CN202004653U - 高功率因数恒流开关电源的原边电流基准发生电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种高功率因数恒流开关电源的原边电流基准发生电路及方法。现有的原边电流基准发生电路电路复杂。本实用新型中的第一乘法器的一个输入端作为基准发生电路的一个输入端，导通角检测电路的输入端作为基准发生电路的另一个输入端、输出端与第一乘法器的另一个输入端连接，第一乘法器的输出端作为电流环的一个输入端，电流环的另一个输入端作为基准发生电路的再一个输入端，电流环的输出端与第二乘法器的一个输入端连接，第二乘法器的另一个输入端与导通角检测电路的输入端连接，第二乘法器的输出端作为基准发生电路的输出端。本实用新型无需采样保持，消除了采样保持带来的误差，提高了输出电流的恒流精度。

Description

高功率因数恒流开关电源的原边电流基准发生电路

技术领域

本实用新型属于开关电源技术领域，涉及一种高功率因数恒流开关电源的原边电流基准发生电路。

背景技术

目前很多隔离型电源如手机充电器和大功率的LED驱动器由于应用需求通常要求电路有输出恒流的功能；此外，为了减轻电力污染的危害程度，满足国际电工委员会的谐波标准IEEE555-2和IEC1000-3-2等，上述隔离型电源还必须具备功率因数校正（PFC）功能，图1为目前比较常用的单级功率因数校正方案：通过检测变压器副边侧的输出电流，在副边进行恒流控制之后经光耦反馈送到原边PFC控制电路。图1所示现有技术方案由于副边电流采样电路和光耦的存在，增加了电路的复杂性，进一步，由于光耦存在老化问题，使电路的稳定性和使用寿命都受到一定影响。

针对上述问题的解决方案是采用兼具原边恒流控制和功率因数校正功能的控制方案，即无需副边电流采样和光耦元件，直接通过在隔离变压器的原边获得输出电流的信息，加以控制实现输出恒流，并且同时实现高功率因数，如图2所示。衡量上述控制方案中的两个最关键的指标是进线电流的高功率因数和输出电流的恒流精度，尤其是由于采用原边控制，输出电流的恒流精度不如副边恒流控制。

目前一种输出恒流的现有技术是通过在原边模拟出副边电流，将副边输出电流模拟出来或副边输出电流平均值计算出来，然后在原边进行恒流控制，如图3所示，通过对原边电流ipri进行采样保持以获取原边电流峰值及对应的副边电流峰值，其中ipri为原边电流信号，Vcontrol为采样信号，isample为采样保持模块输出信号，iemu为副边电流模拟模块输出信号。然而在实际电路中，由于采样保持模块在采样与保持切换之间存在一定的延时时间，会造成原边电流峰值采样的误差，从而造成模拟出的副边电流iemu与实际值存在偏差，如图4所示，并且该偏差值会随输入电压和变压器激磁电感量变化，比较难以补偿，从而造成输出恒流会随输入电压不同，变压器激磁电感不同而变化，输出恒流精度较低。

另一种输出恒流常用的现有技术是恒功率的方法，如图5所示。交流输入信号经过整流后得到整流半波信号Vin，整流半波信号Vin经过电压前馈模块后得到交流输入电压的有效值，即输入电压前馈信号Vff；同时，其经过波形整形模块K₁后得到波形信号Iac。其中，波形信号Iac=k×Vin，k为一系数。在恒流输出电路中Vea为可控常数。乘法器对所述波形信号Iac、输入电压前馈信号Vff和可控常数Vea进行乘法运算，得到电流基准信号：

从而控制电感电流与电流基准信号一致，实现PFC功能。可以看到，该乘法器通过将输入电压前馈信号的平方作为分子，在Vea一定的情况下，实现输入功率与输入电压无关，即恒功率控制。上述利用乘法器抵消输入电压的影响来获得电流基准的方法实质上为电压前馈控制。然而在有相控调光器存在的情况下，交流输入信号在调光角度不同时会缺失，其整流后也不再是完整的半波，因此输入前馈信号Vff包含了切相角度信号，该电压前馈控制会导致Iref随着切相角度的增加而急剧增加，输入功率也相应剧增，因此上述方法不适用于相控调光的场合。

发明内容

本实用新型克服上述现有技术中存在的缺陷，提出了一种电流基准发生电路，该电流基准发生电路能够产生适用于可控硅调光控制的高功率因数恒流开关电源主电路的原边电流基准信号，并实现输出恒流控制。

本实用新型解决技术问题所采取的技术方案为：

高功率因数恒流开关电源的原边电流基准发生电路，包括导通角检测电路、第一乘法器、第二乘法器和电流环。第一乘法器的一个输入端作为原边电流基准发生电路的一个输入端，导通角检测电路的输入端作为原边电流基准发生电路的另一个输入端、输出端与第一乘法器的另一个输入端连接，第一乘法器的输出端作为电流环的一个输入端，电流环的另一个输入端作为原边电流基准发生电路的再一个输入端，电流环的输出端与第二乘法器的一个输入端连接，第二乘法器的另一个输入端与导通角检测电路的输入端连接，第二乘法器的输出端作为原边电流基准发生电路的输出端。

电流环的一种实现形式包括输入电阻、运算放大器和补偿网络，输入电阻的一端作为电流环的一个输入端、另一端接运算放大器的负向输入端，运算放大器的正向输作为电流环的另一个输入端，运算放大器的输出端作为电流环的输出端，补偿网络的一端与运算放大器的负向输入端连接，补偿网络的另一端与运算放大器的输出端连接。

所述的电流环的另一种实现形式包括输入电阻、运算放大器和补偿网络，输入电阻的一端作为电流环的一个输入端、另一端接运算放大器的负向输入端，运算放大器的正向输作为电流环的另一个输入端，运算放大器的输出端作为电流环的输出端，补偿网络的一端与运算放大器的输出端连接，补偿网络的另一端接地。

更进一步地说，所述的原边电流基准发生电路还包括第一滤波器和第二滤波器，第一滤波器的输入端作为原边电流基准发生电路的输入端，第一滤波器的输出端与第一乘法器的一个输入端连接，第二滤波器的输入端作为原边电流基准发生电路的输入端，第二滤波器的输出端与电流环的一个输入端连接。

更进一步地说，所述的原边电流基准发生电路还包括第三滤波器和第三乘法器，第三滤波器的输入端作为原边电流基准发生电路输入端，第三滤波器的输出端与第三乘法器的一个输入端连接，第三乘法器的另一个输入端作为原边电流基准发生电路的又一个输入端，第三乘法器的输出端与第二滤波器的输入端连接。

本实用新型的有益效果：本实用新型提出的电流基准发生电路只需检测原边电流信号即可实现对输出电流恒流的闭环反馈控制，同时产生原边实现高功率因数控制所需的电流基准；本实用新型对输出电流的恒流控制是通过原边电流信号的平均值获得，而无需采样保持，消除了采样保持带来的误差，提高了输出电流的恒流精度，且既适用于电流连续模式又适用于电流断续模式，并可实现相控调光控制。

附图说明

图1为现有技术中的一种副边恒流的单级功率因数校正电路；

图2为原边控制的具有高功率因数的恒流电路示意图；

图3为一种现有技术的原边控制的恒流开关电源及其控制电路；

图4为采样保持电路造成的采样误差示意图；

图5为基于恒功率原理实现的原边控制的恒流输出PFC电路；

图6A、图6B、图6C和图6D为本实用新型的电流基准发生电路；

图7为反激式开关电源工作在电流连续模式原副边电流波形；

图8为反激式开关电源工作在电流断续模式原副边电流波形；

图9为本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第一具体实施例；

图10为本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第二具体实施例；

图11为本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第三具体实施例；

图12为本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第四具体实施例；

图13为开关管导通控制模块的第一具体实施例；

图14为开关管导通控制模块的第二具体实施例；

图15为输出二极管导通时间检测模块的一个具体实施例；

图16为输出二极管导通时间检测模块在电流断续模式时的波形；

图17为本实用新型的的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路应用于反激式恒流开关电源的第一具体实施例；

图18为本实用新型的的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路应用于反激式恒流开关电源的第二具体实施例。

具体实施方式

以下结合本实用新型框图以及具体实施例示意图本实用新型内容进行详细说明。

如图6A所示，本实用新型的原边电流基准发生电路包括：

导通角检测电路105：导通角检测电路接收来自开关电源主电路的整流桥的输出波形信号Vac，输出反映可控硅调光器导通角并且幅值固定的脉冲信号；

第一乘法器106：所述的第一乘法器106接收来自开关电源主电路的开关管的驱动信号Vg和导通角检测电路105的输出信号，输出二者的乘积；

电流环107：所述的电流环107包括运算放大器Uf、输入电阻R1，补偿网络C1；其中输入电阻R1一端接收来自开关电源主电路的原边电流信号ipri，电阻R1另一端接运算放大器的负端输入，运算放大器Uf的正端输入接第二乘法器106的输出，运算放大器Uf的输出为电流环107的输出；所述的电流环107具有平均值滤波功能，因此在运算放大器Uf的输入端，原边电流信号ipri的平均值与第二乘法器106的输出信号进行比较，二者的误差信号经运算放大器Uf和补偿网络C1放大后输出。

在图6B所示的原边电流基准发生电路相对图6A所示的原边电流基准发生电路引入了两个滤波器，其中：

第一滤波器104：所述的第一滤波器接收来自开关电源主电路的开关管的驱动信号Vg，滤除其高频谐波分量，第一滤波器的输出端接第一乘法器的一个输入端；

第二滤波器101：所述第二滤波器101接收来自开关电源主电路的原边电流信号ipri，滤除其谐波分量，输出ipri的平均值，第二滤波器101的输出端接电流环107的输入电阻R1的一端；

图6B所示的原边电流基准发生电路其他部分模块及连接关系与图6A所示的原边电流基准发生电路相同。

图6C所示的原边电流基准发生电路中相对图6B所示的原边电流基准发生电路引入了第三滤波器103和第三乘法器102，其中，第三滤波器103的一个输入端接反映副边二极管导通时间的控制信号Vtoff1，，第三滤波器103的输出端接第三乘法器102的一个输入端，第三乘法器102的另一个输入端接第二滤波器101输出的原边电流信号ipri的平均值信号，二者的乘积送到电流环107的一个输入端；图6C所示的原边电流基准发生电路其他部分模块及连接关系与图6B所示的原边电流基准发生电路相同。

进一步，图6C所示的原边电流基准发生电路中的第三滤波器103的位置可以变动，如图6D所示，变动后第三滤波器103的输入接第三乘法器102的输出，第三滤波器103的输出接电流环107的一个输入端，第三乘法器的一个输入端接反映副边二极管导通时间的控制信号Vtoff1，他部分模块及连接关系与图6C所示的原边电流基准发生电路相同。

所述的第一乘法器106和第三乘法器102是乘法器或者实现等效功能的等效电路模块。

所述的控制信号Vtoff1来自开关电源变压器的辅助绕组或者开关电源的门极控制信号。

所述的控制信号Vtoff1的正脉冲宽度与开关电源主电路的输出二极管导通时间相同或近似相等。

所述的电流环107的补偿网络是电容、电阻和电容构成的比例积分环节等公知技术；

所述的电流环107的运算放大器是电流型运算放大器，补偿网络接在运算放大器Uc的输出和地之间。

所述的电流环107的运算放大器是电压型运算放大器，补偿网络接在运算放大器Uc的输出和负输入端之间。

开关电源工作在电流连续模式和电流断续模式时原边开关管电流和副边二极管电流波形分别如图7和图8所示；根据波形可以推导出在上述两种工作模式下输出电流Io的表达式皆为：

                    （1）

其中，

是副边二极管电流的平均值，

是原边开关管电流的平均值，Np是变压器原边匝数，Ns是变压器副边匝数，Ton是原边开关管导通时间，

是原边开关管导通时间的周期平均值，Toff1是副边二极管续流时间，是副边二极管续流时间的周期平均值。

图6C所示的本发明原边电流基准的原理为：先采集原边电流ipri，经第二滤波器101滤波之后得到原边电流的平均值

，然后与反映副边二极管续流时间Toff1的控制信号的Vtoff1经第三滤波器103之后的平均值相乘，获得

，通过原边开关驱动信号Vg获得Ton信号，经第一滤波器104滤除高频分量之后得到Ton信号的平均值

，与设定的直流值相乘之后送入电流环，由式（1）知只要控制电流环运算放大器两个输入端信号相等即可实现输出恒流，运算放大器的输出信号与开关电源主电路的整流桥的输出波形信号Vac经第三乘法器108相乘之后输出波形为正弦半波的原边电流的基准信号Iref以实现PFC控制；当需进行相控调光时，可控硅调光器导通角信号经导通角检测电路105输出反映导通角的脉冲信号，与Ton信号的平均值

相乘之后比较基准送入电流环，可实现对输出电流调光控制。

由于

近似为一直流电平，可知

，因此图6C电路可以变形为图6D所示的本发明原边电流基准电路，原理为：先采集原边电流ipri，经第二滤波器101滤波之后得到原边电流的平均值

，然后与反映副边二极管续流时间Toff1的控制信号Vtoff1相乘，经第三滤波器103滤波之后获得

，通过原边开关驱动信号Vg获得Ton信号，经第一滤波器104滤除高频分量之后得到Ton信号的平均值，与设定的直流值相乘之后送入电流环，由式（1）知只要控制电流环运算放大器两个输入端信号相等即可实现输出恒流，运算放大器的输出信号与开关电源主电路的整流桥的输出波形信号Vac经第三乘法器108相乘之后输出波形为正弦半波的原边电流的基准信号Iref以实现PFC控制；当需进行相控调光时，可控硅调光器导通角信号经导通角检测电路105输出反映导通角的脉冲信号，与Ton信号的平均值

相乘之后比较基准送入电流环，可实现对输出电流调光控制。

当开关电源主电路工作在电流连续模式或者临界连续模式，由于Ton+Toff1=Ts，其中Ts为原边开关管的开关周期，由（1）式可推出（2）式关系。

        （2）

根据（2）式，本实用新型的原边电流基准发生电路可以简化如图6B所示。与图6C和图6D所示实用新型电路框图相比，图6B中省去了与Toff1相关的模块第二乘法器102和第三滤波器103，开关电源主电路的原边电流信号ipri经第二滤波器101平均之后直接送入电流环，其它模块及连接关系都与图6C所示电路框图相同。

进一步，由于电流环107具有滤波功能，图6B中的第一滤波器104和第二滤波器101可进一步省略掉，如图6A所示，开关电源主电路的原边电流信号ipri直接送入电流环，其它模块及连接关系不变。

基于图6所示的本实用新型的原边电流基准发生电路，原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第一具体实施例如图9所示，该控制电路适合电流连续、断续和临界连续模式，包括电流基准发生电路1001、输出二极管导通时间检测模块200、比较器300、开关管导通控制模块400和RS触发器500，以及控制电路与主电路的连接端子包括原边电流采样端Isen、输出二极管导通时间检测端Idet、整流桥电压波形信号检测端Iac和驱动端Drv；其中，所述的电流基准发生电路1001采用图6C所示结构；输出二极管导通时间检测模块经输出二极管导通时间检测端检测开关电源主电路二极管的导通时间，输出控制信号Vtoff1给电流基准发生电路；原边电流采样信号经原边电流采样端Isen接到比较器300的正输入端和电流基准发生电路的Ipri端，比较器300的负输入端输入电流基准发生电路输出的正弦半波信号Iref，LED驱动器主电路的整流桥的输出波形信号经整流桥电压波形信号检测端Iac接到电流基准发生电路1001的Vac端，RS触发器500的输入端R接比较器300的输出端，RS触发器500的输入端S端接开关管导通控制模块400的输出端，RS触发器500的输出信号经驱动端Drv接送给原边开关的门极；电流基准发生电路1001产生正弦半波信号Iref，当原边电流采样信号上升到触及正弦半波信号Iref时，比较器300的输出信号从低电平翻转为高电平，此后当原边电流采样信号下降到低于正弦半波信号Iref时，比较器300输出信号从高电平翻转为低电平；当RS触发器500的复位端R端检测比较器300到一个从低电平到高电平的上升沿跳变时，RS触发器500的输出信号从高电平复位为低电平，控制开关电源主电路的开关管的关断，当RS触发器500的置位端S端检测到开关管导通控制模块400一个从低电平到高电平的上升沿跳变时，RS触发器500的输出信号从低电平置位为高电平，如此周而复始产生脉冲信号。

本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第二具体实施例如图10所示，该控制电路适合电流连续和临界连续模式，包括电流基准发生电路1002、比较器300、开关管导通控制模块400和RS触发器500，以及控制电路与主电路的连接端子包括原边电流采样端Isen、整流桥电压波形信号检测端Iac和驱动端Drv；其中，所述的电流基准发生电路采用图6B所示结构；原边电流采样信号经原边电流采样端Isen接到比较器300的正输入端和电流基准发生电路的Ipri端，比较器300的负输入端输入电流基准发生电路输出的正弦半波信号Iref，LED驱动器主电路的整流桥的输出波形信号经整流桥电压波形信号检测端Iac接到电流基准发生电路1002的Vac端，RS触发器500的输入端R接比较器300的输出端，RS触发器500的输入端S端接开关管导通控制模块400的输出端，RS触发器500的输出信号经驱动端Drv接送给原边开关的门极；电流基准发生电路1002产生正弦半波信号Iref，当原边电流采样信号上升到触及正弦半波信号Iref时，比较器300的输出信号从低电平翻转为高电平，此后当原边电流采样信号下降到低于正弦半波信号Iref时，比较器300输出信号从高电平翻转为低电平；当RS触发器500的复位端R端检测比较器300到一个从低电平到高电平的上升沿跳变时，RS触发器500的输出信号从高电平复位为低电平，控制开关电源主电路的开关管的关断，当RS触发器500的置位端S端检测到开关管导通控制模块400一个从低电平到高电平的上升沿跳变时，RS触发器500的输出信号从低电平置位为高电平，如此周而复始产生脉冲信号。

本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第三具体实施例如图11所示，该控制电路适合电流连续、断续和临界连续模式，包括电流基准发生电路1001、输出二极管导通时间检测模块200、电流环301、比较器302和锯齿波产生模块303，以及控制电路与主电路的连接端子包括原边电流采样端Isen、输出二极管导通时间检测端Idet、整流桥电压波形信号检测端Iac和驱动端Drv；其中，所述的电流基准发生电路1001采用图6C所示结构；输出二极管导通时间检测模块经输出二极管导通时间检测端检Idet测开关电源主电路二极管的导通时间，输出控制信号Vtoff1给电流基准发生电路；原边电流采样信号经原边电流采样端Isen接到电流基准发生电路1001的Ipri端，电流基准发生电路1001中的滤波器101的输出信号经电阻R3接到接到电流环301的运算放大器Uf2的负输入端，电流环301的运算放大器Uf2的正输入端输入电流基准发生电路输出的正弦半波信号Iref，LED驱动器主电路的整流桥的输出波形信号经整流桥电压波形信号检测端Iac接到电流基准发生电路1001的Vac端，电流环301的运算放大器Uf2的输出接R2和C2串接构成的补偿网络以及比较器302的正输入端，补偿网络的另一端接地，比较器302的负输入端输入锯齿波产生模块303的输出信号；电流环301对原边电流采样信号的平均值和电流基准发生电路Iref进行比较，二者的误差经电流环301放大输出，比较器302对电流环301输出的误差放大信号和锯齿波产生模块303产生的锯齿波信号进行比较，当电流环301输出的误差放大信号幅值高于锯齿波产生模块303产生的锯齿波信号产生的锯齿波幅值，比较器302输出高电平，当电流环301输出的误差放大信号幅值低于锯齿波产生模块303产生的锯齿波信号产生的锯齿波幅值，比较器302输出低电平。

本实用新型的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路第四具体实施例如图12所示，该控制电路适合电流连续和临界连续模式，包括电流基准发生电路1002、电流环301、比较器302和锯齿波产生模块303，以及控制电路与主电路的连接端子包括原边电流采样端Isen、整流桥电压波形信号检测端Iac和驱动端Drv；其中，所述的电流基准发生电路1002采用图6B所示结构；原边电流采样信号经原边电流采样端Isen接到电流基准发生电路1002的Ipri端，电流基准发生电路1002中的滤波器101的输出信号经电阻R3接到接到电流环301的运算放大器Uf2的负输入端，电流环301的运算放大器Uf2的正输入端输入电流基准发生电路输出的正弦半波信号Iref，LED驱动器主电路的整流桥的输出波形信号经整流桥电压波形信号检测端Iac接到电流基准发生电路1002的Vac端，电流环301的运算放大器Uf2的输出接R2和C2串接构成的补偿网络以及比较器302的正输入端，补偿网络的另一端接地，比较器302的负输入端输入锯齿波产生模块303的输出信号；电流环301对原边电流采样信号的平均值和电流基准发生电路Iref进行比较，二者的误差经电流环301放大输出，比较器302对电流环301输出的误差放大信号和锯齿波产生模块303产生的锯齿波信号进行比较，当电流环301输出的误差放大信号幅值高于锯齿波产生模块303产生的锯齿波信号产生的锯齿波幅值，比较器302输出高电平，当电流环301输出的误差放大信号幅值低于锯齿波产生模块303产生的锯齿波信号产生的锯齿波幅值，比较器302输出低电平。

开关管导通控制模块400可采用如图13所示定时触发器，适用于定频控制，其中定时触发器属于本专业技术领域公知技术。

开关管导通控制模块400可采用如图14所示电路，适用于临界断续模式，其中过零检测501输入体现副边二极管导通时间的信号Idet，输出与Idet反相的过零检测信号，延时环节502用来补偿副边二极管电流过零点与原边开关管谷底开通之间的误差，以实现原边开关管谷底开通，过零检测501可用常规的比较器实现，属于本专业技术领域公知技术。

图15为输出二极管导通时间检测模块200的一个具体实施例，包括比较器201、偏置基准202、反相器203、RS触发器204和异或门205。其中比较器201的正输入端接输出二极管导通时间检测模块200的一个输入信号Idet，比较器201的负输入端接偏置基准202，比较器201的输出端接反相器203的输入端，反相器203的输出端分别接RS触发器204的R端（复位端）和异或门205的一个输入端，RS触发器204的S端（置位端）接输出二极管导通时间检测模块200的另一个输入信号Vg，RS触发器204的输出端Q输出Vtoff1。图15所示输出二极管导通时间检测模块200实施例在LED驱动器工作在电流断续时的关键波形如图16所示，其中VIdet为输入端Idet接主电路辅助绕组异名端时输入端Idet的波形；V201为比较器201的输出波形；V203为反相器203的输出波形信号；Vg为主电路原边开关管门极驱动信号；V204为RS触发器204的输出波形信号；Vtoff1为异或门205的输出信号。从图16所示波形可以看出，图15所示输出二极管导通时间检测模块可以检测出主电路辅助绕组异名端高电平的区间，从而大致检测出主电路输出二极管导通时间区间。

图17是图9和图11所示的本实用新型的原边电流基准发生电路构成的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路应用于反激式恒流开关电源的一个具体实施例，其中反激式开关电源工作在电流连续模式、断续模式或临界断续模式。反激式开关电源包括：反激式主电路和控制电路，其中，所述主电路包括交流输入10、可控硅调光器11、整流桥12、输入电容13、整流桥电压波形采样电路14、变压器15、原边开关管16、采样电阻17、输出二极管18和输出电容19；电路连接关系如下：交流输入10经可控硅调光器11接整流桥12的两个输入端，整流桥12的正输出端接输入电容13的一端、整流桥电压波形采样电路14的一端和变压器15原边绕组的同名端，整流桥12的负输出端接地，输入电容12的另一端接地，整流桥电压波形采样电路14的另一端接控制电路的整流桥电压波形信号检测端Idet，变压器15的原边绕组的异名端接原边开关管16的漏极，原边开关管16的源极接采样电阻17的一端和控制电路的原边电流采样端Isen，采样电阻16的另一端接地，原边开关管16的门极接控制电路的驱动端Drv，变压器15的副边绕组的异名端接输出二极管18的阳极，输出二极管18的阴极接输出电容19的正极，变压器15的副边绕组的同名端和输出电容19的负极相连，变压器15的辅助绕组的同名端接地，变压器15的辅助绕组的异名端接控制电路的输出二极管导通时间检测端Idet。

图18是图10和图12所示的本实用新型的原边电流基准发生电路构成的原边控制的高功率因数恒流开关电源控制电路应用于反激式恒流开关电源的一个具体实施例，其中反激式开关电源工作在断续模式或临界断续模式。反激式开关电源包括：反激式主电路和控制电路，其中，所述主电路包括交流输入10、可控硅调光器11、整流桥12、输入电容13、整流桥电压波形采样电路14、变压器15、原边开关管16、采样电阻17、输出二极管18和输出电容19；电路连接关系如下：交流输入10经可控硅调光器11接整流桥12的两个输入端，整流桥12的正输出端接输入电容13的一端、整流桥电压波形采样电路14的一端和变压器15原边绕组的同名端，整流桥12的负输出端接地，输入电容12的另一端接地，整流桥电压波形采样电路14的另一端接控制电路的整流桥电压波形信号检测端Idet，变压器15的原边绕组的异名端接原边开关管16的漏极，原边开关管16的源极接采样电阻17的一端和控制电路的原边电流采样端Isen，采样电阻16的另一端接地，原边开关管16的门极接控制电路的驱动端Drv，变压器15的副边绕组的异名端接输出二极管18的阳极，输出二极管18的阴极接输出电容19的正极，变压器15的副边绕组的同名端和输出电容19的负极相连。

Claims (6)

1.高功率因数恒流开关电源的原边电流基准发生电路，包括导通角检测电路、第一乘法器、第二乘法器和电流环，其特征在于：第一乘法器的一个输入端作为原边电流基准发生电路的一个输入端，导通角检测电路的输入端作为原边电流基准发生电路的另一个输入端、输出端与第一乘法器的另一个输入端连接，第一乘法器的输出端作为电流环的一个输入端，电流环的另一个输入端作为原边电流基准发生电路的再一个输入端，电流环的输出端与第二乘法器的一个输入端连接，第二乘法器的另一个输入端与导通角检测电路的输入端连接，第二乘法器的输出端作为原边电流基准发生电路的输出端。

2.根据权利要求1所述的原边电流基准发生电路，其特征在于：所述的电流环包括输入电阻、运算放大器和补偿网络，输入电阻的一端作为电流环的一个输入端、另一端接运算放大器的负向输入端，运算放大器的正向输作为电流环的另一个输入端，运算放大器的输出端作为电流环的输出端，补偿网络的一端与运算放大器的负向输入端连接，补偿网络的另一端与运算放大器的输出端连接。

3.根据权利要求1所述的原边电流基准发生电路，其特征在于：所述的电流环包括输入电阻、运算放大器和补偿网络，输入电阻的一端作为电流环的一个输入端、另一端接运算放大器的负向输入端，运算放大器的正向输作为电流环的另一个输入端，运算放大器的输出端作为电流环的输出端，补偿网络的一端与运算放大器的输出端连接，补偿网络的另一端接地。

4.根据权利要求1、2或3所述的原边电流基准发生电路，其特征在于：还包括第一滤波器和第二滤波器，第一滤波器的输入端作为原边电流基准发生电路的输入端，第一滤波器的输出端与第一乘法器的一个输入端连接，第二滤波器的输入端作为原边电流基准发生电路的输入端，第二滤波器的输出端与电流环的一个输入端连接。

5.根据权利要求4所述的原边电流基准发生电路，其特征在于：还包括第三滤波器和第三乘法器，第三滤波器的输入端作为原边电流基准发生电路输入端，第三滤波器的输出端与第三乘法器的一个输入端连接，第三乘法器的另一个输入端与第二滤波器的输出端连接，第三乘法器的输出端作为电流环的一个输入端。

6.根据权利要求5所述的原边电流基准发生电路，其特征在于：第三滤波器的位置可以变动，变动之后第三滤波器的输入端与第三乘法器的输出端连接，第三滤波器的输出端作为电流环的一个输入端，第三乘法器的一个输入端作为原边电流基准发生电路的输入端。

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