JP4672218B2

JP4672218B2 - モータ制御装置

Info

Publication number: JP4672218B2
Application number: JP2001269702A
Authority: JP
Inventors: 厚史安藤; 紳一朗秦; 伸示安江; 公一伊藤; 幸治浅井
Original assignee: Rinnai Corp
Current assignee: Rinnai Corp
Priority date: 2001-09-06
Filing date: 2001-09-06
Publication date: 2011-04-20
Anticipated expiration: 2021-09-06
Also published as: JP2003088176A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からモータに供給される電流の大きさを調節して該モータの出力トルクを制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源から供給される電力により作動するモータの出力トルクを制御する方法としては、トライアック等の電流制御素子を交流電源とモータとの間に接続し、交流電源の出力電圧波形の各半周期において、半周期の始点（０クロス点）から所定角度位相が進んだ時点から該半周期の終点（次の０クロス点）までの間、該電流制御素子を導通状態（ＯＮ状態）とし、該所定角度を変更することによってモータに供給される平均電流を変化させるいわゆる位相制御が一般的に採用されている。
【０００３】
しかし、位相制御においては、モータに供給される電流波形が交流電源の電圧波形に対してひずんだ波形となるため、基本波である交流電源の電圧波形に対して高調波が重畳した状態となる。そのため、モータに供給される電圧波形の位相と電流波形の位相との差が生じてモータにおける力率が低下し、モータに対する電力供給の効率が低下するという不都合があった。
【０００４】
また、位相制御による場合には、モータの低トルク出力時において、電流制御素子を導通状態とする前記所定角度と、交流電源からモータに供給される平均電流との関係が単純な比例関係とならないため、目標トルクに応じて前記所定角度を決定することが困難であるという不都合があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前記不都合を解消し、交流電源からモータに電力供給する際の効率を高めると共に、モータの出力トルクの制御を容易にしたモータ制御装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、交流電源及びモータと接続され、該交流電源から該モータに供給される交流電流の大きさを調節することによって、該モータの出力トルクを制御するモータ制御装置の改良に関する。
【０００７】
そして、前記交流電源から入力した交流電圧を全波整流して、該交流電圧の波形に応じた基準波形電圧を生成する基準波形電圧生成手段と、前記基準波形電圧の振幅を変更した目標波形電圧を生成する目標波形電圧生成手段と、前記交流電源から前記モータに供給される電流を検出し、検出した電流の大きさに応じたレベルの電圧を出力する電流検出手段と、該電流検出手段の出力電圧が前記目標波形電圧と一致するように、前記交流電源からモータに供給される電流を制御する電流制御手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
かかる本発明によれば、前記基準波形電圧生成手段により前記交流電源の出力電圧の波形に応じた前記基準波形電圧が生成され、前記目標波形電圧生成手段により前記基準電圧の振幅を変更した前記目標波形電圧が生成される。そして、前記電流制御手段は、前記電流検出手段から出力される前記モータに供給される電流の大きさに応じたレベルの電圧が前記目標波形電圧と一致するように、前記交流電源から前記モータに供給される電流を制御するため、前記交流電源から前記モータに供給される電流の位相と、前記交流電源の出力電圧の位相とが一致するように制御される。
【０００９】
そのため、前記交流電源から前記モータに供給される電流に高調波成分が重畳して、前記交流電源の出力電圧の位相と前記モータに供給される電流の位相との差が生じることが抑制されて前記モータにおける力率が高くなり、前記交流電源から前記モータに対する電力供給の効率を高めることができる。また、前記目標波形電圧の振幅に応じて前記モータに供給される電流の実効値が線形的に変化するため、前記目標波形電圧生成部により前記目標波形電圧の振幅を変更することによって、前記モータの出力トルクを容易に変更することができる。
【００１０】
また、前記目標波形電圧生成手段は、前記基準波形電圧を所定周期でスイッチングした後に平滑し、各周期におけるスイッチングのＯＮ期間とＯＦＦ期間の比率を変更することによって、該比率に応じて前記基準波形電圧の振幅を変更することを特徴とする。
【００１１】
かかる本発明によれば、簡易な回路構成により前記目標波形電圧生成手段を構成することができる。そして、外部回路から前記基準波形電圧の振幅を設定する場合には、前記スイッチングを行なうための１ビットのデジタルパルス信号を前記目標波形電圧生成手段に与えればよいので、マイクロコンピュータ等とのインターフェースも容易に行なうことができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について、図１〜図３を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の回路図、図２は図１に示したモータ制御装置の作動を説明するための電圧波形図、図３は本発明の第２の実施の形態におけるモータ制御装置の回路図である。
【００１３】
先ず、本発明の第１の実施の形態について説明する。図１を参照して、本実施の形態のモータ制御装置１は、交流電源２及びモータ３と接続して使用され、交流電源２からモータ３に供給される電流の大きさを調節してモータ３の出力トルクを制御するものである。
【００１４】
モータ制御装置１は、交流電源２の出力電圧の波形を取り込むための基準波形電圧生成部４（本発明の基準波形電圧生成手段に相当する）、モータ３に供給する電流の目標波形に応じた目標波形電圧を生成する目標波形電圧生成部５（本発明の目標波形電圧生成手段に相当する）、及びモータ３に供給される電流の大きさを制御する電流制御部６（本発明の電流制御手段に相当する）を備える。
【００１５】
基準波形電圧生成部４は、トランス７と全波整流素子８とを有し、トランス７により交流電源２の出力電圧を降圧して全波整流素子８により全波整流する。これにより、Ａ点には、図２（ｂ）に示したように、図２（ａ)に示した交流電源２の出力電圧波形の振幅を縮小して全波整流された基準波形電圧が出力される。
【００１６】
なお、Ａ点はダイオード１２を介して回路の駆動電位（Ｖ_cc）に導通し、また、ダイオード１２及びコンデンサ１１を介して接地電位に導通している。そのため、ダイオード１２によりＡ点の電位の上限は駆動電位（Ｖ_cc）でクリップされ、微小なリプル電圧がコンデンサ１１により除去される。
【００１７】
また、目標波形電圧生成部５は、マイクロコンピュータ１３（以下、マイコン１３という）のＩ／Ｏ端子（Ｉ／Ｏ＿０）から出力されるＰＷＭ信号によりトランジスタ１０をスイッチングする。図２（ｃ）は、ＰＷＭ信号の出力例であり、時刻ｔ₁〜ｔ₃はデューティ比（＝｛Ｔ_on／Ｔ_a｝×１００）２５％、時刻ｔ₃〜ｔ₅はデューティ比７５％に設定した場合を示している。
【００１８】
そして、Ｔ_onの期間は、ＰＷＭ信号がハイレベル（Ｖ_h）となって、反転素子１４の出力がローレベル（ＧＮＤ）となるので、トランジスタ１０のベースに電流が流れず、トランジスタ１０はＯＦＦ状態となる。そのため、Ｂ点の電位はＡ点の電位とほぼ等しくなる。
【００１９】
一方、Ｔ_Off（＝Ｔ_a−Ｔ_on）の期間は、ＰＷＭ信号がローレベル（ＧＮＤ）となって、反転素子１４の出力がハイレベル（Ｖ_h）となるので、反転素子１４から抵抗１５を介してトランジスタ１０のベースに電流が流れ、トランジスタ１０がＯＮ状態となる。そのため、Ｂ点の電位はほぼＧＮＤレベルとなる。
【００２０】
したがって、図２（ｃ）に示したＰＷＭ信号がマイコン１３のＩ／Ｏ端子（Ｉ／Ｏ＿０）から出力された場合、Ｂ点には図２（ｄ）に示した電圧波形が現れる。そして、Ｂ点の出力電圧は、コンデンサ１７により平滑されるため、Ｃ点には図２（ｅ）に示したように振幅がＰＭＷ信号のデューティ比に応じて変化する電圧波形が出力される。
【００２１】
なお、マイコン１３から出力されるＰＷＭ信号をフォトカプラ等の絶縁素子を介してトランジスタ１０に伝達することにより、電気的ノイズを除去するようにしてもよい。
【００２２】
そして、電流制御部６に備えられたＯＰアンプ１８の増幅率は非常に大きいため、Ｃ点の電圧が入力されるＯＰアンプ１８の非反転入力端子（＋側）の電圧と反転入力端子（−側）の電圧とが一致するように、ＯＰアンプ１８の出力電圧が調節されてトランジスタ１９のベース電流が制御される。
【００２３】
ここで、交流電源２からモータ３への電流供給は、全波整流素子２０とトランジスタ１９と抵抗２１とを介して行なわれる。そのため、抵抗２１には、交流電源からモータ３に供給される実電流の大きさに比例した電圧降下が生じる。そして、抵抗２１の一端はＧＮＤ電位に導通しているため、抵抗２１の他端であるＤ点と接続されたＯＰアンプ１８の反転入力端子には、交流電源２からモータ３に供給される実電流の大きさに比例してそのレベルが変化する電圧が入力される。
【００２４】
そのため、ＯＰアンプ１８とトランジスタ１９とにより、ＯＰアンプ１８の非反転入力端子（＋側）に入力される目標波形電圧と、ＯＰアンプ１８の反転入力端子（−側）に入力されるモータ３に供給される実電流に比例した電圧とが一致するように、モータ３に供給される電流を制御することにより、モータ３に供給される電流の位相を目標波形電圧の位相と一致させることができる。
【００２５】
これにより、交流電源２の出力電圧の位相とモータ３に供給される電流の位相とが一致するため、モータ３における力率が大きくなり、交流電源２からモータ３への電力供給の効率を向上させることができる。なお、抵抗２１により本発明の電流検出手段が構成される。
【００２６】
そして、マイコン１３から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比に応じてモータに供給される電流の大きさが線形的に定まるため、マイコン１３は、低トルク出力域から高トルク出力域まで、モータ３の出力トルクを容易に制御することができる。
【００２７】
次に、図３を参照して本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、上述した第１の実施の形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００２８】
図３に示したモータ制御装置３０は、目標波形電圧を生成するための回路構成のみが上述した第１の実施の態様におけるモータ制御装置１と異なる。すなわち、モータ制御装置３０においては、基準波形電圧生成部４から出力される基準波形電圧を可変抵抗３１により分圧することによって、該基準波形電圧の振幅を変更した目標波形電圧を生成する（この場合、可変抵抗３１が本発明の目標波形電圧生成部に相当する）。
【００２９】
これにより、ＯＰアンプ１８の非反転入力端子（＋側）には、抵抗３２を介して目標波形電圧が入力され、上述した第１の実施の態様と同様に、電流制御部６により、モータ３に供給される電流の位相と目標波形電圧の位相とが一致するように、モータ３に供給される電流の大きさが制御される。
【００３０】
なお、本実施の形態では、トランス７により交流電源２の出力電圧を降圧したが、トランジスタやＯＰアンプ等の半導体素子を用いて降圧回路を構成し、該降圧回路により交流電源２の出力電圧を降圧するようにしてもよい。
【００３１】
また、モータ３に供給される電流を抵抗２１における電圧降下から検出したが、カレントトランス等の電流検出素子を用いてモータ３に供給される電流を検出するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の回路図。
【図２】図１に示したモータ制御装置の作動を説明するための電圧波形図。
【図３】本発明の第２の実施の形態におけるモータ制御装置の回路図。
【符号の説明】
１…モータ制御装置、２…交流電源、３…モータ、４…基準波形電圧生成部、５…目標波形電圧生成部、６…電流制御部、７…トランス、８…全波整流素子、１３…マイクロコンピュータ

Claims

交流電源及びモータと接続され、該交流電源から該モータに供給される交流電流の大きさを調節することによって、該モータの出力トルクを制御するモータ制御装置において、
前記交流電源から入力した交流電圧を全波整流して、該交流電圧の波形に応じた基準波形電圧を生成する基準波形電圧生成手段と、
前記基準波形電圧の振幅を変更した目標波形電圧を生成する目標波形電圧生成手段と、
前記交流電源から前記モータに供給される電流を検出し、検出した電流の大きさに応じたレベルの電圧を出力する電流検出手段と、
該電流検出手段の出力電圧が前記目標波形電圧と一致するように、前記交流電源から前記モータに供給される電流を制御する電流制御手段とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。
前記目標波形電圧生成手段は、前記基準波形電圧を所定周期でスイッチングした後に平滑し、各周期におけるスイッチングのＯＮ期間とＯＦＦ期間の比率を変更することによって、該比率に応じて前記基準波形電圧の振幅を変更することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。