CN103227576B - 一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路及驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于恒流驱动技术领域，提供了一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路及驱动装置。该具有高功率因数的恒流驱动控制电路利用开关电路、脉冲信号生成电路、检测与放大电路、导通时间控制电路、消磁时间检测电路、消磁时间倍增电路的组合应用，实现了高功率因数。在开关电路导通状态下，检测与放大电路通过检测并保持变压器原边电流的峰值电流获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；导通时间控制电路根据此检测控制信号动态调节开关电路的导通时间。相对于现有实现方式，该电路成本低、寿命长、结构简单、集成度高、成本低、体积小、且可在较宽范围内实现高功率因数和恒流输出。

Description

一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路及驱动装置

技术领域

本发明属于恒流驱动技术领域，尤其涉及一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路及驱动装置。

背景技术

公知地，若接入交流电网的负载设备的功率因数偏低，则会给公用电网造成一定程度的电力污染。为了减轻电力污染的危害程度，许多国家制定了相应的功率因数标准。例如，对于LED负载，美国能源之星标准规定：功率大于5W的LED灯泡的功率因数应不低于0.7；欧洲标准规定：功率大于25W的LED灯泡的功率因数应高于0.9。

在恒流驱动技术领域，为了在满足恒流驱动的同时，满足负载设备的上述高功率因数的要求，现有技术提出了如下两种恒流驱动控制电路的实现方式：

一、在传统的电源转换电路基础上，增加相应的无源功率因数校正电路，以满足恒流驱动和高功率因数的要求。该种方式下，由于无源功率因数校正电路需采用高压电解电容，使得恒流驱动控制电路的成本增加且寿命缩短。

二、在恒流驱动控制电路中增加采样电路，利用采样电路采样恒流驱动控制电路所引入的交流市电的电压，并且使得恒流驱动控制电路工作在临界模式或固定关断时间模式，以实现有源功率因数校正和恒流输出。该种方式下，因为需要专门的电路采样市电电压，因而使得恒流驱动控制电路的结构复杂、集成度低；又由于电路工作在临界模式或固定关断时间模式，会使得恒流驱动控制电路中变压器或电感的感量增大，从而使得电路的体积大、成本高，且输出电流会随输入电压的变化而变化，从而导致其无法在较宽的输入电压范围内实现恒流输出。

综上所述，现有技术提供的具有高功率因数的恒流驱动控制电路或者由于采用高压电解电容而产生电路成本高、寿命短的问题，或者由于采用对交流市电进行采样的采样电路而产生电路结构复杂、集成度低、成本高、体积大、且无法在较宽的输入电压范围内实现高功率因数和恒流输出的问题。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路，旨在解决现有技术提供的具有高功率因数的恒流驱动控制电路或者采用高压电解电容而产生电路成本高、寿命短的问题，或者由于采用对交流市电进行采样的采样电路而产生电路结构复杂、集成度低、成本高、体积大、且无法在较宽的输入电压范围内实现高功率因数和恒流输出的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述恒流驱动控制电路包括：

开关电路，用于通过通断状态控制驱动装置中变压器的储能与耗能；

脉冲信号生成电路，用于生成控制所述开关电路通断状态的脉宽调制信号；

检测与放大电路，用于通过检测并保持所述变压器原边电流的峰值电流而获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；

导通时间控制电路，用于根据所述检测与放大电路输出的检测控制信号，产生相应的导通时间控制信号，并输出到所述脉冲信号生成电路，由所述脉冲信号生成电路根据所述导通时间控制信号，控制所述开关电路关断；

消磁时间检测电路，用于在所述开关电路截止后检测所述变压器的消磁时间，并输出消磁时间检测信号；

消磁时间倍增电路，用于根据所述消磁时间检测电路输出的所述消磁时间检测信号，对消磁时间进行倍增处理后，向所述脉冲信号生成电路输出开启控制信号，由所述脉冲信号生成电路根据所述开启控制信号输出相应的脉宽调制 信号，以使得所述开关电路导通。

本发明实施例的另一目的在于提供一种驱动装置，包括整流桥电路、变压器、整流滤波电路和具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述整流桥电路的正输出端连接所述变压器的原边绕组的第二输入端，所述整流桥电路的负输出端接地，所述变压器的原边绕组的第一输入端连接所述具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述变压器的副边绕组的第一输出端和第二输出端分别连接所述整流滤波电路，所述变压器的辅助绕组的第一输出端连接所述具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述变压器的辅助绕组的第二输出端接地，所述变压器的原边绕组的第一输入端、所述副边绕组的第一输出端和所述辅助绕组的第一输出端互为同名端，所述具有高功率因数的恒流驱动控制电路是如上所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路。

本发明提出的具有高功率因数的恒流驱动控制电路及驱动装置利用开关电路、脉冲信号生成电路、检测与放大电路、导通时间控制电路、消磁时间检测电路、消磁时间倍增电路的组合应用，实现了高功率因数，在开关电路导通状态下，检测与放大电路通过检测并保持变压器原边电流的峰值电流获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；导通时间控制电路根据此检测控制信号动态调节开关电路的导通时间，保证了在较宽的输入电压范围内的恒流输出。相对于现有采用高压电解电容的高功率因数实现方式，该电路成本低、寿命长；相对于现有采用采样电路的高功率因数实现方式，该电路结构简单、集成度高、成本低、体积小、且可在较宽范围内实现高功率因数和恒流输出。

附图说明

图1是本发明第一实施例提供的具有高功率因数的恒流驱动控制电路的电路原理图；

图2是本发明第二实施例提供的具有高功率因数的恒流驱动控制电路的电 路原理图；

图3是本发明实施例二中，整流桥电路输出的正弦半波直流电、脉冲信号生成电路的输出端电压、消磁时间检测电路的输出端电压、变压器的原边绕组的电流、开关电路的导通电流之间的波形关系图；

图4是本发明实施例二中，整流桥电路输出的正弦半波直流电、脉冲信号生成电路的输出端电压、消磁时间检测电路的输出端电压、变压器的原边绕组的电流、变压器的副边绕组的输出电流之间的波形关系图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

针对现有技术存在的问题，本发明提出了一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路，且结构本身可实现高功率因数，在开关电路导通状态下，检测与放大电路通过检测并保持变压器原边电流的峰值电流获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；导通时间控制电路根据此检测控制信号动态调节开关电路的导通时间，保证了在较宽的输入电压范围内的恒流输出。以下结合实施例详细阐述本发明的实现方式：

实施例一

本发明实施例一提出了一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路，如图1所示，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例一相关的部分。

在图1所示中，整流桥电路用于对交流市电Vac进行整流并输出，变压器T1用于对整流桥电路输出的电压进行降压处理后输出，整流滤波电路用于将变压器输出的电压进行整流及滤波处理后输出给负载，而本发明实施例一提供的具有高功率因数的恒流驱动控制电路用于控制变压器T1的恒流输出，并保证负载满足高功率要求。

详细而言，该具有高功率因数的恒流驱动控制电路包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C5；其中，变压器T1的副边绕组的第一输出端4和第二输出端3分别连接整流滤波电路，变压器T1的辅助绕组的第一输出端6顺次通过电阻R2和电阻R3接地，变压器T1的辅助绕组的第二输出端5接地，变压器T1的原边绕组的第一输入端1、副边绕组的第一输出端4和辅助绕组的第一输出端6互为同名端。

该具有高功率因数的恒流驱动控制电路还包括：开关电路11，开关电路11的输入端连接变压器T1的原边绕组的第一输入端1，开关电路11的输出端通过电阻R1接地；脉冲信号生成电路12，脉冲信号生成电路12的输出端连接开关电路11的控制端，脉冲信号生成电路12的电源端连接直流电VCC；检测与放大电路13，检测与放大电路13的第一输入端连接开关电路11的输出端，检测与放大电路13的第二输入端连接脉冲信号生成电路12的输出端，检测与放大电路13的电源端连接直流电VCC；导通时间控制电路14，导通时间控制电路14的第一输入端连接检测与放大电路13的输出端并通过电容C5接地，导通时间控制电路14的第二输入端连接脉冲信号生成电路12的输出端，导通时间控制电路14的输出端连接脉冲信号生成电路12的第一输入端，导通时间控制电路14的电源端连接直流电VCC；消磁时间检测电路16，消磁时间检测电路16的输入端连接电阻R2的、与电阻R3连接的一端，消磁时间检测电路16的输出端连接检测与放大电路13的第三输入端，消磁时间检测电路16的电源端连接直流电VCC；消磁时间倍增电路15，消磁时间倍增电路15的第一输入端连接消磁时间检测电路16的输出端，消磁时间倍增电路15的第二输入端连接脉冲信号生成电路12的输出端，消磁时间倍增电路15的输出端连接脉冲信号生成电路12的第二输入端，消磁时间倍增电路15的电源端连接直流电VCC。

其中，开关电路11用于通过通断状态控制变压器T1的储能与耗能，当开关电路11处于导通状态时，变压器T1储能，开关电路11处于截止状态时，变压器T1耗能（也称消磁）；脉冲信号生成电路12用于生成控制开关电路11 通断状态的脉宽调制信号；检测与放大电路13，用于通过检测并保持变压器原边电流的峰值电流而获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；导通时间控制电路14，用于根据所述检测与放大电路13输出的检测控制信号，产生相应导通时间控制信号，输出到所述脉冲信号生成电路12，由所述脉冲信号生成电路12根据所述导通时间控制信号，控制所述开关电路11关断（也称截止）；消磁时间检测电路16用于在开关电路11关断后检测变压器T1的消磁时间，并输出消磁时间检测信号；消磁时间倍增电路15用于根据所述消磁时间检测电路输出的所述消磁时间检测信号，对消磁时间进行倍增处理后，向所述脉冲信号生成电路12输出开启控制信号，由所述脉冲信号生成电路12根据所述开启控制信号输出相应的脉宽调制信号，以使得所述开关电路11导通（也称开启）。

进一步地，在开关电路导通状态下，检测与放大电路13根据每个开关周期的变压器原边峰值电流计算出输出电流的平均电流的比例值，并将此平均值的比例值通过误差放大器与预设值进行误差放大，以得出检测控制信号，当此平均值比例值小于预设值时，导通时间控制电路14根据检测控制信号相应地增大导通时间，当此平均值比例值大于预设值时，导通时间控制电路14根据检测控制信号相应地减小导通时间，从而得到相应地导通时间控制信号，由脉冲信号生成电路12根据该导通时间控制信号，控制开关电路11关断，经过反复调节，稳定时，此平均值比例值与预设值相等，从而达到输出电流的恒定输出。下面对该恒流驱动控制电路的高功率因数实现原理进行分析：

在开关电路11反复关断和导通形成的断续导通模式下，假设流过变压器T1的原边绕组的电流为IL，变压器T1的副边绕组的输出电流为Iout，开关电路11的导通电流为Im，导通电流Im的平均电流为Imavg，开关电路11的每一开关周期中导通电流的平均电流为Imavg(t)，开关电路11在每一开关周期中导通时的峰值电流为Ip(t)，开关电路11的开关周期时间为T，开关电路11在每一开关周期T中的导通时间为T_ON，则有：

$\mathrm{Imavg}\left(t\right)=\frac{1}{2}\·\mathrm{Ip}\left(t\right)\·\frac{T_{\mathrm{ON}}}{T}---\left(1\right)$

又假设交流市电Vac经整流桥电路整流后的电压瞬时值为Uin(t)，变压器T1的原边绕组的电感量为L，变压器T1的次级线圈的消磁时间为T_DEMAG，消磁时间倍增电路15的消磁时间倍增系数为K，变压器T1的原边匝数为Np，变压器T1的副边匝数为Ns，整流滤波电路的输出电压为Vout，则有：

$\mathrm{Uin}\left(t\right)\·T_{\mathrm{ON}}=L\·\mathrm{Ip}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\mathrm{Vout}\·T_{\mathrm{DEMAG}}---\left(2\right)$

在断续导通模式中，T=Ton+K*T_DEMAG。由于变压器T的原边绕组的电感量L不变，输出电压Vout为固定值，本恒流驱动控制电路控制导通时间T_ON也为固定值，因此，峰值电流Ip(t)与电压瞬时值Uin(t)同频同相变化。结合式（1）和式（2），可得：

$\mathrm{Imavg}\left(t\right)=\frac{1}{2}\·\mathrm{Uin}\left(t\right)\·\frac{{T_{\mathrm{ON}}}^2}{L\·T}=\frac{\mathrm{Uin}\left(t\right)\·T_{\mathrm{ON}}}{2\·L}-\frac{T_{\mathrm{ON}}\·K\·\mathrm{Uin}{\left(t\right)}^2}{2\·L\·(K\·\mathrm{Uin}\left(t\right)+\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\mathrm{Vout})}---\left(3\right)$

由于在同一输入电压和同一输出电压下，开关电路11的导通时间T_ON固定，使得平均电流Imavg(t)的波形跟随电压瞬时值Uin(t)的变化而同相变化，平均电流Imavg(t)的变化波形为一稍有畸变的、与电压瞬时值Uin(t)同频同相的正弦半波信号，从而实现了高功率因数。

综上所述，本发明实施例一提出的具有高功率因数的恒流驱动控制电路可实现高功率因数，在开关电路导通状态下，检测与放大电路通过检测并保持变压器原边电流的峰值电流获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；导通时间控制电路根据此检测控制信号动态调节开关电路的导通时间，保证了在较宽的输入电压范围内的恒流输出。

实施例二

本发明实施例二提出了一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路，如图2所示，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例二相关的部分。

与实施例一不同，本发明实施例二对图1中的开关电路11、脉冲信号生成电路12、检测与放大电路13、导通时间控制电路14、消磁时间倍增电路15和消磁时间检测电路16的内部结构进行了细化。

详细地，开关电路12包括N型的MOS管Q1，MOS管Q1的漏极作为开关电路11的输入端而连接变压器T1的原边绕组的第一输入端1，MOS管Q1的源极作为开关电路11的输出端而通过电阻R1接地并连接检测与放大电路13的第一输入端，MOS管Q1的栅极作为开关电路11的控制端而连接脉冲信号生成电路12的输出端。

详细地，脉冲信号生成电路12包括：N型的MOS管Q2、N型的MOS管Q3、反相器U1、反相器U3、RS触发器U2。其中，MOS管Q2的漏极连接直流电VCC，MOS管Q2的源极连接MOS管Q3的漏极并作为脉冲信号生成电路12的输出端而连接开关电路11的控制端，MOS管Q3的源极接地；MOS管Q3的栅极连接反相器U1的输出端，反相器U1的输入端连接MOS管Q2的栅极，并连接RS触发器U2的同相位输出引脚Q；RS触发器U2的S引脚连接反相器U3的输出端，反相器U3的输入端作为脉冲信号生成电路12的第二输入端而连接消磁时间倍增电路15的输出端，RS触发器U2的R引脚作为脉冲信号生成电路12的第一输入端而连接导通时间控制电路14的输出端。

详细地，检测与放大电路13包括：N型的MOS管Q9、N型的MOS管Q10、N型的MOS管Q11、反相器U9、误差放大器U10、电容C2和第一基准源131。其中，MOS管Q9的源极作为检测与放大电路13的第一输入端而连接开关电路11的输出端，MOS管Q9的栅极作为检测与放大电路13的第二输入端而连接脉冲信号生成电路12的输出端，MOS管Q9的漏极连接MOS管Q10的源极，MOS管Q9的漏极同时通过电容C2连接MOS管Q11的源极，MOS管Q10的漏极连接MOS管Q11的漏极；MOS管Q10的栅极与反相器U9的输入端共同作为检测与放大电路13的第三输入端而连接消磁时间检测电路16的输出端；反相器U9的输出端连接MOS管Q11的栅极；误差放大器U10的同 相输入端+连接第一基准源131的输出端，误差放大器U10的反相输入端-连接MOS管Q10的漏极，误差放大器U10的输出端作为检测与放大电路13的输出端而连接导通时间控制电路14的第一输入端。

详细地，导通时间控制电路14包括：电流源A3、电容C3、P型的MOS管Q7、N型的MOS管Q8、反相器U11、比较器U12。其中，反相器U11的输入端作为导通时间控制电路14的第二输入端而连接脉冲信号生成电路12的输出端，反相器U11的输出端连接MOS管Q7的栅极和MOS管Q8的栅极；MOS管Q7的源极连接电流源A3的输出端，电流源A3的输入端连接直流电VCC，MOS管Q8的源极接地，MOS管Q7的漏极与MOS管Q8的漏极共同连接比较器U12的反相端-，比较器U12的反相端-同时通过电容C3接地；比较器U12的同相端+作为导通时间控制电路14的第一输入端连接检测与放大电路13的输出端，比较器U12的输出端作为导通时间控制电路14的输出端连接脉冲信号生成电路12的第一输入端。

详细地，消磁时间倍增电路15包括：第二基准源151、运算放大器U5、反相器U6、或非门U7、比较器U4、电容C1、电流源A1、电流源A2、N型的MOS管Q4、N型的MOS管Q6、P型的MOS管Q5。其中，或非门U7的第二输入端作为消磁时间倍增电路15的第二输入端而连接脉冲信号生成电路12的输出端，或非门U7的第一输入端作为消磁时间倍增电路15的第一输入端而连接消磁时间检测电路16的输出端，或非门U7的输出端连接反相器U6的输入端；反相器U6的输出端连接MOS管Q5的栅极，MOS管Q5的源极连接电流源A1的输出端，电流源A1的输入端连接直流电VCC，MOS管Q5的漏极与MOS管Q6的漏极共同连接比较器U4的同相端+，MOS管Q6的源极连接电流源A2的输出端，电流源A2的输入端接地，MOS管Q6的栅极连接或非门U7的第一输入端；比较器U4的同相端+同时通过电容C1接地，比较器U4的反相端-连接第二基准源151的第一输出端，比较器U4的输出端作为消磁时间倍增电路15的输出端而连接脉冲信号生成电路12的第二输入端；运算放 大器U5的同相端+连接第二基准源151的第二输出端，运算放大器U5的反相端-连接运算放大器U5的输出端以及MOS管Q4的漏极；MOS管Q4的源极连接比较器U4的同相端+，MOS管Q4的栅极连接或非门U7的第二输入端。

详细地，消磁时间检测电路16包括：比较器U8和第三基准源161。其中，比较器U8的同相端+作为消磁时间检测电路16的输入端而连接电阻R2的、与电阻R3连接的一端，比较器U8的反相端-连接第三基准源161的输出端，比较器U8的输出端作为消磁时间检测电路16的输出端而连接消磁时间倍增电路15的第一输入端和检测与放大电路13的第三输入端。

详细地，整流滤波电路包括：二极管D1和电容C4。其中，二极管D1的阳极连接变压器T1的副边绕组的第一输出端4，二极管D1的阴极连接负载的正输入端和电容C4的一端；电容C4的另一端和负载的负输入端共同连接变压器T1的副边绕组的第二输出端3。

以下详细说明图2所示电路的工作原理：

假设脉冲信号生成电路12的输出端电压为Vg，消磁时间检测电路16的输出端电压为Vd，则如图3示出了整流桥电路输出的正弦半波直流电Vin、Vg、Vd、IL、Im之间的波形关系，其中Im的波形图中，虚线所示波形为Im的平均电流Imavg的波形；如图4示出了Vin、Vg、Vd、IL、Iout之间的波形关系，其中Iout的波形图中，虚线所示波形为Iout的平均电流Ioutavg的波形。当Vg为高电平时，MOS管Q1导通，MOS管Q9导通并从电阻R1获取采样电压Vcs，采样电压Vcs的峰值电压保持在电容C2两端，当Vg为低电平时，MOS管Q1截止，MOS管Q9截止。当Vd为低电平时，MOS管Q11导通，MOS管Q10截止，MOS管Q11将零电平传输到误差放大器U10的反相端-，当Vd为高电平时，MOS管Q11截止，MOS管Q10导通，电容C2两端保持的电压通过MOS管Q10而输入到误差放大器U10的反相端-，误差放大器U10根据其反相端-所输入的电压和其同相端+所获得的基准电压进行误差放大后，输出一误差放大电压信号V_COMP作为检测控制信号。由于电容C5的容值较大，且误差放大器U10的带宽很低，因此， 误差放大电压信号V_COMP近似为一固定值，当电容C3两端的电压达到误差放大电压信号V_COMP时，比较器U12输出的导通时间控制信号由高电平跳变为低电平，RS触发器U2在接收到该低电平后，从同相位输出引脚Q输出低电平信号，以控制MOS管Q2截止而MOS管Q3导通，从而使得Vg降为低电平，MOS管Q1随之截止。

其中，电流源A3的输出电流i₁与MOS管Q1的导通时间T_ON、电容C3的容值C3以及误差放大电压信号V_COMP之间的关系满足：

i₁·T_ON＝C₃·V_COMP        （4）

由式（4）可见，由于电容C3的容值C3和电流源A3的输出电流i₁是固定值，系统在稳定时，误差放大电压信号V_COMP的平均值固定，因此，MOS管Q1的导通时间T_ON固定，即是说，MOS管Q1的导通时间T_ON在获得同一输入电压和控制同一负载的情况下将保持不变。

在MOS管Q1截止后，变压器T1原边绕组的峰值电流根据匝比传递到流过变压器T1次级线圈，并且开始消磁，次级线圈的电流Is开始降低，且在Is降为零时，副边绕组的第一输出端4的电压开始下降，根据变压器的原理，辅助绕组的第一输出端6的电压也开始下降，电阻R2的、与电阻R3连接的一端的电压也同步下降，当其低于比较器U8的反相端-的基准电压时，比较器U8输出低电平，从而检测到变压器T1的消磁时间。之后，消磁时间倍增电路15对比较器U8输出低电平之前输出的高电平持续时间进行倍增后输出低电平信号至RS触发器U2，脉冲信号生成电路12输出高电平驱动MOS管Q1导通。如此反复，形成断续导通模式。

图2所示的电路实现高功率因数的原理如上实施例一所述，在此不赘述。以下对图2所示的电路实现恒流输出的原理进行进一步分析：

如图4所示，变压器T1的副边绕组的输出电流Iout的大小由变压器T1的原边绕组的电流IL，变压器T1的匝数比以及脉宽调制信号的占空比D所决定，为了达到控制Iout恒流输出的目的，需对变压器T1的原边绕组的电流IL、变压器 T1的匝数比以及脉宽调制信号的占空比D进行控制。根据反激式变换电路的工作原理，在MOS管Q1的每个开关周期内，第n个开关周期内的输出电流的平均值Ioutavg(n)与流过变压器T1的初级绕组的第n个开关周期的峰值电流I_LP(n)之间满足如下关系：

$\mathrm{Ioutavg}\left(n\right)=\frac{1}{2}\·\frac{1}{K}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·I_{\mathrm{LP}}\left(n\right)\·(1-D\left(n\right))---\left(5\right)$

其中，Np是变压器T1的原边绕组匝数，Ns是变压器T1的副边绕组匝数，D(n)为第n个开关周期的占空比。在市电整流后的每一正弦半波周期内，输出电流的平均值Ioutavg满足：

$\mathrm{Ioutavg}=\frac{\mathrm{Ioutavg}\left(1\right)\·T\left(1\right)+\mathrm{Ioutavg}\left(2\right)\·T\left(2\right)+...+\mathrm{Ioutavg}\left(n\right)\·T\left(n\right)}{\mathrm{Tac}}---\left(6\right)$

其中，Ioutavg(1)表示输出电流Iout在第一个开关周期内的输出平均电流、Ioutavg(2)表示输出电流Iout在第二个开关周期内的输出平均电流、Ioutavg(3)表示输出电流Iout在第三个开关周期内的输出平均电流，Ioutavg(n)表示输出电流Iout在第n个开关周期内的输出平均电流，T(1)表示第一个开关周期时间，T(2)表示第二个开关周期时间，T(n)表示第n个开关周期时间，Tac表示一个输入正弦半波周期，且有：

Tac＝T(1)+T(2)+...+T(n)        （7）

结合式（5）、式（6）、式（7）可得：

$\mathrm{Ioutavg}=\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{I_{\mathrm{LP}}\left(1\right)(1-D\left(1\right))\·T\left(1\right)+I_{\mathrm{LP}}\left(2\right)(1-D\left(2\right))\·T\left(2\right)+...+I_{\mathrm{LP}}\left(n\right)(1-D\left(n\right))\·T\left(n\right)}{2\·K\·\mathrm{Tac}}---\left(8\right)$

又假设电阻R1在第n个开关周期时的峰值电压为V_CS(n)，则变压器T1的原边绕组在每个开关周期中的峰值电流I_LP(n)满足：

$I_{\mathrm{LP}}\left(n\right)=\frac{\mathrm{Vcs}\left(n\right)}{R3}---\left(9\right)$

结合式（8）、式（9）可得：

$\mathrm{Ioutavg}=\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{\mathrm{Vcs}\left(1\right)(1-D\left(1\right))\·T\left(1\right)+\mathrm{Vcs}\left(2\right)(1-D\left(2\right))\·T\left(2\right)+...+\mathrm{Vcs}\left(n\right)(1-D\left(n\right))\·T\left(n\right)}{2\·K\·\mathrm{Tac}\·R3}---\left(10\right)$

其中，V_CS(1)表示电阻R1两端在第一个开关周期的峰值电压，V_CS(2)表示电阻R1两端在第二个开关周期的峰值电压，V_CS(n)表示电阻R1两端在第n个开关周期的峰值电压。为了保证输出平均电流Ioutavg恒定，只需要保证在一个输入正弦半波周期内式(10)的积分值恒定即可。

当Vg为高电平时，则MOS管Q9导通并从电阻R1获取采样电压VCS并将该采样电压VCS的峰值电压保持在电容C2，当Vg为低电平时，MOS管Q9关闭。当Vd为低电平时，MOS管Q10截止，MOS管Q11导通并将零电平传输到误差放大器U10的反相端-，当Vd为高电平时，MOS管Q11截止，MOS管Q10导通并将电容C2上保持的电压值引入到误差放大器U10的反相端-。因此，第n个开关周期内，误差放大器U10的反相端-所输入的平均电压Vopa_avg(n)为:

$\mathrm{Vopa}\_\mathrm{avg}\left(n\right)=\frac{1}{2}\·\frac{1}{K}\·V_{\mathrm{CS}}\left(n\right)\·(1-D\left(n\right))---\left(11\right)$

若Vopa_avg(n)大于第一基准源131所输出的基准电压，则误差放大器U10所输出的误差放大电压信号V_COMP降低，于是，比较器U12也随之输出低电平，以使得Vg的高电平持续时间缩短，即MOS管Q1导通时间缩短，进而达到减小流过电阻R1的电流的目的。反之，若Vopa_avg(n)小于第一基准源131所输出的基准电压，则使得Vg的高电平时间延长，即MOS管Q1导通时间增大，进而达到增大流过电阻R1的电流的目的。通过对MOS管Q1通断的反复调制后，保证误差放大器U10的特性，误差放大器U10的反相端-所输入的平均电压与误差放大器U10的同相端+所输入的基准电压VREF相等，即：

$\mathrm{VREF}=\frac{\mathrm{Vopa}\_\mathrm{avg}\left(1\right)\·T\left(1\right)+\mathrm{Vopa}\_\mathrm{avg}\left(2\right)\·T\left(2\right)+...+\mathrm{Vopa}\_\mathrm{avg}\left(n\right)\·T\left(n\right)}{\mathrm{Tac}}---\left(12\right)$

由式（11）和式（12）可得：

$\mathrm{VREF}=\frac{V_{\mathrm{CS}}\left(1\right)\·(1-D\left(1\right))\·T\left(1\right)+V_{\mathrm{CS}}\left(2\right)\·(1-D\left(2\right))\·T\left(2\right)+...+V_{\mathrm{CS}}\left(n\right)\·(1-D\left(n\right))\·T\left(n\right)}{2\·K\·\mathrm{Tac}}---\left(13\right)$

由于基准电压VREF固定，因此电阻R1上的每个开关周期的峰值电压的 平均值固定，从而达到了恒流控制负载的目的。

实施例三

本发明实施例三提出了一种驱动装置，包括整流桥电路、变压器T1、整流滤波电路以及如上实施例一或实施例二所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，在此不赘述。

其中，整流桥电路的正输出端连接变压器T1的原边绕组的第二输入端2，整流桥电路的负输出端接地；变压器T1的原边绕组的第一输入端1连接具有高功率因数的恒流驱动控制电路；变压器T1的副边绕组的第一输出端4和第二输出端3分别连接整流滤波电路，变压器T1的辅助绕组的第一输出端6连接具有高功率因数的恒流驱动控制电路，变压器T1的辅助绕组的第二输出端5接地；变压器T1的原边绕组的第一输入端1、副边绕组的第一输出端4和辅助绕组的第一输出端6互为同名端。

综上所述，本发明提出的具有高功率因数的恒流驱动控制电路及驱动装置利用开关电路11、脉冲信号生成电路12、检测与放大电路13、导通时间控制电路14、消磁时间检测电路16、消磁时间倍增电路15的组合应用，实现了高功率因数，在开关电路导通状态下，检测与放大电路通过检测并保持变压器原边电流的峰值电流获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；导通时间控制电路根据此检测控制信号动态调节开关电路的导通时间，保证了在较宽的输入电压范围内的恒流输出。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述恒流驱动控制电路包括：

开关电路，用于通过通断状态控制驱动装置中变压器的储能与耗能；

脉冲信号生成电路，用于生成控制所述开关电路通断状态的脉宽调制信号；

检测与放大电路，用于通过检测并保持所述变压器原边电流的峰值电流而获得输出电流的平均电流的比例值，并通过误差放大器进行误差放大处理，输出检测控制信号；

导通时间控制电路，用于根据所述检测与放大电路输出的检测控制信号，产生相应的导通时间控制信号，并输出到所述脉冲信号生成电路，由所述脉冲信号生成电路根据所述导通时间控制信号，控制所述开关电路关断；

消磁时间检测电路，用于在所述开关电路截止后检测所述变压器的消磁时间，并输出消磁时间检测信号；

消磁时间倍增电路，用于根据所述消磁时间检测电路输出的所述消磁时间检测信号，对消磁时间进行倍增处理后，向所述脉冲信号生成电路输出开启控制信号，由所述脉冲信号生成电路根据所述开启控制信号输出相应的脉宽调制信号，以使得所述开关电路导通；

具体包括：当所述平均电流的比例值小于预设值时，所述导通时间控制电路根据检测控制信号相应地增大导通时间，当所述平均电流的比例值大于预设值时，所述导通时间控制电路根据检测控制信号相应地减小导通时间，得到导通时间控制信号，所述脉冲信号生成电路根据该导通时间控制信号，控制所述开关电路关断，使所述平均电流的比例值与预设值相等，达到输出电流的恒定输出。

2.如权利要求1所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述恒流驱动控制电路还包括：电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C5；

所述变压器的辅助绕组的第一输出端顺次通过所述电阻R2和所述电阻R3接地；所述开关电路的输入端连接所述变压器的原边绕组的第一输入端，所述开关电路的输出端通过所述电阻R1接地；所述脉冲信号生成电路的输出端连接所述开关电路的控制端，所述脉冲信号生成电路的电源端连接直流电；所述检测与放大电路的第一输入端连接所述开关电路的输出端，所述检测与放大电路的第二输入端连接所述脉冲信号生成电路的输出端，所述检测与放大电路的电源端连接所述直流电；所述导通时间控制电路的第一输入端连接所述检测与放大电路的输出端并通过所述电容C5接地，所述导通时间控制电路的第二输入端连接所述脉冲信号生成电路的输出端，所述导通时间控制电路的输出端连接所述脉冲信号生成电路的第一输入端，所述导通时间控制电路的电源端连接所述直流电；所述消磁时间检测电路的输入端连接所述电阻R2的、与所述电阻R3连接的一端，所述消磁时间检测电路的输出端连接所述检测与放大电路的第三输入端，所述消磁时间检测电路的电源端连接所述直流电；所述消磁时间倍增电路的第一输入端连接所述消磁时间检测电路的输出端，所述消磁时间倍增电路的第二输入端连接所述脉冲信号生成电路的输出端，所述消磁时间倍增电路的输出端连接所述脉冲信号生成电路的第二输入端，所述消磁时间倍增电路的电源端连接所述直流电；

所述变压器的原边绕组的第一输入端、副边绕组的第一输出端和辅助绕组的第一输出端互为同名端。

3.如权利要求2所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述开关电路包括：N型的MOS管Q1；

所述MOS管Q1的漏极作为所述开关电路的输入端，所述MOS管Q1的源极作为所述开关电路的输出端，所述MOS管Q1的栅极作为所述开关电路的控制端。

4.如权利要求2所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述脉冲信号生成电路包括：N型的MOS管Q2、N型的MOS管Q3、反相器U1、反相器U3、RS触发器U2；

所述MOS管Q2的漏极连接直流电，所述MOS管Q2的源极连接所述MOS管Q3的漏极并作为所述脉冲信号生成电路的输出端，所述MOS管Q3的源极接地；所述MOS管Q3的栅极连接所述反相器U1的输出端，所述反相器U1的输入端连接所述MOS管Q2的栅极，并连接所述RS触发器U2的同相位输出引脚；所述RS触发器U2的S引脚连接所述反相器U3的输出端，所述反相器U3的输入端作为所述脉冲信号生成电路的第二输入端，所述RS触发器U2的R引脚作为所述脉冲信号生成电路的第一输入端。

5.如权利要求2所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述检测与放大电路包括：N型的MOS管Q9、N型的MOS管Q10、N型的MOS管Q11、反相器U9、误差放大器U10、电容C2和第一基准源；

所述MOS管Q9的源极作为所述检测与放大电路的第一输入端，所述MOS管Q9的栅极作为所述检测与放大电路的第二输入端，所述MOS管Q9的漏极连接所述MOS管Q10的源极，所述MOS管Q9的漏极同时通过所述电容C2连接所述MOS管Q11的源极，所述MOS管Q10的漏极连接所述MOS管Q11的漏极；所述MOS管Q10的栅极与所述反相器U9的输入端共同作为所述检测与放大电路的第三输入端；所述反相器U9的输出端连接所述MOS管Q11的栅极；所述误差放大器U10的同相输入端连接所述第一基准源的输出端，所述误差放大器U10的反相输入端连接所述MOS管Q10的漏极，所述误差放大器U10的输出端作为所述检测与放大电路的输出端。

6.如权利要求2所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述导通时间控制电路包括：电流源A3、电容C3、P型的MOS管Q7、N型的MOS管Q8、反相器U11、比较器U12；

所述反相器U11的输入端作为所述导通时间控制电路的第二输入端，所述反相器U11的输出端连接所述MOS管Q7的栅极和所述MOS管Q8的栅极；所述MOS管Q7的源极连接所述电流源A3的输出端，所述电流源A3的输入端连接直流电，所述MOS管Q8的源极接地，所述MOS管Q7的漏极与所述MOS管Q8的漏极共同连接所述比较器U12的反相端，所述比较器U12的反相端同时通过所述电容C3接地；所述比较器U12的同相端作为所述导通时间控制电路的第一输入端连接所述检测与放大电路的输出端，所述比较器U12的输出端作为所述导通时间控制电路的输出端。

7.如权利要求2所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述消磁时间倍增电路包括：第二基准源151、运算放大器U5、反相器U6、或非门U7、比较器U4、电容C1、电流源A1、电流源A2、N型的MOS管Q4、N型的MOS管Q6、P型的MOS管Q5；

所述或非门U7的第二输入端作为所述消磁时间倍增电路的第二输入端，所述或非门U7的第一输入端作为所述消磁时间倍增电路的第一输入端，所述或非门U7的输出端连接所述反相器U6的输入端；所述反相器U6的输出端连接所述MOS管Q5的栅极，所述MOS管Q5的源极连接所述电流源A1的输出端，所述电流源A1的输入端连接直流电，所述MOS管Q5的漏极与所述MOS管Q6的漏极共同连接所述比较器U4的同相端，所述MOS管Q6的源极连接所述电流源A2的输出端，所述电流源A2的输入端接地，所述MOS管Q6的栅极连接所述或非门U7的第一输入端；所述比较器U4的同相端同时通过所述电容C1接地，所述比较器U4的反相端连接所述第二基准源的第一输出端，所述比较器U4的输出端作为所述消磁时间倍增电路的输出端；所述运算放大器U5的同相端连接所述第二基准源的第二输出端，所述运算放大器U5的反相端连接所述运算放大器U5的输出端以及所述MOS管Q4的漏极；所述MOS管Q4的源极连接所述比较器U4的同相端，所述MOS管Q4的栅极连接所述或非门U7的第二输入端。

8.如权利要求2所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路，其特征在于，所述消磁时间检测电路包括：比较器U8和第三基准源；

所述比较器U8的同相端作为所述消磁时间检测电路的输入端，所述比较器U8的反相端连接所述第三基准源的输出端，所述比较器U8的输出端作为所述消磁时间检测电路的输出端。

9.一种驱动装置，包括整流桥电路、变压器、整流滤波电路和具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述整流桥电路的正输出端连接所述变压器的原边绕组的第二输入端，所述整流桥电路的负输出端接地，所述变压器的原边绕组的第一输入端连接所述具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述变压器的副边绕组的第一输出端和第二输出端分别连接所述整流滤波电路，所述变压器的辅助绕组的第一输出端连接所述具有高功率因数的恒流驱动控制电路，所述变压器的辅助绕组的第二输出端接地，所述变压器的原边绕组的第一输入端、所述副边绕组的第一输出端和所述辅助绕组的第一输出端互为同名端，其特征在于，所述具有高功率因数的恒流驱动控制电路是如权利要求1至8任一项所述的具有高功率因数的恒流驱动控制电路。

10.如权利要求9所述的驱动装置，其特征在于，所述整流滤波电路包括：二极管D1和电容C4；

所述二极管D1的阳极连接所述变压器的副边绕组的第一输出端，所述二极管D1的阴极连接负载的正输入端和所述电容C4的一端；所述电容C4的另一端和所述负载的负输入端共同连接所述变压器的副边绕组的第二输出端。