CN106604460A - 恒流电路、恒流控制器及恒流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种恒流电路、恒流控制器及恒流控制方法。所述恒流控制器包括运算放大器和比较器；所述运算放大器由根据采样电流计算得到的输出电流和基准电流，运算得到误差结果并输出；所述运算放大器的输出端连接所述补偿引脚以获得第一补偿电压COMP；所述恒流控制器还包括换算模块；所述换算模块用于根据功率管的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：所述比较器的同相输入端输入三角波信号、反相输入端输入所述第二补偿电压COMP_2。上述恒流电路、恒流控制器及恒流控制方法，使输入电流严格跟随输入电压，实现功率因数为1。

Description

恒流电路、恒流控制器及恒流控制方法

技术领域

本发明涉及恒流电源技术领域，特别是涉及一种恒流电路、恒流控制器及恒流控制方法。

背景技术

随着行业标准的逐渐提高，越来越多的国家和地区针对LED电源提出了功率因数的要求，即要求输入电流需要跟随输入电压变化以降低对电网的谐波污染。同时为了降低系统设计生产成本，较多的LED电源采用了原边控制的技术，即通过对原边导通电流的控制(隔离型电源)或者MOSFET导通期间电流的控制(非隔离电源)的控制实现输出恒流目的。

传统的LED电源系统，通过对开关管MOS导通时间的恒定控制，来实现有源功率因数校正，实现高功率因素。同时为了提高电源转换效率，传统LED电源系统通常采用准谐振的工作模式。

在实现方式上，如图1和图2所示，传统的高功率因素LED电源系统控制IC首先通过对主功率管导通期间内Rsen电压的采样，以及主功率管关断后辅助绕组ZCD信号的采样得到对输出电流的计算结果；之后通过运算放大器将其与输出电流基准进行相比较得到误差结果，输出到与COMP脚相连的补偿电容上；而再通过comp电压与芯片内部的固定频率固定斜率的三角波信号比较，得到开关管的导通时间Ton。

由于系统控制系统低带宽的特点，在系统稳态时候补偿电容上comp电压为一个恒定不变值，所以最后得到开关管的导通时间也是一个固定不变值，从而实现了输入电流峰值跟随输入电压能和功率因数校正的功能：

其中：Lp为原边变压器感量；Vin-pk为输入电压峰值；

由上述公式推导可知，因为准谐振模式下的原边导通占空比并不固定，当控制IC采用恒定导通时间控制的时候，电感电流的平均值(电感电流平均值即为输入电流)包络线并不是真正的正弦，由此也会使得输入电流的功率因数不等于1。

随着行业标准的逐渐提高，传统的准谐振式固定导通时间控制的LED电源已不能满足更高功率因数的要求。

发明内容

基于此，有必要提供一种功率因数为1的LED恒流驱动电路。

此外，提供一种恒流电路和一种恒流控制方法。

一种恒流控制器，用于通过驱动功率管使功率管的后端电路输出恒定电流；所述恒流控制器设有驱动引脚、采样引脚和补偿引脚，所述驱动引脚用于连接功率管的栅极，所述采样引脚用于连接功率管的源极并通过采样电阻接地；所述补偿引脚用于连接外部的补偿网络；

所述恒流控制器包括运算放大器和比较器；所述运算放大器由根据采样电流计算得到的输出电流和基准电流，运算得到误差结果并输出；所述运算放大器的输出端连接所述补偿引脚以获得第一补偿电压COMP；

所述恒流控制器还包括换算模块；所述换算模块用于根据功率管的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：

所述比较器的同相输入端输入三角波信号、反相输入端输入所述第二补偿电压COMP_2。

在其中一个实施例中，所述换算模块包括消磁时间计算单元、导通时间计算单元以及乘法器；

所述消磁时间计算单元用于计算所述后端电路的消磁时间t_dem；

所述导通时间计算单元用于计算所述功率管的导通时间t_on；

所述乘法器用于根据输入的第一补偿电压COMP、导通时间t_on以及消磁时间t_dem计算第二补偿电压COMP_2。

在其中一个实施例中，还包括消磁检测模块、RS触发器和驱动模块，所述RS触发器的S端与所述消磁检测模块连接，所述RS触发器的R端与比较器的输出端连接，所述RS触发器的Q端与驱动模块的输入端连接；

所述消磁时间计算单元的输入端与RS触发器的S端连接、输出端与乘法器的第一输入端连接；

所述导通时间计算单元的输入端与RS触发器的Q端连接、输出端与乘法器的第二输入端连接；

所述补偿引脚与乘法器的第三输入端连接；所述乘法器的输出端与比较器的反相输入端连接。

在其中一个实施例中，还设有高压引脚并包括供电模块，所述高压引脚用于引入外部电压并输送给所述供电模块；所述供电模块将外部电压转换为所述恒流控制器内部的工作电压。

一种恒流电路，包括上述的恒流控制器，还包括：

变压器电路，包括原边回路和副边回路；

功率管，所述功率管的源极与所述采样引脚相连、所述功率管的栅极与所述驱动引脚相连、所述功率管的漏极与变压器电路的原边回路连接，用于根据驱动模块的输出对变压器电路的电流进行控制，实现副边回路的恒流输出。

一种恒流电路，包括上述的恒流控制器，还包括：

功率管，所述功率管的源极与所述采样引脚相连、所述功率管的栅极与所述驱动引脚相连，用于根据驱动模块的输出对外部电路的电流进行控制，实现恒流输出；

续流二极管，所述续流二极管阳极与所述功率管的漏极连接；

电感，一端与所述功率管的漏极连接；

电容，一端与所述续流二极管的阴极连接，另一端与所述电感的另一端连接。

一种恒流控制方法，用于通过驱动功率管使功率管的后端电路输出恒定电流，包括：

获取采样电流并计算得到输出电流；

根据所述输出电流和基准电流运算得到误差结果；

根据所述误差结果进行补偿得到第一补偿电压；

根据功率管的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：

根据第二补偿电压和三角波的比较结果控制功率管的导通时间。

上述恒流电路、恒流控制器及恒流控制方法，通过将第一补偿电压COMP转换为第二补偿电压COMP_2，并采用第二补偿电压COMP_2控制功率管Q1的导通时间t_on，从而调整恒流控制器工作在准谐振模式下的电网输入电流平均值，使输入电流严格跟随输入电压，实现功率因数为1。

附图说明

图1为传统的恒流电路的原理图；

图2为图1的工作波形图；

图3为一实施例的恒流控制器模块图；

图4为另一实施例的恒流控制器模块图；

图5为一实施例的恒流电路的原理图；

图6为另一实施例的恒流电路的原理图；

图7为恒流电路(双绕组隔离型电路)的工作波形图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例进行进一步说明。

图3为一实施例的恒流控制器模块图。该恒流控制器10用于通过驱动功率管Q1使功率管Q1的后端电路90(后端电路90一般为双绕组隔离型或单绕组降压型电路)输出恒定电流。

恒流控制器10设有驱动引脚GATE、采样引脚CS和补偿引脚CMP。驱动引脚GATE用于连接功率管Q1的栅极，采样引脚CS用于连接功率管Q1的源极并通过采样电阻Rsen接地，补偿引脚CMP用于连接外部的补偿网络80。该补偿网络80是低带宽的。

恒流控制器10包括运算放大器110、比较器120和换算模块130。运算放大器110由根据采样电流计算得到的输出电流和基准电流，运算得到误差结果并输出。运算放大器110的输出端连接所述补偿引脚CMP以获得第一补偿电压COMP。该第一补偿电压COMP通常是恒定值。

换算模块130用于根据功率管Q1的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：

即：

Vin-pk为输入电压峰值。比较器120的同相输入端输入三角波信号、反相输入端输入所述第二补偿电压COMP_2。该第二补偿电压COMP_2可用于输出控制功率管Q1的导通时间t_on，从而调整恒流控制器工作在准谐振模式下的电网输入电流平均值，使输入电流严格跟随输入电压，实现功率因数为1。

以下为推导过程(以双绕组隔离型电路为例)：

由于三角波的斜率k固定，则功率管Q1的导通时间t_on在半个电网周期内是不固定的。则导通时间t_on为：

则本实施例的恒流控制器工作在准谐振模式下的电网输入电流平均值为：

Lp为原边变压器感量；Vin-pk为输入电压峰值。

由于M中系数均为常量，故电网输入电流严格跟随输入电压，可以实现功率因数为1的结果。

对于单绕组降压型电路，上述公式中将n系数替换为1即可。

所述换算模块130可以包括消磁时间计算单元131、导通时间计算单元132以及乘法器133。消磁时间计算单元131用于计算所述后端电路90的消磁时间t_dem；导通时间计算单元132用于计算所述功率管Q1的导通时间t_on。乘法器133用于根据输入的第一补偿电压COMP、导通时间t_on以及消磁时间t_dem计算第二补偿电压COMP_2。

消磁时间计算单元131和导通时间计算单元132的时间计算方式可以采用数字方式或模拟方式。数字方式为在恒流控制器内部设置一个固定时钟在特定条件下计时计数器，条件结束时计数器输出结果获得时间。模拟方法为在恒流控制器内部设置一固定电流源和电容，在特定条件下电流源充电给电容，条件结束时查看电容电压，根据电容的电压获得时间。

如图4所示，一实施例的恒流控制器20包括运算放大器210、比较器220消磁时间计算单元231、导通时间计算单元232以及乘法器233、输出电流计算模块240、基准电流模块250、驱动模块260、消磁检测模块270、RS触发器280以及供电模块290。恒流控制器20设有驱动引脚GATE、采样引脚CS、补偿引脚CMP、电压引脚VDD、高压引脚HV以及接地引脚GND。

运算放大器210的反相输入端与输出电流计算模块240的输出端连接，输出电流计算模块240的输入端从采样引脚CS获得采样电流，并据此计算输出电流提供给运算放大器210。运算放大器210的正相输入端与基准电流模块250的输出端连接，获得预设的基准电流。运算放大器210的输出端与补偿引脚CMP连接。

消磁时间计算单元231的输入端与RS触发器280的S端连接、输出端与乘法器233的第一输入端连接，用于计算所述后端电路90的消磁时间t_dem，并发送给乘法器233。导通时间计算单元232的输入端与RS触发器280的Q端连接、输出端与乘法器233的第二输入端连接，用于计算功率管Q1的导通时间t_on，并发送给乘法器233。补偿引脚CMP与乘法器233的第三输入端连接，用于将第一补偿电压COMP输入到乘法器233。乘法器233的输出端与比较器220的反相输入端连接，将换算后得到的第二补偿电压COMP_2输入到比较器220的反相输入端。

消磁时间计算单元231和导通时间计算单元232的时间计算方式可以采用数字方式或模拟方式。数字方式为在恒流控制器内部设置一个固定时钟在特定条件下计时计数器，条件结束时计数器输出结果获得时间。模拟方法为在恒流控制器内部设置一固定电流源和电容，在特定条件下电流源充电给电容，条件结束时查看电容电压，根据电容的电压获得时间。

比较器220的正相输入端与三角波发生器的输出端连接，接收三角波输入。比较器220的输出端与RS触发器280的R端与连接，所述RS触发器的Q端与驱动模块260的输入端连接。驱动模块260的输出端与驱动引脚GATE连接。RS触发器280的S端还与消磁检测模块270连接。

上述恒流控制器，在传统恒流控制器的基础上将固定不变的第一补偿电压COMP变换为随时间变化的第二补偿电压COMP_2。该第二补偿电压COMP_2可用于输出控制功率管Q1的导通时间t_on，从而调整恒流控制器工作在准谐振模式下的电网输入电流平均值，使输入电流严格跟随输入电压，实现功率因数为1。

上述恒流控制器的高压引脚HV用于引入外部电压并输送给所述供电模块290。供电模块290将外部电压转换为所述恒流控制器20内部的工作电压。

上述的恒流控制器可以用于形成恒流电路，具体来说，是形成双绕组隔离型功率因数校正式恒流电路，或者形成单绕组降压型功率因数校正式恒流电路。

如图5所示，对于双绕组隔离型功率因数校正式恒流电路，其包括上述实施例的恒流控制器，还包括变压器电路和功率管Q1。其中变压器电路包括原边回路30和副边回路40。功率管Q1的源极与采样引脚CS相连、栅极与驱动引脚GATE相连、漏极与变压器电路的原边回路30连接，用于根据驱动模块的输出对变压器电路的电流进行控制，实现副边回路40的恒流输出。

如图6所示，对于单绕组降压型功率因数校正式恒流电路，其包括功率管Q1、续流二极管D1、电感L1和电容C1。功率管Q1的源极与采样引脚CS相连、栅极与驱动引脚GATE相连，用于根据驱动模块的输出对外部电路的电流进行控制，实现恒流输出。续流二极管D1阳极与所述功率管Q1的漏极连接；电感L1一端与所述功率管Q1的漏极连接；电容C1一端与所述续流二极管D1的阴极连接，另一端与所述电感L1的另一端连接。

采用上述恒流控制器，恒流电路可以使功率因数为1，满足高品质要求。

图7为恒流电路(双绕组隔离型电路)的工作波形图。

基于相同发明构思，提供一实施例的恒流控制方法。该方法用于通过驱动功率管使功率管的后端电路输出恒定电流，包括以下步骤S101～S104。

步骤S101：获取采样电流并计算得到输出电流。

步骤S102：根据所述输出电流和基准电流运算得到误差结果。

步骤S103：根据所述误差结果进行补偿得到第一补偿电压。所述第一补偿电压为根据外部连接的补偿网络对误差结果进行补偿获得，一般为恒定值。

步骤S104：根据功率管的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：

步骤S105：根据第二补偿电压和三角波的比较结果控制功率管的导通时间。

该第二补偿电压COMP_2可用于输出控制功率管Q1的导通时间t_on，从而调整恒流控制器工作在准谐振模式下的电网输入电流平均值，使输入电流严格跟随输入电压，实现功率因数为1。

以下为推导过程(以双绕组隔离型电路为例)：

由于三角波的斜率k固定，则功率管Q1的导通时间t_on在半个电网周期内是不固定的。则导通时间t_on为：

则本实施例的恒流控制器工作在准谐振模式下的电网输入电流平均值为：

由于M中系数均为常量，故电网输入电流严格跟随输入电压，可以实现功率因数为1的结果。

对于单绕组降压型电路，上述公式中将n系数替换为1即可。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种恒流控制器，用于通过驱动功率管使功率管的后端电路输出恒定电流；所述恒流控制器设有驱动引脚、采样引脚和补偿引脚，所述驱动引脚用于连接功率管的栅极，所述采样引脚用于连接功率管的源极并通过采样电阻接地；所述补偿引脚用于连接外部的补偿网络；

所述恒流控制器包括运算放大器和比较器；所述运算放大器由根据采样电流计算得到的输出电流和基准电流，运算得到误差结果并输出；所述运算放大器的输出端连接所述补偿引脚以获得第一补偿电压COMP；

其特征在于，所述恒流控制器还包括换算模块；所述换算模块用于根据功率管的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：

$COMP\_2=COMP\×\frac{t_{on}+t_{dem}}{t_{on}}$

所述比较器的同相输入端输入三角波信号、反相输入端输入所述第二补偿电压COMP_2。

2.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，所述换算模块包括消磁时间计算单元、导通时间计算单元以及乘法器；

所述消磁时间计算单元用于计算所述后端电路的消磁时间t_dem；

所述导通时间计算单元用于计算所述功率管的导通时间t_on；

所述乘法器用于根据输入的第一补偿电压COMP、导通时间t_on以及消磁时间t_dem计算第二补偿电压COMP_2。

3.根据权利要求2所述的恒流控制器，其特征在于，还包括消磁检测模块、RS触发器和驱动模块，所述RS触发器的S端与所述消磁检测模块连接，所述RS触发器的R端与比较器的输出端连接，所述RS触发器的Q端与驱动模块的输入端连接；

所述消磁时间计算单元的输入端与RS触发器的S端连接、输出端与乘法器的第一输入端连接；

所述导通时间计算单元的输入端与RS触发器的Q端连接、输出端与乘法器的第二输入端连接；

所述补偿引脚与乘法器的第三输入端连接；所述乘法器的输出端与比较器的反相输入端连接。

4.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，还设有高压引脚并包括供电模块，所述高压引脚用于引入外部电压并输送给所述供电模块；所述供电模块将外部电压转换为所述恒流控制器内部的工作电压。

5.一种恒流电路，包括权利要求1～4任一项所述的恒流控制器，还包括：

变压器电路，包括原边回路和副边回路；

功率管，所述功率管的源极与所述采样引脚相连、所述功率管的栅极与所述驱动引脚相连、所述功率管的漏极与变压器电路的原边回路连接，用于根据驱动模块的输出对变压器电路的电流进行控制，实现副边回路的恒流输出。

6.一种恒流电路，包括权利要求1～4任一项所述的恒流控制器，还包括：

功率管，所述功率管的源极与所述采样引脚相连、所述功率管的栅极与所述驱动引脚相连，用于根据驱动模块的输出对外部电路的电流进行控制，实现恒流输出；

续流二极管，所述续流二极管阳极与所述功率管的漏极连接；

电感，一端与所述功率管的漏极连接；

电容，一端与所述续流二极管的阴极连接，另一端与所述电感的另一端连接。

7.一种恒流控制方法，用于通过驱动功率管使功率管的后端电路输出恒定电流，包括：

获取采样电流并计算得到输出电流；

根据所述输出电流和基准电流运算得到误差结果；

根据所述误差结果进行补偿得到第一补偿电压；

根据功率管的导通时间t_on和后端电路的消磁时间t_dem将所述第一补偿电压COMP换算为第二补偿电压COMP_2，其中：

$COMP\_2=COMP\×\frac{t_{on}+t_{dem}}{t_{on}}$

根据第二补偿电压和三角波的比较结果控制功率管的导通时间。