JP3171761B2 - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ−ｄｃコンバータInfo
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電源、特に商用交流
電源を入力源とし、例えばスイッチング電源装置の入力
回路に設けられ、高力率で直流電圧を供給するＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
電源を入力源とし、例えばスイッチング電源装置の入力
回路に設けられ、高力率で直流電圧を供給するＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＡＣ−ＤＣコンバータは、商用交
流電源を入力源とする各種電源回路の入力回路に入力電
流波形の整形を目的に設けられ、力率が向上し入力電流
に含まれる高調波成分を低減するアクティブフィルタの
技術として注目されている。
流電源を入力源とする各種電源回路の入力回路に入力電
流波形の整形を目的に設けられ、力率が向上し入力電流
に含まれる高調波成分を低減するアクティブフィルタの
技術として注目されている。
【０００３】基本的なアクティブフィルタの技術として
は、入力電流波形を入力電圧波形に比例した正弦波状に
整形する方式のものがあるが、回路構成が複雑であり、
回路規模の増大につながるという問題点を有していた。
は、入力電流波形を入力電圧波形に比例した正弦波状に
整形する方式のものがあるが、回路構成が複雑であり、
回路規模の増大につながるという問題点を有していた。
【０００４】従来のＡＣ−ＤＣコンバータは図４と図５
に示すように構成されている。図４において、１は入力
交流電源、２は入力フィルタ、３は全波整流回路、４，
５，６は昇圧コンバータを構成するチョークコイル，ス
イッチング手段，ダイオードである。７は平滑コンデン
サで、負荷８へ前記昇圧コンバータの出力電圧を平滑し
て供給する。９はスイッチング手段５の電流を検出する
電流検出回路、１０は平滑コンデンサ７の電圧を検出す
る出力電圧検出回路、１１は全波整流回路３の整流電圧
を検出する整流電圧検出回路、１２は出力電圧検出回路
１０と整流電圧検出回路１１からの信号を乗算し基準信
号を発生する乗算回路、１３はスイッチング手段５を高
周波でオンオフ動作させるとともに、電流検出回路９か
らの電流信号と乗算回路１２からの基準波形を受電し、
電流信号が基準波形に追従するようにスイッチング手段
５のオンオフ期間を調整するパルス幅制御回路である。
に示すように構成されている。図４において、１は入力
交流電源、２は入力フィルタ、３は全波整流回路、４，
５，６は昇圧コンバータを構成するチョークコイル，ス
イッチング手段，ダイオードである。７は平滑コンデン
サで、負荷８へ前記昇圧コンバータの出力電圧を平滑し
て供給する。９はスイッチング手段５の電流を検出する
電流検出回路、１０は平滑コンデンサ７の電圧を検出す
る出力電圧検出回路、１１は全波整流回路３の整流電圧
を検出する整流電圧検出回路、１２は出力電圧検出回路
１０と整流電圧検出回路１１からの信号を乗算し基準信
号を発生する乗算回路、１３はスイッチング手段５を高
周波でオンオフ動作させるとともに、電流検出回路９か
らの電流信号と乗算回路１２からの基準波形を受電し、
電流信号が基準波形に追従するようにスイッチング手段
５のオンオフ期間を調整するパルス幅制御回路である。
【０００５】このＡＣ−ＤＣコンバータは次のように動
作している。入力交流電圧は全波整流回路３によって全
波整流される。この整流電圧はスイッチング手段５がオ
ンの時にはチョークコイル４に印加され、全波整流回路
３からチョークコイル４を介しスイッチング手段５の経
路で電流が流れてチョークコイル４を励磁する。スイッ
チング手段５がオフの時にはチョークコイル４の励磁エ
ネルギーは全波整流回路３からダイオード６を介して平
滑コンデンサ７へ放出される。
作している。入力交流電圧は全波整流回路３によって全
波整流される。この整流電圧はスイッチング手段５がオ
ンの時にはチョークコイル４に印加され、全波整流回路
３からチョークコイル４を介しスイッチング手段５の経
路で電流が流れてチョークコイル４を励磁する。スイッ
チング手段５がオフの時にはチョークコイル４の励磁エ
ネルギーは全波整流回路３からダイオード６を介して平
滑コンデンサ７へ放出される。
【０００６】乗算回路１２では、平滑コンデンサ７の電
圧を出力電圧検出回路１０によって検出して基準電圧と
比較増幅されて出力される誤差信号と、整流電圧検出回
路１１からの整流電圧信号との乗算が実施され、乗算回
路１２の出力には整流電圧波形に比例し出力電圧の情報
を加味された基準波形Ｖｒ〔図５の（ａ）参照〕が発生
する。
圧を出力電圧検出回路１０によって検出して基準電圧と
比較増幅されて出力される誤差信号と、整流電圧検出回
路１１からの整流電圧信号との乗算が実施され、乗算回
路１２の出力には整流電圧波形に比例し出力電圧の情報
を加味された基準波形Ｖｒ〔図５の（ａ）参照〕が発生
する。
【０００７】パルス幅制御回路１３はスイッチング手段
５を高周波でオンオフするとともに、基準波形Ｖｒと電
流検出回路９からの電流信号Ｖｉ〔図５の（ａ）参照〕
を比較し、電流信号Ｖｉが基準波形Ｖｒに達するとスイ
ッチング手段５をオフさせる。すなわち、チョークコイ
ル４に流れる電流Ｉ１〔図５の（ｂ）参照〕のピーク値
がこの基準波形に追従するようにスイッチング手段５の
オンオフ期間を調整する。
５を高周波でオンオフするとともに、基準波形Ｖｒと電
流検出回路９からの電流信号Ｖｉ〔図５の（ａ）参照〕
を比較し、電流信号Ｖｉが基準波形Ｖｒに達するとスイ
ッチング手段５をオフさせる。すなわち、チョークコイ
ル４に流れる電流Ｉ１〔図５の（ｂ）参照〕のピーク値
がこの基準波形に追従するようにスイッチング手段５の
オンオフ期間を調整する。
【０００８】以上の動作により、出力電圧をほぼ安定化
しながらも入力交流電流Ｉｉ〔図５の（ｃ）参照〕はチ
ョークコイル４に流れる電流Ｉ１が入力フィルタ２によ
って平滑化されたものであるので、入力交流電流Ｉｉは
入力交流電圧に比例した正弦波状の波形となる。
しながらも入力交流電流Ｉｉ〔図５の（ｃ）参照〕はチ
ョークコイル４に流れる電流Ｉ１が入力フィルタ２によ
って平滑化されたものであるので、入力交流電流Ｉｉは
入力交流電圧に比例した正弦波状の波形となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このような従来の構成
では、入力電流波形整形のための検出回路１０，１１や
乗算回路１２などが必要であり回路規模が大きくなると
いう問題点を有している。
では、入力電流波形整形のための検出回路１０，１１や
乗算回路１２などが必要であり回路規模が大きくなると
いう問題点を有している。
【００１０】そこで発明者らは、入力電流波形を正弦波
状にまでは整形しないものの、より簡素な回路構成で力
率の向上と高調波成分の低減を実現するＡＣ−ＤＣコン
バータを特願平６−８０１０号で提案した。
状にまでは整形しないものの、より簡素な回路構成で力
率の向上と高調波成分の低減を実現するＡＣ−ＤＣコン
バータを特願平６−８０１０号で提案した。
【００１１】この改良型のＡＣ−ＤＣコンバータを図６
と図７に基づいて説明する。図６において、１は入力交
流電源、２は入力フィルタ、３は全波整流回路、４はチ
ョークコイル、５はスイッチング手段、６はダイオード
であり、チョークコイル４とスイッチング手段５とダイ
オード６で昇圧コンバータを構成している。７は平滑コ
ンデンサで、負荷８へ昇圧コンバータの出力電圧を平滑
して供給する。９はスイッチング手段５の電流を検出し
電流信号を出力する電流検出回路、１０は平滑コンデン
サ７の電圧を検出し基準電圧と比較して電圧誤差信号を
出力する出力電圧検出回路、１４は電流検出回路９の電
流信号と出力電圧検出回路１０の電圧誤差信号を受電し
て、電流検出回路９の電流信号が出力電圧検出回路１０
の電圧誤差信号に達するとスイッチング手段５をターン
オフさせるパルス幅制御回路である。電流検出回路９と
出力電圧検出回路１０とパルス幅制御回路１４とで制御
回路１５を構成している。
と図７に基づいて説明する。図６において、１は入力交
流電源、２は入力フィルタ、３は全波整流回路、４はチ
ョークコイル、５はスイッチング手段、６はダイオード
であり、チョークコイル４とスイッチング手段５とダイ
オード６で昇圧コンバータを構成している。７は平滑コ
ンデンサで、負荷８へ昇圧コンバータの出力電圧を平滑
して供給する。９はスイッチング手段５の電流を検出し
電流信号を出力する電流検出回路、１０は平滑コンデン
サ７の電圧を検出し基準電圧と比較して電圧誤差信号を
出力する出力電圧検出回路、１４は電流検出回路９の電
流信号と出力電圧検出回路１０の電圧誤差信号を受電し
て、電流検出回路９の電流信号が出力電圧検出回路１０
の電圧誤差信号に達するとスイッチング手段５をターン
オフさせるパルス幅制御回路である。電流検出回路９と
出力電圧検出回路１０とパルス幅制御回路１４とで制御
回路１５を構成している。
【００１２】図７はこのＡＣ−ＤＣコンバータの要部の
動作波形を示している。入力交流電圧は全波整流回路３
によって全波整流され、図７（ａ）に示すような整流電
圧Ｅｉとなる。この整流電圧Ｅｉはスイッチング手段５
がオンの時にはチョークコイル４に印加され、全波整流
回路３からチョークコイル４を介しスイッチング手段５
の経路で電流が流れてチョークコイル４を励磁する。
動作波形を示している。入力交流電圧は全波整流回路３
によって全波整流され、図７（ａ）に示すような整流電
圧Ｅｉとなる。この整流電圧Ｅｉはスイッチング手段５
がオンの時にはチョークコイル４に印加され、全波整流
回路３からチョークコイル４を介しスイッチング手段５
の経路で電流が流れてチョークコイル４を励磁する。
【００１３】スイッチング手段５がオフの時にはチョー
クコイル４の励磁エネルギーは全波整流回路３からダイ
オード６を介して平滑コンデンサ７へ放出される。出力
電圧検出回路１０は入力交流電圧の周波数以下の応答性
を有し、平滑コンデンサ７の電圧を検出し基準電圧と比
較増幅して電圧誤差信号Ｖｅを出力する。図７の（ｂ）
に示すように電圧誤差信号Ｖｅは直流電圧であり、ＡＣ
−ＤＣコンバータの入出力条件によって平滑コンデンサ
７の電圧が上昇するとその電位が低下し、逆に平滑コン
デンサ７の電圧が低下するとその電位が上昇するような
動作をする。
クコイル４の励磁エネルギーは全波整流回路３からダイ
オード６を介して平滑コンデンサ７へ放出される。出力
電圧検出回路１０は入力交流電圧の周波数以下の応答性
を有し、平滑コンデンサ７の電圧を検出し基準電圧と比
較増幅して電圧誤差信号Ｖｅを出力する。図７の（ｂ）
に示すように電圧誤差信号Ｖｅは直流電圧であり、ＡＣ
−ＤＣコンバータの入出力条件によって平滑コンデンサ
７の電圧が上昇するとその電位が低下し、逆に平滑コン
デンサ７の電圧が低下するとその電位が上昇するような
動作をする。
【００１４】電流検出回路９からはスイッチング手段５
の電流波形に従った電流信号Ｖｉが出力される。パルス
幅制御回路１４は、整流電圧Ｅｉが低く電流信号Ｖｉも
小さいときは所定のオンオフ比でスイッチング手段５を
駆動し、チョークコイル４を励磁していくが、電流信号
Ｖｉが電圧誤差信号Ｖｅに達すると、これを越えないよ
うにスイッチング手段５のオン時間を制限するようにな
る。図７（ｂ）にこの過程を示す。
の電流波形に従った電流信号Ｖｉが出力される。パルス
幅制御回路１４は、整流電圧Ｅｉが低く電流信号Ｖｉも
小さいときは所定のオンオフ比でスイッチング手段５を
駆動し、チョークコイル４を励磁していくが、電流信号
Ｖｉが電圧誤差信号Ｖｅに達すると、これを越えないよ
うにスイッチング手段５のオン時間を制限するようにな
る。図７（ｂ）にこの過程を示す。
【００１５】したがって、チョークコイル４に流れる電
流Ｉ１は図７（ｃ）に示すような台形波状に追従した波
形となり、これを入力フィルタ２によって平滑した交流
入力電流Ｉｉは、図７（ｄ）に示すような台形波状の波
形となる。
流Ｉ１は図７（ｃ）に示すような台形波状に追従した波
形となり、これを入力フィルタ２によって平滑した交流
入力電流Ｉｉは、図７（ｄ）に示すような台形波状の波
形となる。
【００１６】この図６と図７に示した構成では、出力電
圧の安定化を行うにあたってオン時間幅を大きく変化さ
せる必要がある。例えば、入力電圧Ｅｉ＝３６０｜ｓｉ
ｎθ｜、出力電圧がＥｏ＝３７０Ｖ一定であるとして、
θ＝（１／６）π〜（５／６）πの期間でチョークコイ
ル４を流れる電流が連続となる場合、オフ時間を一定値
Ｔｏｆｆとするとオン時間Ｔｏｎは０．０２８Ｔｏｆｆ
〜１．０５６Ｔｏｆｆにわたって変化することになり、
最大値は最小値の約４０倍にもなる。
圧の安定化を行うにあたってオン時間幅を大きく変化さ
せる必要がある。例えば、入力電圧Ｅｉ＝３６０｜ｓｉ
ｎθ｜、出力電圧がＥｏ＝３７０Ｖ一定であるとして、
θ＝（１／６）π〜（５／６）πの期間でチョークコイ
ル４を流れる電流が連続となる場合、オフ時間を一定値
Ｔｏｆｆとするとオン時間Ｔｏｎは０．０２８Ｔｏｆｆ
〜１．０５６Ｔｏｆｆにわたって変化することになり、
最大値は最小値の約４０倍にもなる。
【００１７】最大オン時間となるときスイッチング周波
数は最低値をとり、この最低スイッチング周波数を１０
０ｋＨｚにしたい場合、最小オン時間は０．１４μｓ程
度になる。実際の回路ではこのような条件に対応するこ
とは難しく、広範な制御範囲が得られないといった問題
がある。
数は最低値をとり、この最低スイッチング周波数を１０
０ｋＨｚにしたい場合、最小オン時間は０．１４μｓ程
度になる。実際の回路ではこのような条件に対応するこ
とは難しく、広範な制御範囲が得られないといった問題
がある。
【００１８】本発明は簡素な回路構成で力率の向上と高
調波成分の低減を実現し、かつ、より広範な制御能力を
有するＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
調波成分の低減を実現し、かつ、より広範な制御能力を
有するＡＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明のＡＣ−ＤＣコン
バータは、入力交流電源からの電力を受電し整流電圧を
出力する整流回路と、前記整流電圧を受電するチョーク
コイルとスイッチング手段とダイオードから構成される
コンバータ回路と、前記コンバータ回路の出力電圧を平
滑して負荷に供給する平滑コンデンサと、前記出力電圧
を安定化すべく前記スイッチング手段をオンオフする制
御回路とを設け、前記制御回路は、前記スイッチング手
段または前記チョークコイルの電流を検出する電流検出
回路と、前記出力電圧を検出してこれを基準電圧と比較
して電圧誤差信号を出力する第１の電圧検出回路と、前
記整流電圧を検出する第２の電圧検出回路と、前記電流
検出回路の出力と前記第１の電圧検出回路の出力と前記
第２の電圧検出回路の出力とを受けて前記スイッチング
手段を駆動するパルス信号を出力するパルス幅制御回路
とからなり、前記パルス幅制御回路は、前記電流検出回
路により検出される電流信号が前記第１の電圧検出回路
により検出される前記出力電圧に追従して決まる電流し
きい値に制限されて、前記スイッチング手段を駆動する
パルス信号のオン時間を制限するよう構成し、前記スイ
ッチング手段を駆動するパルス信号のオフ時間長は前記
第２の電圧検出回路の出力信号に追従して前記整流電圧
が大きいときは長く、前記整流電圧が小さいときは短く
するように構成したことを特徴とする。
バータは、入力交流電源からの電力を受電し整流電圧を
出力する整流回路と、前記整流電圧を受電するチョーク
コイルとスイッチング手段とダイオードから構成される
コンバータ回路と、前記コンバータ回路の出力電圧を平
滑して負荷に供給する平滑コンデンサと、前記出力電圧
を安定化すべく前記スイッチング手段をオンオフする制
御回路とを設け、前記制御回路は、前記スイッチング手
段または前記チョークコイルの電流を検出する電流検出
回路と、前記出力電圧を検出してこれを基準電圧と比較
して電圧誤差信号を出力する第１の電圧検出回路と、前
記整流電圧を検出する第２の電圧検出回路と、前記電流
検出回路の出力と前記第１の電圧検出回路の出力と前記
第２の電圧検出回路の出力とを受けて前記スイッチング
手段を駆動するパルス信号を出力するパルス幅制御回路
とからなり、前記パルス幅制御回路は、前記電流検出回
路により検出される電流信号が前記第１の電圧検出回路
により検出される前記出力電圧に追従して決まる電流し
きい値に制限されて、前記スイッチング手段を駆動する
パルス信号のオン時間を制限するよう構成し、前記スイ
ッチング手段を駆動するパルス信号のオフ時間長は前記
第２の電圧検出回路の出力信号に追従して前記整流電圧
が大きいときは長く、前記整流電圧が小さいときは短く
するように構成したことを特徴とする。
【００２０】
【作用】この構成によると、前記の改良型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータの回路構成に加え、整流電圧を検出する第２の
電圧検出回路を設けたもので、この出力を用いてパルス
幅制御回路が、スイッチング手段を駆動するパルス信号
のオフ時間長を整流電圧が大きいときは長く、整流電圧
が小さいときは短くするように制御する。
ンバータの回路構成に加え、整流電圧を検出する第２の
電圧検出回路を設けたもので、この出力を用いてパルス
幅制御回路が、スイッチング手段を駆動するパルス信号
のオフ時間長を整流電圧が大きいときは長く、整流電圧
が小さいときは短くするように制御する。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の各実施例を図１〜図３に基づ
いて説明する。なお、図６と同様の作用をなすものには
同一の符号を付けて説明する。
いて説明する。なお、図６と同様の作用をなすものには
同一の符号を付けて説明する。
【００２２】図１と図２は第１の実施例を示す。図１に
おいて、１は入力交流電源、２は入力フィルタ、３は全
波整流回路、４はチョークコイル、５はスイッチング手
段、６はダイオードであり、チョークコイル４とスイッ
チング手段５とダイオード６で昇圧コンバータを構成し
ている。７は平滑コンデンサで、負荷８へ昇圧コンバー
タの出力電圧を平滑して供給する。９はスイッチング手
段５の電流を検出し電流信号を出力する電流検出回路
で、センサＳとしては変流器または回路に直列に介装さ
れた検出抵抗器が使用されている。１０は平滑コンデン
サ７の電圧を検出し基準電圧と比較して電圧誤差信号を
出力する出力電圧検出回路〔以下、第１の電圧検出回路
と称す〕、１６は整流電圧をチョークコイル４のフライ
バック電圧により等価的に検出して電流信号を出力する
第２の電圧検出回路、１７は電流検出回路９の電流信号
と第１の電圧検出回路１０の電圧誤差信号と第２の電圧
検出回路１６の電流信号を受電して、電流検出回路９の
電流信号が第１の電圧検出回路１０の電圧誤差信号に達
するとスイッチング手段５をターンオフさせ、オフ時間
を第２の電圧検出回路１６の電流信号に従って、整流電
圧が大きいときは長く、整流電圧が小さいときは短くす
るようなパルス信号を出力してスイッチング手段を高速
でオンオフさせるパルス幅制御回路である。電流検出回
路９と第１の電圧検出回路１０と第２の電圧検出回路１
６とパルス幅制御回路１７とで制御回路１５を構成して
いる。
おいて、１は入力交流電源、２は入力フィルタ、３は全
波整流回路、４はチョークコイル、５はスイッチング手
段、６はダイオードであり、チョークコイル４とスイッ
チング手段５とダイオード６で昇圧コンバータを構成し
ている。７は平滑コンデンサで、負荷８へ昇圧コンバー
タの出力電圧を平滑して供給する。９はスイッチング手
段５の電流を検出し電流信号を出力する電流検出回路
で、センサＳとしては変流器または回路に直列に介装さ
れた検出抵抗器が使用されている。１０は平滑コンデン
サ７の電圧を検出し基準電圧と比較して電圧誤差信号を
出力する出力電圧検出回路〔以下、第１の電圧検出回路
と称す〕、１６は整流電圧をチョークコイル４のフライ
バック電圧により等価的に検出して電流信号を出力する
第２の電圧検出回路、１７は電流検出回路９の電流信号
と第１の電圧検出回路１０の電圧誤差信号と第２の電圧
検出回路１６の電流信号を受電して、電流検出回路９の
電流信号が第１の電圧検出回路１０の電圧誤差信号に達
するとスイッチング手段５をターンオフさせ、オフ時間
を第２の電圧検出回路１６の電流信号に従って、整流電
圧が大きいときは長く、整流電圧が小さいときは短くす
るようなパルス信号を出力してスイッチング手段を高速
でオンオフさせるパルス幅制御回路である。電流検出回
路９と第１の電圧検出回路１０と第２の電圧検出回路１
６とパルス幅制御回路１７とで制御回路１５を構成して
いる。
【００２３】入力交流電圧は全波整流回路３によって全
波整流され、この整流電圧Ｅｉ〔図２の（ａ）参照〕は
スイッチング手段５がオンの時にはチョークコイル４に
印加され、全波整流回路３からチョークコイル４を介し
スイッチング手段５の経路で電流が流れてチョークコイ
ル４を励磁する。スイッチング手段５がオフの時にはチ
ョークコイル４の励磁エネルギーは全波整流回路３から
ダイオード６を介して平滑コンデンサ７へ放出される。
第１の電圧検出回路１０は入力交流電圧の周波数以下の
応答性を有し、平滑コンデンサ７の電圧を検出し基準電
圧と比較増幅して電圧誤差信号Ｖｅを出力する。電圧誤
差信号Ｖｅは直流電圧であり、ＡＣ−ＤＣコンバータの
入出力条件によって平滑コンデンサ７の電圧が上昇する
とその電位が低下し、逆に平滑コンデンサ７の電圧が低
下するとその電位が上昇するような動作をする。電流検
出回路９からはスイッチング手段５の電流波形に従った
電流信号Ｖｉが出力される。
波整流され、この整流電圧Ｅｉ〔図２の（ａ）参照〕は
スイッチング手段５がオンの時にはチョークコイル４に
印加され、全波整流回路３からチョークコイル４を介し
スイッチング手段５の経路で電流が流れてチョークコイ
ル４を励磁する。スイッチング手段５がオフの時にはチ
ョークコイル４の励磁エネルギーは全波整流回路３から
ダイオード６を介して平滑コンデンサ７へ放出される。
第１の電圧検出回路１０は入力交流電圧の周波数以下の
応答性を有し、平滑コンデンサ７の電圧を検出し基準電
圧と比較増幅して電圧誤差信号Ｖｅを出力する。電圧誤
差信号Ｖｅは直流電圧であり、ＡＣ−ＤＣコンバータの
入出力条件によって平滑コンデンサ７の電圧が上昇する
とその電位が低下し、逆に平滑コンデンサ７の電圧が低
下するとその電位が上昇するような動作をする。電流検
出回路９からはスイッチング手段５の電流波形に従った
電流信号Ｖｉが出力される。
【００２４】パルス幅制御回路１７は、整流電圧Ｅｉが
低く電流信号Ｖｉも小さいときは所定のオンオフ比でス
イッチング手段５を駆動し、チョークコイル４を励磁し
ていくが、電流信号Ｖｉが電圧誤差信号Ｖｅに達する
と、これを越えないようにスイッチング手段５のオン時
間を制限するようになる。図２（ｂ）にこの過程を示
す。
低く電流信号Ｖｉも小さいときは所定のオンオフ比でス
イッチング手段５を駆動し、チョークコイル４を励磁し
ていくが、電流信号Ｖｉが電圧誤差信号Ｖｅに達する
と、これを越えないようにスイッチング手段５のオン時
間を制限するようになる。図２（ｂ）にこの過程を示
す。
【００２５】したがって、チョークコイル４に流れる電
流Ｉ１は図２（ｃ）に示すような台形波状に追従した波
形となり、これが入力フィルタ２によって平滑された交
流入力電流Ｉｉは図２（ｄ）に示すような台形波状の波
形となる。このとき、第２の電圧検出回路１６の働きに
より、図２（ｂ）に見るように台形波の両端付近、すな
わち整流電圧Ｅｉが低い所ではスイッチング手段を駆動
するパルス信号のオフ時間は最も短く、時比率は最大と
なり、チョークコイル４の励磁は急速に行われる。一
方、台形波の中央付近、すなわち整流電圧Ｅｉが高い所
ではスイッチング手段を駆動するパルス信号のオフ時間
は最も長く、時比率は最小となる。
流Ｉ１は図２（ｃ）に示すような台形波状に追従した波
形となり、これが入力フィルタ２によって平滑された交
流入力電流Ｉｉは図２（ｄ）に示すような台形波状の波
形となる。このとき、第２の電圧検出回路１６の働きに
より、図２（ｂ）に見るように台形波の両端付近、すな
わち整流電圧Ｅｉが低い所ではスイッチング手段を駆動
するパルス信号のオフ時間は最も短く、時比率は最大と
なり、チョークコイル４の励磁は急速に行われる。一
方、台形波の中央付近、すなわち整流電圧Ｅｉが高い所
ではスイッチング手段を駆動するパルス信号のオフ時間
は最も長く、時比率は最小となる。
【００２６】図３は第２の実施例を示す。この第２の実
施例では、第２の電圧検出回路１６は整流電圧をチョー
クコイル４に設けた別巻線１８に生ずる電圧により等価
的に検出するようにした場合の、オフ時間を変化させる
機能に関係する部分の具体的回路例である。
施例では、第２の電圧検出回路１６は整流電圧をチョー
クコイル４に設けた別巻線１８に生ずる電圧により等価
的に検出するようにした場合の、オフ時間を変化させる
機能に関係する部分の具体的回路例である。
【００２７】制御ＩＣ１９は、コンデンサ２０の放電時
間を利用してオフ時間を決定する。ここにダイオード２
１，コンデンサ２２，抵抗２３からなるオフ時間可変回
路２４を図３のように構成すれば、この回路はチョーク
コイル４に設けた別巻線１８に生ずる電圧により全波整
流回路の整流電圧を等価的に検出して、スイッチング手
段を駆動するパルス信号のオフ時間長を、整流電圧が大
きいときは長く、整流電圧が小さいときは短くするよう
に制御することになる。
間を利用してオフ時間を決定する。ここにダイオード２
１，コンデンサ２２，抵抗２３からなるオフ時間可変回
路２４を図３のように構成すれば、この回路はチョーク
コイル４に設けた別巻線１８に生ずる電圧により全波整
流回路の整流電圧を等価的に検出して、スイッチング手
段を駆動するパルス信号のオフ時間長を、整流電圧が大
きいときは長く、整流電圧が小さいときは短くするよう
に制御することになる。
【００２８】なお、この第２の実施例ではダイオード２
１とコンデンサ２２の端子間電圧Ｖｃが制御回路１５の
電源電圧として給電される。上記の各実施例では、電流
検出回路９はスイッチング手段５の電流を検出したが、
チョークコイル４の電流を変流器で検出するように構成
することもできる。
１とコンデンサ２２の端子間電圧Ｖｃが制御回路１５の
電源電圧として給電される。上記の各実施例では、電流
検出回路９はスイッチング手段５の電流を検出したが、
チョークコイル４の電流を変流器で検出するように構成
することもできる。
【００２９】
【発明の効果】以上のように本発明によると、入力交流
電源からの電力を受電し整流電圧を出力する整流回路
と、前記整流電圧を受電するチョークコイルとスイッチ
ング手段とダイオードから構成されるコンバータ回路
と、前記コンバータ回路の出力電圧を平滑して負荷に供
給する平滑コンデンサと、前記出力電圧を安定化すべく
前記スイッチング手段をオンオフする制御回路とを設
け、前記制御回路は、前記スイッチング手段または前記
チョークコイルの電流を検出する電流検出回路と、前記
出力電圧を検出してこれを基準電圧と比較して電圧誤差
信号を出力する第１の電圧検出回路と、前記整流電圧を
検出する第２の電圧検出回路と、前記電流検出回路の出
力と前記第１の電圧検出回路の出力と前記第２の電圧検
出回路の出力とを受けて前記スイッチング手段を駆動す
るパルス信号を出力するパルス幅制御回路とからなり、
前記パルス幅制御回路は、前記電流検出回路により検出
される電流信号が前記第１の電圧検出回路により検出さ
れる前記出力電圧に追従して決まる電流しきい値に制限
されて、前記スイッチング手段を駆動するパルス信号の
オン時間を制限するよう構成し、前記スイッチング手段
を駆動するパルス信号のオフ時間長は前記第２の電圧検
出回路の出力信号に追従して前記整流電圧が大きいとき
は長く、前記整流電圧が小さいときは短くするように構
成したため、整流電圧が低い所、すなわち、大きな時比
率が要求される所では、スイッチング手段を駆動するパ
ルス信号のオフ時間は短くなっており、オン時間を長く
するような制御は小さくて済む。
電源からの電力を受電し整流電圧を出力する整流回路
と、前記整流電圧を受電するチョークコイルとスイッチ
ング手段とダイオードから構成されるコンバータ回路
と、前記コンバータ回路の出力電圧を平滑して負荷に供
給する平滑コンデンサと、前記出力電圧を安定化すべく
前記スイッチング手段をオンオフする制御回路とを設
け、前記制御回路は、前記スイッチング手段または前記
チョークコイルの電流を検出する電流検出回路と、前記
出力電圧を検出してこれを基準電圧と比較して電圧誤差
信号を出力する第１の電圧検出回路と、前記整流電圧を
検出する第２の電圧検出回路と、前記電流検出回路の出
力と前記第１の電圧検出回路の出力と前記第２の電圧検
出回路の出力とを受けて前記スイッチング手段を駆動す
るパルス信号を出力するパルス幅制御回路とからなり、
前記パルス幅制御回路は、前記電流検出回路により検出
される電流信号が前記第１の電圧検出回路により検出さ
れる前記出力電圧に追従して決まる電流しきい値に制限
されて、前記スイッチング手段を駆動するパルス信号の
オン時間を制限するよう構成し、前記スイッチング手段
を駆動するパルス信号のオフ時間長は前記第２の電圧検
出回路の出力信号に追従して前記整流電圧が大きいとき
は長く、前記整流電圧が小さいときは短くするように構
成したため、整流電圧が低い所、すなわち、大きな時比
率が要求される所では、スイッチング手段を駆動するパ
ルス信号のオフ時間は短くなっており、オン時間を長く
するような制御は小さくて済む。
【００３０】一方、整流電圧が高い所、すなわち、小さ
な時比率が要求される所では、スイッチング手段を駆動
するパルス信号のオフ時間は長くなっており、オン時間
を短くするような制御は小さくて済む。
な時比率が要求される所では、スイッチング手段を駆動
するパルス信号のオフ時間は長くなっており、オン時間
を短くするような制御は小さくて済む。
【００３１】その結果、オン時間を大きく変化させる必
要がなくなり、より広範な制御を行うことが可能とな
り、簡素な回路構成で力率の向上と高調波成分の低減を
行い、さらに広範な制御能力を有する優れたＡＣ−ＤＣ
コンバータを実現できる。
要がなくなり、より広範な制御を行うことが可能とな
り、簡素な回路構成で力率の向上と高調波成分の低減を
行い、さらに広範な制御能力を有する優れたＡＣ−ＤＣ
コンバータを実現できる。
【図１】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの第１の実施例
の構成図
の構成図
【図２】同実施例の要部波形図
【図３】第２の実施例の構成図
【図４】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの構成図
【図５】同従来例の要部波形図
【図６】改良型ＡＣ−ＤＣコンバータの構成図
【図７】改良型ＡＣ−ＤＣコンバータの要部波形図
【符号の説明】 １ 入力交流電源 ２ 入力フィルタ ３ 全波整流回路 ４ チョークコイル ５ スイッチング手段 ６ ダイオード ７ 平滑コンデンサ ８ 負荷 ９ 電流検出回路 １０ 第１の電圧検出回路 １５ 制御回路 １６ 第２の電圧検出回路 １７ パルス幅制御回路 １８ チョークコイルの別巻線 １９ 制御ＩＣ ２０ オフ時間決定用コンデンサ ２１ 整流用ダイオード ２２ コンデンサ ２３ 抵抗 ２４ オフ時間可変回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/217 Ｈ０２Ｍ 7/217 (72)発明者 水谷 喜夫 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 渡辺 晴夫 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 小林 義則 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 関根 豊 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (56)参考文献 特開 平６−54536（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 1/12 - 1/14 H02M 3/00 - 3/44
Claims (2)
- 【請求項１】 入力交流電源からの電力を受電し整流電
圧を出力する整流回路と、前記整流電圧を受電するチョ
ークコイルとスイッチング手段とダイオードから構成さ
れるコンバータ回路と、前記コンバータ回路の出力電圧
を平滑して負荷に供給する平滑コンデンサと、前記出力
電圧を安定化すべく前記スイッチング手段をオンオフす
る制御回路とを設け、前記制御回路は、前記スイッチン
グ手段または前記チョークコイルの電流を検出する電流
検出回路と、前記出力電圧を検出してこれを基準電圧と
比較して電圧誤差信号を出力する第１の電圧検出回路
と、前記整流電圧を検出する第２の電圧検出回路と、前
記電流検出回路の出力と前記第１の電圧検出回路の出力
と前記第２の電圧検出回路の出力とを受けて前記スイッ
チング手段を駆動するパルス信号を出力するパルス幅制
御回路とからなり、前記パルス幅制御回路は、前記電流
検出回路により検出される電流信号が前記第１の電圧検
出回路により検出される前記出力電圧に追従して決まる
電流しきい値に制限されて、前記スイッチング手段を駆
動するパルス信号のオン時間を制限するよう構成し、前
記スイッチング手段を駆動するパルス信号のオフ時間長
は前記第２の電圧検出回路の出力信号に追従して前記整
流電圧が大きいときは長く、前記整流電圧が小さいとき
は短くするように構成したＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 第２の電圧検出回路を、整流電圧をチョ
ークコイルに設けた別巻線に生ずる電圧により等価的に
検出するよう構成した請求項１記載のＡＣ−ＤＣコンバ
ータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30578094A JP3171761B2 (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| EP95100979A EP0669703B1 (en) | 1994-01-28 | 1995-01-25 | AC-DC converter |
| DE69531518T DE69531518T2 (de) | 1994-01-28 | 1995-01-25 | Wechselstrom-Gleichstrom-Umwandler |
| US08/378,773 US5615098A (en) | 1994-01-28 | 1995-01-26 | AC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30578094A JP3171761B2 (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08168248A JPH08168248A (ja) | 1996-06-25 |
| JP3171761B2 true JP3171761B2 (ja) | 2001-06-04 |
Family
ID=17949267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30578094A Expired - Lifetime JP3171761B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-12-09 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3171761B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4609060B2 (ja) * | 2004-01-08 | 2011-01-12 | 株式会社富士通ゼネラル | 電源装置 |
| JP5136364B2 (ja) | 2008-11-06 | 2013-02-06 | 富士電機株式会社 | 力率改善回路の制御方式 |
| GB201107174D0 (en) * | 2011-04-28 | 2011-06-15 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Power factor correction |
| CN104092372B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-04-12 | 成都芯源系统有限公司 | 开关调节电路及其均值电流检测电路及方法 |
| EP3203626B1 (en) | 2014-09-30 | 2020-11-25 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
-
1994
- 1994-12-09 JP JP30578094A patent/JP3171761B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08168248A (ja) | 1996-06-25 |
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