输出阻抗特征以便减小对感测信号VCS的捕捉时间。第一、第二电压跟随器111、112由运算放大器配置成电压跟随器(Voltage follower)或单位增益缓冲器(Unity-gainbuffer)。此外，前文中已经阐释需要在合理的时机抓取感测信号VCS，基于此点考虑，侦测模块201还包含记作第一开关的开关SW1和记作第二开关的开关SW2，开关SW1连接在第一电压跟随器111的输出端和后文将要介绍的采样保持锁存器202之间，开关SW2也连接在第二电压跟随器112的输出端和采样保持锁存器202之间。本文出现的开关SW1和SW2及下文即将介绍的电子开关SW等都是三端口型电子开关，该等开关除了包含相对的一个输入端和一个输出端之外，还包含一个用于控制输入端、输出端之间连接或断开的控制端，电子开关有多种选择方式，如P型或N型MOS晶体管或双极晶体管或结型晶体管或它们的组合等。
在CCM模式下，先行介绍侦测模块201从感应电阻RS一端的节点101处探测图4C中t12时刻对应的感测信号VCS-LEB的方案。前沿消隐信号LEB除了屏蔽感测信号VCS的初始尖波Spike 355外，还额外将前沿消隐信号LEB连接到开关SW2的控制端的节点103处，这样只要在前沿消隐信号LEB具有高电平逻辑状态的阶段，开关SW2一直都会被接通，伴随着初级电流IP的变化，表征初级电流IP大小值的情况就完全体现在节点101处的感测信号VCS上。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t11到前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平的时刻t12，也即在前沿消隐信号LEB持续为高电平阶段的时间段TLEB内，初级电流IP对应从前沿初始值IPV增长到时刻t12的消隐电流值ILEB，这段时间内感测信号VCS的上升变化会被侦测模块201在节点101处侦测到，电压电流转换器110将由感测信号VCS转换而来的电流值再次在转换电阻R12未接地的一端的节点121处恢复成电压值。
具体而言，在时间段TLEB内虽然动态的感测信号VCS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦前沿消隐信号LEB翻转成低电平而将开关SW2断开，时刻t12之后至前沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态之前，第二电压跟随器112都无法将节点121处的电压值转换成电流输出。在时刻t12对应的表征消隐电流值ILEB大小的感测信号VCS-LEB被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流IM，籍此进一步将中间转换电流IM转换成横跨在转换电阻R12两端的压降，例如等于电压感测信号VCS-LEB，而第二电压跟随器112再将施加在转换电阻R12上的电压即节点121的电压转化成与感测信号VCS-LEB相等的电压输出。前沿消隐信号LEB翻转成低电平后，一个周期TS内第二电压跟随器112最终输出的电压值被定格在t12时刻对应的电压感测信号VCS-LEB水准。计算电路280所包含的一个采样保持锁存器(S/H)202具有的一个第二存储电容C3接收来自第二电压跟随器112输出端的电压并被充电，第二存储电容C3的一端如节点123和第二电压跟随器112输出端之间连接有开关SW2，第二存储电容C3的另一端直接接到接地端。与电压感测信号VCS-LEB等值的电压对第二存储电容C3充电，则第二存储电容C3保持和存储了时刻t12对应的流经初级绕组130A的消隐电流值ILEB信息，存储的信息体现为第二存储电容C3一端节点123处所持有的电压值VCS-LEB。
仍然是在CCM模式下，再介绍侦测模块201从感应电阻RS一端的节点101处探测图4C中t13时刻对应的电压感测信号VCS-OFF的方案。控制信号例如PWM除了驱动主开关QM的控制端之外，额外还将控制信号耦合连接到开关SW1的控制端，这样只要在控制信号具有高电平逻辑状态的阶段，开关SW1一直都会被接通，反之则开关SW1被关断，伴随着初级电流IP的逐步上升，表征初级电流IP大小值的情况就完全体现在节点101处的感测信号VCS上。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t11到控制信号从高电平翻转成低电平的时刻t13，初级电流IP对应从前沿初始值IPV增长到时刻t13的关断电流值IOFF，同样这段时间内感测信号VCS的上升变化会被侦测模块201在节点101侦测到，且电压电流转换器110将由感测信号VCS转换而来的电流值再次在转换电阻R12未接地的一端的节点121处恢复成电压值。
CCM模式下在t11到t13的时间段内虽然动态的感测信号VCS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦控制信号从高电平翻转成低电平而将开关SW1断开，时刻t13之后至控制信号进入其下一个周期的高电平状态之前，第一电压跟随器111都无法将节点121处的电压值转换成电流输出。并且时刻t13对应表征了关断电流值IOFF大小的感测信号VCS-OFF被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流IM，籍此将中间转换电流IM转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，例如等于电压感测信号VCS-OFF水准，而第一电压跟随器111再将跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号VCS-OFF相等的电压输出。一个周期TS内第一电压跟随器111最终输出的电压值被定格在t13时刻对应的感测信号VCS-OFF水准。采样保持锁存器202中的一个第一存储电容C2接收来自第一电压跟随器111输出端传输的电压，在该第一存储电容C2的一端如节点122和第一电压跟随器111输出端之间连接有受控于控制信号的开关SW1，第一存储电容C2的另一端接到接地端。与感测信号VCS-OFF等值的电压对第一存储电容C2的充电，第一存储电容C2保持和存储了时刻t13对应的流经初级绕组130A的关断电流值IOFF的信息，存储的信息体现为第一存储电容C2未接地的一端节点122处所持有的电压值VCS-OFF。
上文披露了侦测模块201抓取CCM模式下t12时刻的消隐电流值ILEB和t13时刻的关断电流值IOFF并储存于采样保持锁存器202，以同样的方式还可以抓取DCM模式下t22时刻的消隐电流值ILEB和t23时刻的关断电流值IOFF并储存于采样保持锁存器202。
在DCM模式下，侦测模块201从感应电阻RS一端的节点101处探测图5C中t22时刻对应的感测信号VCS-LEB的方案如下。将前沿消隐信号LEB连接到开关SW2的控制端的节点103处，在前沿消隐信号LEB的高电平逻辑状态阶段，开关SW2被接通。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t21到前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平的时刻t22，也即在时间段TLEB内，初级电流IP对应从零值的前沿初始值IPV增长到时刻t22的消隐电流值ILEB。在时间段TLEB内虽然动态的感测信号VCS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦前沿消隐信号LEB翻转成低电平而将开关SW2断开，时刻t22之后至前沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态之前，第二电压跟随器112都无法将节点121处的电压值转换成输出。并且时刻t22对应的表征消隐电流值ILEB大小的感测信号VCS-LEB被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流IM，籍此进一步将中间转换电流IM转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，而第二电压跟随器112再将跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号VCS-LEB等值的电压输出。一个周期TS内第二电压跟随器112最终输出的电压值被定格在t22时刻对应的感测信号VCS-LEB。第二存储电容C3接收来自第二电压跟随器112输出端传输的与感测信号VCS-LEB等值的电压，对第二存储电容C3充电，第二存储电容C3保持和存储了时刻t22对应的流经初级绕组130A的消隐电流值ILEB的信息，存储的信息体现为第二存储电容C3未接地的一端节点123处所持有的电压值VCS-LEB。
在DCM模式下，侦测模块201从感应电阻RS一端的节点101处探测图5C中t23时刻对应的感测信号VCS-OFF的方案如下。将控制信号连接到开关SW1的控制端，在控制信号的高电平逻辑状态阶段，开关SW1被接通。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t21到控制信号从高电平翻转成低电平的时刻t23，初级电流IP对应从零值的前沿初始值IPV增长到时刻t23的关断电流值IOFF。在t21到t23的时间段内虽然动态的感测信号VCS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦控制信号从高电平翻转成低电平而将开关SW1断开，时刻t23之后至控制信号进入其下一个周期的高电平状态之前，第一电压跟随器111都无法将节点121处的电压值转换输出。并且时刻t23对应的表征了关断电流值IOFF大小的感测信号VCS-OFF被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流经转换电阻R12的中间转换电流IM，进一步将中间转换电流IM转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，第一电压跟随器111再将跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号VCS-OFF等值的电压输出。一个周期TS内第一电压跟随器111最终输出的电压值被定格在t23时刻对应的感测信号VCS-OFF。第一存储电容C2接收来自第一电压跟随器111输出端传输的与感测信号VCS-OFF等值的电压，并对第一存储电容C2的充电，第一存储电容C2保持存储了时刻t23对应的流经初级绕组130A的关断电流值IOFF的信息，存储的信息体现为第一存储电容C2未接地的一端节点122处所持有的电压值VCS-OFF。
参见图7，计算电路280包括一个电流求和单元203，电流求和单元203含有一个电压电流转换器113和另一个电压电流转换器114，它们对应分别记作第二和第三电压电流转换器。为电压电流转换器113、114提供工作电压的节点106、107处施加一个直流电源电压VDD给转换器113、114供电，以及将电压电流转换器113的电流释放端/输出端与接地端GND之间连接一个求和电阻R14，它具有电阻值RSUM。电压电流转换器113的电压转电流输入端连接到第一存储电容C2一端的节点122处，第一存储电容C2保持的关断电流值IOFF信息以等于电压值VCS-OFF的方式输送给电压电流转换器113，电压电流转换器113将关断电流值IOFF信息在其电流输出端转换成等于原始的关断电流值IOFF的电流。电压电流转换器113、114各自的电流输出端互连并共同耦合到求和电阻R14未接地一端的公共节点124处，求和电阻R14的另一端接地。电压电流转换器114的电压转电流输入端则连接到第二存储电容C3一端的节点123处，采样保持锁存器202中第二存储电容C3保持的消隐电流值ILEB信息以电压VCS-LEB的方式输送给电压电流转换器114，电压电流转换器114将消隐电流值ILEB信息在其电流输出端转换成等于原始的消隐电流值ILEB的电流。这样，流经求和电阻R14的总电流就等于关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB两者的总和，为ILEB+IOFF。此外，电流求和单元203还包含一个第三电压跟随器128，第三电压跟随器128的正输入端连接到电阻R14的节点124处而负输入端连接到它的输出端，调整求和电阻R14的阻值RSUM的大小，使得第三电压跟随器128输出电压VTRS变得可调，VTRS＝RSUM×(ILEB+IOFF)，预设电流ISUM应当含有(ILEB+IOFF)这个和值因子，例如可设定预设电流ISUM等于K×(ILEB+IOFF)，这里的K是一个正的常数，但我们在一个作为示范但并不作为局限的实施例中，取预设电流ISUM等于0.5×(ILEB+IOFF)。另外，第三电压跟随器128输出的电压VTRS可测，相当于预设电流ISUM所包含的关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值可由电压VTRS换算出来。
参见图8，是判断负载状态的电路一个过载检测电路350，在电压源VDD和接地端之间的一个支路中，串联连接有提供电流值ISUM的电流源315和一个开关SW21及一个第一电容C11，开关SW21的输入端连接电流源315而输出端连接到第一电容C11的一端的节点311处，第一电容C11的另一端接地。在电压源VDD和接地端之间的另一个支路中，串联连接有提供一个参考电流值IREF的电流源316和一个开关SW22及一个第二电容C12，开关SW22的输入端连接电流源316而输出端连接到第二电容C12的一端的节点312处，第二电容C12的另一端接地。此外，过载检测电路350还包括一个比较器328，比较器328的正相输入端连接到开关SW21和第一电容C11的公共连接节点311处，比较器328的反相输入端连接到开关SW22和第二电容C12的公共连接节点312处，比较器328主要用于对第一电容C11上的电压和第二电容C12上的电压进行比较。
参见图9，利用电流源315提供的预设电流ISUM对图8中的第一电容C11充电，利用电流源316提供的参考电流IREF对图8中的第二电容C12充电，其中电流源316提供的电流可以是单个参考电流IREF也可以是单位参考电流IREF的倍数，电流源315提供的电流可以是单个预设电流ISUM也可以是单位预设电流ISUM的倍数。基本的原则是，过大的负载输出电流亦会导致预设电流ISUM同步增加，则负载的状况在比较器328的输出端可以体现。在每个周期内对第一电容C11和第二电容C12充电的时间段有较大的灵活性，如果第二电容C12的充电过程在是整个周期内一直延续，譬如图9所示的从一个周期TS的开始至结束都一直在充电，发现例如在DCM模式下，第二电容C12的电压V312(即节点312处的电压值)与第一电容C11的电压V311(即节点311处的电压值)在时间段TOFF内有交点，而此时刻电容其实并未完成完整的充电，但比较器328却会显示比较结果。再者第二电容C12完成充电的时机在周期TS的结束点，就容易导致在周期TS的结束点电压V312和电压V311几乎没有比较时间，来让比较器328产生正确的比较结果。在一些可选的实施例中，第一电容C11、第二电容C12在进行下一个周期的充电之前会利用没有示出的放电电路将储存的电量在一个周期结束时瞬时释放掉。例如在第一电容C11两端并联具有控制端的三端口型电子开关SW31，在第二电容C12两端并联具有控制端的三端口型电子开关SW32，过载检测电路350中开关SW31和开关SW32各自的控制端同步接收一个周期时钟讯号(CLKP)，于每个周期Ts启始前的时刻或说于每个周期结束的时刻由周期时钟讯号(CLKP)将开关SW31和开关SW32予以接通，开关SW31连接在节点311和地端之间而开关SW32连接在节点312和地端之间，因此可以在开关SW31和开关SW32接通的该瞬态时刻同步对第一、第二电容C11、C12实施瞬时放电。在其他的可选实施例中，这些电子开关可由控制信号在每个周期准备接通主开关QM的上升沿的时刻来触发瞬时接通，实施电容瞬间放电到地端。
参见图10，本发明的一个精神在于，可以不在整个周期TS内一直都对第二电容C12充电，输送到开关SW22控制端的驱动信号CTL2仅仅只在二分之一的周期TS内控制开关SW22接通而在其他时间关断，对第二电容C12进行充电，从每个周期TS的开始时刻起执行充电，一直到TS/2的时间点才结束充电，但从每个周期的TS/2的时间节点到该周期TS结束的时间节点之间不对第二电容C12充电。为了对预设电流ISUM执行乘以TOFF/TS这个比例的平均电流计算，输送到开关SW21控制端的控制信号CTL1只在周期TS内的一个关断时段TOFF控制开关SW21接通而在其他时间关断，对第一电容C11进行充电，从关断时段TOFF开始的时刻起执行充电，一直到关断时段TOFF结束的时刻才完成充电。但在导通时段TON和死区时段TD不对第一电容C11进行充电，这是DCM模式下的情形。同样，如果在CCM模式下，则仅在关断时段TOFF这段时间内为第一电容C11充电，但在导通时段TON不对第一电容C11进行充电。节点311处的电压V311和节点312处的电压V312的波形如图10所示。值得关注的是，因为相对于在整个周期都充电而言，我们缩短了第二电容C12充电的时间，为原来的一半，但是为了和在整个周期都充电的最终电量保持相同，所以应当以2×IREF的充电电流对第二电容C12充电，使得半个周期充电的电量(2×IREF)×(TS/2)依然等于图9中整个周期充电的电量IREF×TS。如此一来，比较器328得出结果也即电压V311和电压V312的比较时机就不受限于一个周期结束的时间点，例如TOFF结束前也可以进行比较，不会产生误操作。
以DCM模式为例，保持参考电流IREF恒定而将实际的预设电流ISUM逐步增加，在关断时段TOFF结束的时刻，也即第一电容C11完成TOFF这么长时间的充电，在比较器328开始首次输出高电平时为一个临界状态，此临界状态会发生电压V311和电压V312恰好相等的情形，也就是说第二电容C12在时刻TS/2结束时具有的电量IREF×TS等于第一电容C11在关断时段TOFF结束时具有的电量，该临界状态同样适用于CCM模式，与DCM模式唯一的区别就是无需考虑死区时间。在这种情形下，设置该时刻的预设电流具的有一个额定电流值ISUM1满足以下函数关系：
如果在一个特殊实施例中设置第一电容C11和第二电容C11的电容值相同，则可以较轻易的算出额定电流值ISUM1实质上等于(IREF×TS)÷TOFF。该ISUM1是一个临界值，只要实际的预设电流ISUM比ISUM1大，或者说实际的输出电流IO比(N×IREF×C11)÷C12大时，例如图11的DCM模式中负载变重，在每个关断时段TOFF的结束点前，也即驱动信号CTL1的每个下降沿的时刻之前，比较器328都会因为发生电压V311比V312大的现象而开始输出高电平直至一个周期结束。将比较器328的输出端连接到图8中一个单稳态触发器329(one shot)的输入端，则每个周期在关断时段TOFF的结束点前比较结果的上升沿都会触发单稳态触发器329发送一次高电平，将单稳态触发器329的输出端连接到一个计数器330，譬如计数器330在其CLK端可以收到单稳态触发器329发送的信号OC，如果计数器330在数个连续的周期内都会收到高电平的信号OC而且这数个连续周期延续的总时长超过了一个预设的时间，计数器330可认为转换器进入了过载状态，计数器330可以发送一个过载保护信号OLP来关断整个电源装置。
相反的是，只要实际的预设电流ISUM比额定值ISUM1小，或者说实际的输出电流IO比(N×IREF×C11)÷C12小，例如图11的DCM模式中负载变成轻负载状态，电压V311都不会超过电压V312，在该情形下每个周期比较器328都不会输出高电平，也不会触发单稳态触发器329发送逻辑高电平，所以计数器330不会发送过载保护信号OLP。同理，在CCM模式下，也会存在一个额定电流值ISUM1，该值与DCM的差异仅仅是周期TS是否含有死区时段，即公式(14)中周期TS与CCM模式下公式(5)之含义相对应及与DCM模式下公式(10)之含义相对应，其他算法两者并无差异。只要实际的预设电流ISUM比该ISUM1大，或者说输出电流IO比(N×IREF×C11)÷C12大，例如图12中负载变重，在每个关断时段TOFF的结束点略微提前一点，比较器328都会因为发生电压V311比电压V312大的现象开始输出高电平直至一个周期结束，则每个周期在关断时段TOFF的每个结束点前都会触发单稳态触发器329发送的信号OC具有一次高电平，将单稳态触发器329的输出端连接到计数器330，计数器330可在其CLK端接收信号OC，如果计数器330在数个连续的周期内都会收到高电平的信号OC而且这数个连续周期延续的总时长超过了一个预设的时间，计数器330可发送一个过载保护信号OLP来关断整个电源装置。反过来，在CCM模式中只要实际的预设电流ISUM比该额定值ISUM1小，或者说输出电流IO比(N×IREF×C11)÷C12小，例如图12中负载变成轻负载状态，电压V311都不会超过电压V312，所以在该种情况下每个周期内比较器328都不会输出高电平，也不会触发单稳态触发器329发送逻辑高电平，计数器330不会发送过载保护信号OLP。
以上通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (26)

1.一种在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，包括：
一个侦测模块，检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值IOFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出流经感应电阻的消隐电流值ILEB；
一个提供预设电流ISUM的第一电流源，其中预设电流ISUM包含了由关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值因子，和一个提供参考电流IREF的第二电流源；
一个利用第一电流源充电的第一电容和一个利用第二电流源充电的第二电容；
一个比较器，将第一电容上变化的电压输入到比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到比较器的反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流ISUM变化时，利用比较器输出的比较结果检测负载状态。
2.根据权利要求1所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，所述预设电流ISUM等于关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB两者求和的和值的二分之一。
3.根据权利要求1所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，第一电流源和第一电容之间连接有一个开关，该开关在所述主开关的每个周期TS内仅仅在主开关的关断时段TOFF内接通，在每个周期的余下时段关断。
4.根据权利要求3所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，第一电容的电容值为C11及第二电容的电容值为C12，以预设电流ISUM是否超过一个设定的额定电流值ISUM1来判断负载是否进入过载状态，并且
5.根据权利要求4所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，第二电流源和第二电容之间连接有一个开关，该开关在所述主开关的每个周期开始导通的时刻开始被接通，直至每个周期的二分之一的时刻才被关断；
并且第二电流源提供两倍的参考电流IREF，使第二电容在周期TS总时间的二分之一结束时充电的总电压维持在：
6.根据权利要求5中所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，设置第一电容的电容值C11与第二电容的电容值C12相等。
7.根据权利要求4所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，当实际预设电流ISUM超过额定电流值ISUM1时，每个周期TS之中在主开关的关断时段TOFF内，比较器的输出会从低电平翻转成高电平；或者
当实际预设电流ISUM低于额定电流值ISUM1时，在每个周期TS之中比较器的输出都维持在低电平。
8.根据权利要求7所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，还包括接收比较器输出结果的单稳态触发器和包括与单稳态触发器连接的计数器，比较器每次从低电平翻转成高电平的上升沿的时刻，诱发单稳态触发器输出一个高电平信号给计数器，当计数器在连续的数个周期中的每个周期内都收到单稳态触发器输出的高电平信号，则计数器发出一个负载进入重负载状态的过载保护信号。
9.根据权利要求1所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，还包括与第一电容并联的一个开关和与第二电容并联的一个开关，于所述主开关的每个周期结束的时刻被触发接通，从而将与第一电容并联的开关和与第二电容并联的开关予以接通，以同步对第一、第二电容实施瞬时放电。
10.根据权利要求1所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，还包括一个采样保持锁存器，所述侦测模块具有一个第一电压电流转换器，采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流；
在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存；
在前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存。
11.根据权利要求10所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；
在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号存储在第一存储电容中。
12.根据权利要求10所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；
在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号存储在第二存储电容中。
13.根据权利要求10所述的在反激转换器中判断负载状态的电路，其特征在于，还包括电流求和单元，其具有的第二电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于关断电流值IOFF的电压感测信号恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输出端流出的与关断电流值IOFF等值的电流；
电流求和单元具有的第三电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于消隐电流值ILEB的电压感测信号恢复转换成从第三电压电流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值ILEB等值的电流；
第二、第三电压电流转换器各自输出的电流汇聚流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和电阻，且电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，第三电压跟随器输出的电压VTRS等于(ILEB+IOFF)乘以求和电阻的电阻值RSUM，籍此撷取关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值。
14.一种在反激转换器中判断负载状态的方法，其特征在于，包括以下步骤：
检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值IOFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出流经感应电阻的消隐电流值ILEB；
利用提供预设电流ISUM的第一电流源为第一电容充电，该预设电流ISUM包含了由关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值因子，和利用一个提供参考电流IREF的第二电流源为第二电容充电；
将第一电容上变化的电压输入到一个比较器的正相输入端和将第二电容上变化的电压输入到该比较器的反相输入端，当反激转换器传输给负载的输出电流发生变化引起预设电流ISUM变化时，利用比较器输出的比较结果检测负载状态。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，设定所述预设电流ISUM等于关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB两者求和的和值的二分之一。
16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，在第一电流源和第一电容之间连接一个开关，该开关在所述主开关的每个周期TS内仅仅在主开关的关断时段TOFF内接通，为第一电容充电，在每个周期的余下时段关断。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，设定第一电容的电容值为C11及第二电容的电容值为C12，以预设电流ISUM是否超过一个设定的额定电流值ISUM1来判断负载是否进入过载状态，并且
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，在第二电流源和第二电容之间连接一个开关，该开关在所述主开关的每个周期开始导通的时刻开始被接通，为第二电容充电，直至每个周期的二分之一的时刻才被关断；
并且第二电流源提供两倍的参考电流IREF，使第二电容在周期TS总时间的二分之一结束时充电的总电压维持在：
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，设置第一电容的电容值C11与第二电容的电容值C12相等。
20.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，当实际预设电流ISUM超过额定电流值ISUM1时，每个周期TS之中在主开关的关断时段TOFF内，比较器的输出会从低电平翻转成高电平；或者
当实际预设电流ISUM低于额定电流值ISUM1时，在每个周期TS之中比较器的输出都维持在低电平。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，还包括提供一个接收比较器输出结果的单稳态触发器和提供与单稳态触发器连接的一个计数器，比较器每次从低电平翻转成高电平的上升沿的时刻，诱发单稳态触发器输出一个高电平信号给计数器，当计数器在连续的数个周期中的每个周期内都收到单稳态触发器输出的高电平信号，则计数器发出一个表征负载进入重负载状态的过载保护信号。
22.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，设置与第一电容并联的一个开关和与第二电容并联的一个开关，于所述主开关的每个周期结束的时刻被触发接通，将与第一电容并联的开关和与第二电容并联的开关予以接通，以同步对第一、第二电容实施瞬时放电。
23.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，提供一个采样保持锁存器和侦测模块，侦测模块具有一个第一电压电流转换器，采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流；
在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存；
在前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号输送给采样保持锁存器储存。
24.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；
在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换成与关断电流值IOFF对应的电压感测信号存储在第一存储电容中。
25.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；
在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换成与消隐电流值ILEB对应的电压感测信号存储在第二存储电容中。
26.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，提供一个电流求和单元，其具有的第二电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于关断电流值IOFF的电压感测信号恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输出端流出的与关断电流值IOFF等值的电流；
电流求和单元具有的第三电压电流转换器将采样保持锁存器储存的对应于消隐电流值ILEB的电压感测信号恢复转换成从第三电压电流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值ILEB等值的电流；
第二、第三电压电流转换器各自输出的电流汇聚流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和电阻，且电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，第三电压跟随器输出的电压VTRS等于(ILEB+IOFF)乘以求和电阻的电阻值RSUM，籍此撷取关断电流值IOFF和消隐电流值ILEB相加得到的和值。
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