JPH05336747A

JPH05336747A - スイッチング電源

Info

Publication number: JPH05336747A
Application number: JP16368992A
Authority: JP
Inventors: Akio Koizumi; 明夫小泉; Masanobu Takahama; 昌信高濱
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-05-29
Filing date: 1992-05-29
Publication date: 1993-12-17

Abstract

(57)【要約】【目的】装置の安定度を向上させる。【構成】ドライバ１２より供給されたドライブパルス
に対応して、ＦＥＴ１３において、入力電圧がスイッチ
ングされ、トランス４で電圧変換されて負荷５に供給さ
れる。一方、カレントトランス８および整流平滑回路９
において、負荷５に流れる電流に対応する電圧が検出さ
れ、その検出結果に対応して、ＯＳＣ（オシレータ）７
より出力される三角波の周期（周波数）、即ちドライバ
１２よりＦＥＴ１３に供給されるドライブパルスの周期
（周波数）が切り換えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば他励式フライバ
ック型スイッチング電源などに用いて好適なスイッチン
グ電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の他励式フライバック型スイッチン
グ電源においては、交流電源の出力が、例えばダイオー
ドブリッジ回路などにより全波整流され、コンデンサな
どにより平滑化され、ドライブパルスに対応してＯＮ／
ＯＦＦするトランジスタなどのスイッチング素子を介し
てトランスの１次コイルに供給される。このような装置
では、トランジスタがＯＮしている時間、またはトラン
ジスタがＯＮ／ＯＦＦする周期に対応して、トランスの
１次コイルに電流が流れる時間、またはトランスの１次
コイルに電流が流れる周期が、それぞれ変化すると、ト
ランスの２次コイルに流れる電流も変化し、この電流
が、例えばダイオードやコンデンサにより平滑整流さ
れ、トランスの２次コイルに接続される負荷に供給され
るようになっている。

【０００３】なお、従来の他励式フライバック型スイッ
チング電源では、トランスの２次コイルに接続された負
荷にかかる電圧を所定値Ｖ_C1にするように、トランジス
タをＯＮ／ＯＦＦするドライブパルスの周期に対するパ
ルス（オンパルス）幅の割合が制御される（負荷にかか
る電圧を上昇させる場合にはオンパルス幅が長くなるよ
うに制御され、負荷にかかる電圧を降下させる場合には
オンパルス幅が短くなるように制御される）ようになっ
ている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
装置においては、ドライブパルスのオンパルス幅は、０
を最小値として連続的に変化しない。即ち、所定のオン
パルス幅Ｌ_MINより短いパルス幅は０になる。従って、
例えば２次コイルに軽い負荷が接続された場合、その負
荷にかかる電圧を降下（低下）させるために、ドライブ
パルスのオンパルス幅が所定のオンパルス幅Ｌ_MINより
短くなるように制御がなされると、ドライブパルスが発
生されない期間（ドライブパルスが間欠した状態）が生
じ、装置の動作が不安定になる課題があった。

【０００５】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、装置の動作を安定化させるものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載のスイッ
チング電源は、ドライブパルスに対応して、入力電圧を
スイッチングするスイッチング手段と電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）１３と、ＦＥＴ１３によりスイッチング
された入力電圧を電圧変換し、負荷５に供給する電圧変
換手段としてのトランス４と、トランス４に接続された
負荷５にかかる電圧に対応して、ＦＥＴ１３に供給する
ドライブパルスの周期に対するパルス幅の割合を制御す
るパルス幅制御手段としての増幅器６、オシレータ（Ｏ
ＳＣ）７、コンパレータ１１、およびドライバ１２と、
トランス４に接続された負荷５の状態に対応して、ＦＥ
Ｔ１３に供給するドライブパルスの周期を制御するパル
ス周期制御手段としてのコンパレータ１０とを備えるこ
とを特徴とする。

【０００７】請求項２に記載のスイッチング電源は、ト
ランス４に流れ込む電流、またはトランス４より出力さ
れる電流を検出する電流検出手段としてのカレントトラ
ンス８および整流平滑回路９をさらに備え、コンパレー
タ１０は、カレントトランス８および整流平滑回路９の
検出結果に対応して、ＦＥＴ１３に供給するドライブパ
ルスの周期を切り換えることを特徴とする。

【０００８】

【作用】請求項１に記載のスイッチング電源において
は、ＦＥＴ１３でドライブパルスに対応して、入力電圧
をスイッチングし、トランス４で電圧変換して負荷５に
供給する。一方、負荷５にかかる電圧に対応して、ドラ
イブパルスの周期に対するパルス幅の割合を制御すると
ともに、負荷５の状態に対応して、ドライブパルスの周
期を制御する。従って、負荷５が、例えば軽い負荷であ
っても安定した電圧を供給することができる。

【０００９】請求項２に記載のスイッチング電源におい
ては、トランス４に流れ込む電流、またはトランス４よ
り出力される電流を検出し、その検出結果に対応して、
ＦＥＴ１３に供給するドライブパルスの周期を切り換え
る。従って、トランス４に接続された負荷５の状態を容
易に検出することができるとともに、装置を安定に動作
させることができる。

【００１０】

【実施例】図１は、本発明のスイッチング電源を応用し
た他励式フライバック型スイッチング電源の一実施例の
構成を示すブロック図である。交流電源１は、例えば５
０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの商用周波数を有する電圧
（電流）をラインフィルタ２に供給する。ラインフィル
タ２は、交流電源１より供給される電圧（電流）にのっ
ているノイズを除去し、整流回路３に出力する。整流回
路３は、例えばダイオードブリッジ回路（図示せず）で
構成され、交流電源１よりラインフィルタ２を介して供
給される電圧（電流）を全波整流する。コンデンサＣ₁
は、整流回路３と並列に接続されており、整流回路３か
らの全波整流出力を平滑化する。

【００１１】トランス４の１次コイルＬ₁の両端は、電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３およびカレントトラ
ンス８を介して全波整流回路３とコンデンサＣ₁との接
続点に、それぞれ接続されている。ＦＥＴ１３は、その
ドレインがトランス４の１次コイルＬ₁の一端に、その
ソースが全波整流回路３とコンデンサＣ₁との接続点に
それぞれ接続されており、そのゲートはドライバ１２に
接続されている。ＦＥＴ１３は、ドライバ１２よりその
ゲートに供給されるドライブパルスに対応してＯＮ／Ｏ
ＦＦし、１次コイルＬ₁に印加される電圧（１次コイル
Ｌ₁に流れる電流）を制御（スイッチング）する。

【００１２】トランス４の２次コイルＬ₂は、ダイオー
ドＤ₁を介して電流平滑用のコンデンサＣ₂に接続されて
いる。ダイオードＤ₁は、トランス４の２次コイルＬ₂に
流れる電流を整流するためのダイオードで、そのアノー
ドがトランス４の２次コイルＬ₂の一端に接続され、そ
のカソードがコンデンサＣ₂の一端に接続されている。
コンデンサＣ₂の両端は、それぞれ、例えばテレビジョ
ン受像機などの負荷５に接続されている。

【００１３】カレントトランス８は、その１次コイルが
ＦＥＴ１３を介してトランス４の１次コイルＬ₁と直列
に接続され、その２次コイルが整流平滑回路９に接続さ
れいる。カレントトランス８の１次コイルには、トラン
ス４の１次コイルＬ₁に流れる電流と同じ電流が流れる
ので、その２次コイルからは、トランス４の１次コイル
Ｌ₁に流れる電流に対応した電流が出力される。整流平
滑回路９は、カレントトランス８の２次コイルより出力
される、トランス４の１次コイルＬ₁に流れる電流に対
応した電流を整流平滑化し、トランス４の１次コイルＬ
₁に流れる電流に対応する電圧をコンパレータ１０の反
転入力端子に供給する。

【００１４】コンパレータ１０は、その非反転入力端子
が電源Ｖ_THを介してグランドに接続されており、この電
圧Ｖ_THと、整流平滑回路９より供給されるトランス４の
１次コイルＬ₁に流れる電流に対応する電圧を比較し、
整流平滑回路９より供給されるトランス４の１次コイル
Ｌ₁に流れる電流に対応する電圧が、電圧Ｖ_THより大き
い場合、ＬレベルをＯＳＣ（オシレータ）７に供給す
る。また、コンパレータ１０は、整流平滑回路９より供
給されるトランス４の１次コイルＬ₁に流れる電流に対
応する電圧が、電圧Ｖ_TH以下である場合、ＨレベルをＯ
ＳＣ（オシレータ）７に供給する。

【００１５】ＯＳＣ７は、コンパレータ１０からの入力
信号レベルに対応して、例えば周波数２５０ｋＨｚなど
の、通常モードの周波数を有する三角波（通常モードの
周期を有する三角波）、またはそれより低い周波数（例
えば３０ｋＨｚなど）の、間欠発振防止モードの周波数
を有する三角波（間欠発振防止モードの周期を有する三
角波）をコンパレータ１１の反転入力端子に供給する。
即ち、ＯＳＣ７は、コンパレータ１０からの入力信号レ
ベルがＨレベルである場合、間欠発振防止モードの周波
数（低周波数）を有する三角波をコンパレータ１１の反
転入力端子に供給し、コンパレータ１０からの入力信号
レベルがＬレベルである場合、通常モードの周波数を有
する三角波をコンパレータ１１の反転入力端子に供給す
る。

【００１６】抵抗Ｒ₁とＲ₂は直列に接続されており、そ
の接続点（点Ａ）は、増幅器６の反転入力端子に接続さ
れている。また、抵抗Ｒ₁の、抵抗Ｒ₂と接続されていな
い方の一端は、ダイオードＤ₁とコンデンサＣ₂との接続
点と接続され、抵抗Ｒ₂の、抵抗Ｒ₁と接続されていない
方の一端は、グランドに接続されている。従って、抵抗
Ｒ₁とＲ₂とからなる直列回路は、ダイオードＤ₁とコン
デンサＣ₂との接続点における電圧、即ち、負荷５にか
かっている電圧を分圧して、増幅器６に供給する。

【００１７】増幅器６は、その非反転入力端子が電源Ｖ
_refを介してグランドに接続されており、抵抗Ｒ₁とＲ₂
との接続点の電圧、即ち負荷５にかかっている電圧に対
応する電圧と、電圧Ｖ_refとの差を増幅し、コンパレー
タ１１の非反転入力端子に出力する。

【００１８】コンパレータ１１は、増幅器６で増幅され
た負荷５にかかっている電圧に対応する電圧と、電圧Ｖ
_refの差と、ＯＳＣ７より供給される三角波を比較し、
増幅器６で増幅された負荷５にかかっている電圧に対応
する電圧と、電圧Ｖ_refとの差が、ＯＳＣ７より供給さ
れる三角波のレベルより大きい場合、Ｈレベルをドライ
バ１２に出力し、増幅器６で増幅された負荷５にかかっ
ている電圧に対応する電圧と、電圧Ｖ_refとの差が、Ｏ
ＳＣ７より供給される三角波のレベル以下である場合、
Ｌレベルをドライバ１２に出力する。

【００１９】ドライバ１２は、コンパレータ１１から出
力されるＨレベルまたはＬレベルに対応して、ＦＥＴ１
３をドライブするのに充分なレベルを有するドライブパ
ルスをＦＥＴ１３のゲートに印加する。

【００２０】次に、その動作について説明する。ドライ
バ１２より、起動用のドライブパルスがＦＥＴ１３のゲ
ートに印加されるとともに、例えば５０Ｈｚまたは６０
Ｈｚなどの商用周波数を有する交流電源１の出力が、ラ
インフィルタ２を介して全波整流回路３に供給され、全
波整流回路３およびコンデンサＣ₁において整流平滑化
される。

【００２１】ＦＥＴ１３において、ドライバ１２より、
そのゲートに印加される起動用のドライブパルスの周期
およびパルス幅にしたがって、そのドレインとソース間
がＯＮ／ＯＦＦされると（スイッチングされると）、全
波整流回路３およびコンデンサＣ₁で整流平滑化された
電流が、ＦＥＴ１３のスイッチングに対応してトランス
４の１次コイルＬ₁を流れる。

【００２２】ＦＥＴ１３がＯＮ状態のとき、全波整流回
路３およびコンデンサＣ₁で整流平滑化された電流が１
次コイルＬ₁を流れ、トランス４内に磁束が発生する。
ＦＥＴ１３がＯＦＦ状態になると、１次コイルＬ₁には
電流が流れなくなり、トランス４内に発生した磁束が減
少し始めるが、この磁束の変化（減少）に逆らうよう
に、２次コイルＬ₂に電圧（逆起電力）が発生する。

【００２３】２次コイルＬ₂で発生した電圧（逆起電
力）に対応した電流がダイオードＤ₁を介してコンデン
サＣ₂に流れ込み、コンデンサＣ₂に電荷がチャージさ
れ、コンデンサＣ₂にチャージされた電荷に対応した電
圧が負荷５に印加される。

【００２４】負荷５に印加されている電圧は、抵抗Ｒ₁
と抵抗Ｒ₂とで分圧され、増幅器６の反転入力端子に供
給される。増幅器６において、その反転入力端子におけ
る、抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された、負荷５に印加さ
れている電圧と、その非反転入力端子に印加されている
電圧Ｖ_refとの差分、即ち所定の基準電圧（例えば、負
荷５の定格電圧）に対する負荷５に印加されている電圧
の誤差（誤差電圧）が増幅され、コンパレータ１１の非
反転入力端子に供給される。

【００２５】一方、コンパレータ１１の反転入力端子に
は、ＯＳＣ７から、例えば周波数２５０ｋＨｚなどの、
通常モードの周波数を有する三角波（通常モードの周期
を有する三角波）が供給される。コンパレータ１１にお
いて、増幅器６で増幅された、負荷５の定格電圧に対す
る負荷５に印加されている電圧の誤差（誤差電圧）と、
ＯＳＣ７より供給された、通常モードの周波数を有する
三角波が比較され、増幅器６で増幅された、負荷５の定
格電圧に対する負荷５に印加されている電圧の誤差（誤
差電圧）が、ＯＳＣ７より供給された三角波のレベルよ
り大きい場合、Ｈレベルがドライバ１２に出力され、増
幅器６で増幅された負荷５にかかっている電圧に対応す
る電圧と、電圧Ｖ_refとの差が、ＯＳＣ７より供給され
た三角波のレベル以下である場合、Ｌレベルがドライバ
１２に出力される。

【００２６】ドライバ１２において、コンパレータ１１
から出力されたＨレベルまたはＬレベルに対応して、Ｆ
ＥＴ１３をドライブするのに充分なレベルを有するドラ
イブパルスがＦＥＴ１３のゲートに印加され、ＦＥＴ１
３がＯＮ／ＯＦＦされる。

【００２７】従って、例えば図２（ａ）に示す、区間Ｔ
₁における場合のように、増幅器６の反転入力端子（点
Ａ）に入力された、抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された、
負荷５に印加されている電圧が、その非反転入力端子に
印加されている電圧Ｖ_refより高い電圧である場合、即
ち負荷５に印加されている電圧が、負荷５の定格電圧よ
り高い電圧である場合、増幅器６で増幅された負荷５の
定格電圧に対する負荷５に印加されている電圧の誤差
（増幅器６で反転増幅された、負荷５の定格電圧と、負
荷５に印加されている電圧との差分）（点Ｂにおける電
圧）が、ＯＳＣ７より供給された、通常モードの周波数
を有する三角波のレベル（点Ｃにおける電圧）を越える
区間（幅）が小さく（短く）なる（図２（ｂ））。

【００２８】よって、コンパレータ１１を介してドライ
バ１２（点Ｄ）からは、幅の短いドライブパルス（図２
（ｃ））がＦＥＴ１３のゲートに印加されることにな
る。

【００２９】このようにして、１次コイルＬ₁に電流が
流れる時間が短くなり、２次コイルＬ₂に流れる電流が
減少し、負荷５に印加されている、負荷５の定格電圧よ
り高い電圧が降下する。

【００３０】また、例えば図２（ａ）に示す、区間Ｔ₂
における場合のように、増幅器６の反転入力端子（点
Ａ）に入力された、抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された、
負荷５に印加されている電圧が、その非反転入力端子に
印加されている電圧Ｖ_refより低い電圧である場合、即
ち負荷５に印加されている電圧が、負荷５の定格電圧よ
り低い電圧である場合、増幅器６で増幅された負荷５の
定格電圧に対する負荷５に印加されている電圧の誤差
（増幅器６で反転増幅された、負荷５の定格電圧と、負
荷５に印加されている電圧との差分）（点Ｂにおける電
圧）が、ＯＳＣ７より供給された、通常モードの周波数
を有する三角波のレベル（点Ｃにおける電圧）を越える
区間（幅）が大きく（長く）なる（図２（ｂ））。

【００３１】よって、コンパレータ１１を介してドライ
バ１２（点Ｄ）からは、幅の長いドライブパルス（図２
（ｃ））がＦＥＴ１３のゲートに印加されることにな
る。

【００３２】このようにして、１次コイルＬ₁に電流が
流れる時間が長くなり、２次コイルＬ₂に流れる電流が
増加し、負荷５に印加されている、負荷５の定格電圧よ
り低い電圧が上昇する。

【００３３】以上のように、所定の周期（通常モード時
の周波数）に対するドライブパルスのパルス幅の割合が
制御され、負荷５には、その定格電圧に等しい電圧が印
加される。

【００３４】ところで、負荷５が非常に軽い負荷である
場合（負荷５に供給される電流が小さい場合）、所定の
周期（通常モード時の周波数）に対するドライブパルス
のパルス幅の割合が最小に制御されていても、負荷５
に、その定格電圧より高い電圧が印加されるときがある
（図３）。

【００３５】この場合、増幅器６の反転入力端子（点
Ａ）に入力された、抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された、
負荷５に印加されている電圧が、その非反転入力端子に
印加されている電圧Ｖ_refより、非常に高くなるので
（図３（ａ））、増幅器６で増幅された負荷５の定格電
圧に対する負荷５に印加されている電圧の誤差（増幅器
６で反転増幅された、負荷５の定格電圧と、負荷５に印
加されている電圧との差分）（点Ｂにおける電圧）が、
ＯＳＣ７より供給された、通常モードの周波数を有する
三角波のレベル（点Ｃにおける電圧）を越える区間
（幅）がなくなり（図３（ｂ））、所定の周期（通常モ
ードの周波数）において、ドライバ１２よりドライブパ
ルスが出力されない区間が生じ（図３（ｃ））、装置の
動作が不安定になる。

【００３６】そこで、これを防止するために、カレント
トランス８において、その１次コイルに流れる、トラン
ス４の１次コイルＬ₁に流れる電流に対応する電流が、
その２次コイルから検出され、整流平滑回路９に出力さ
れる。整流平滑回路９において、カレントトランス８の
２次コイルより出力された、トランス４の１次コイルＬ
₁に流れる電流に対応した電流が整流平滑化され、トラ
ンス４の１次コイルＬ₁に流れる電流に対応する電圧が
コンパレータ１０の反転入力端子（点Ｅ）に供給され
る。

【００３７】コンパレータ１０において、その非反転入
力端子に印加されている電圧Ｖ_THと、整流平滑回路９よ
り供給された、トランス４の１次コイルＬ₁に流れる電
流に対応する電圧（点Ｅにおける電圧）が比較される
（図４（ａ））。トランス４の１次コイルＬ₁に流れる
電流に対応する電圧が、電圧Ｖ_TH以下である場合、即ち
トランス４の２次コイルＬ₂に接続された負荷５が軽い
ために、２次コイルＬ₂に流れる電流が小さく、１次コ
イルＬ₁に流れる電流が所定値以下である場合（図４
（ａ）において、Ｔ₃で示す区間）、コンパレータ１０
より、ＨレベルがＯＳＣ（オシレータ）７に供給され
る。

【００３８】ＯＳＣ７において、コンパレータ１０から
Ｈレベルが供給されると、通常モードの周波数より低い
周波数（例えば３０ｋＨｚなど）の、間欠発振防止モー
ドの周波数を有する三角波（間欠発振防止モードの周期
を有する三角波）がコンパレータ１１の反転入力端子
（点Ｃ）に供給される。

【００３９】一方、増幅器６において、電圧Ｖ_refに対
する、抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂とで分圧された、負荷５に印加
されている電圧の誤差（図４（ｂ））、即ち負荷５の定
格電圧に対する負荷５に印加されている電圧の誤差が増
幅され、コンパレータ１１の非反転入力端子（点Ｂ）に
供給される。

【００４０】コンパレータ１１において、増幅器６で増
幅された負荷５の定格電圧に対する負荷５に印加されて
いる電圧の誤差（増幅器６で反転増幅された、負荷５の
定格電圧と、負荷５に印加されている電圧との差分）
と、ＯＳＣ７より供給された、間欠発振防止モードの周
波数（周期）を有する三角波が比較され（図４
（ｃ））、増幅器６で増幅された、負荷５の定格電圧に
対する負荷５に印加されている電圧の誤差（誤差電圧）
（点Ｂにおける電圧）が、ＯＳＣ７より供給された三角
波のレベル（点Ｃにおける電圧）より大きい場合、Ｈレ
ベルがドライバ１２に出力され、誤差電圧（点Ｂにおけ
る電圧）が、ＯＳＣ７より供給された三角波のレベル
（点Ｃにおける電圧）以下である場合、Ｌレベルがドラ
イバ１２に出力される。

【００４１】ドライバ１２において、コンパレータ１１
から出力されたＨレベルまたはＬレベルに対応して、Ｆ
ＥＴ１３をドライブするのに充分なレベルを有するドラ
イブパルスがＦＥＴ１３のゲートに印加され、ＦＥＴ１
３がＯＮ／ＯＦＦされる。

【００４２】従って、負荷５が非常に軽い負荷で、負荷
５に流れる電流が小さく、通常モード時の周波数（周
期）に対するドライブパルスのパルス幅の割合が最小に
制御されていても、負荷５に、その定格電圧より高い電
圧が印加され、ドライバ１２よりドライブパルスが出力
されない区間が生じてしまいそうな場合（図４（ｃ））
には、通常モードの周波数より低い、間欠発振防止モー
ドの周波数、即ち通常モードの周期より長い、間欠発振
防止モードの周期で、ドライブパルス（図４（ｄ））が
ＦＥＴ１３のゲートに印加されることになる。

【００４３】よって、通常モードの周期で、最小パルス
幅のドライブパルス（図３（ｃ））がＦＥＴ１３のゲー
トに印加される場合よりも、１次コイルＬ₁に電流が流
れる時間の周期が長くなり、即ち１次コイルＬ₁に電流
が流れる、相対的な時間が短くなり、２次コイルＬ₂に
流れる電流が減少する。

【００４４】つまり、ドライブパルスの周期をＴ、その
オンパルス幅をｔ_on、コンデンサＣ ₁の両端の電圧を
Ｖ_i、およびトランス４の１次コイルＬ₁のインダクタン
スをＬ₁とすると、トランス４への入力電力（１次コイ
ルＬ₁への入力電力）Ｐ_i、またはトランス４からの出力
電力（２次コイルＬ₂からの出力電力）Ｐ_oは、Ｐ_iまたはＰ_o＝（Ｖ_i ²／（２Ｌ₁））×（ｔ_on ²／Ｔ）となることから、ドライブパルスの周期Ｔが長くなる
と、２次コイルＬ₂からの出力電力Ｐ_o、即ち２次コイル
Ｌ₂からの出力電流または出力電圧が減少する。

【００４５】これにより、軽い負荷５に印加されてい
る、負荷５の定格電圧より高い電圧が降下し、負荷５に
は定格電圧が印加されるようになる。

【００４６】以上のように、負荷５にかかる電圧に対応
して、ドライブパルスの周期に対するパルス幅の割合を
制御するとともに、負荷５の状態に対応して、ドライブ
パルスの周期を制御するようにしたので、負荷５が、例
えば軽い負荷であっても安定した電圧を供給することが
できる。

【００４７】

【発明の効果】請求項１に記載のスイッチング電源によ
れば、スイッチング手段でドライブパルスに対応して、
入力電圧をスイッチングし、電圧変換手段で電圧変換し
て負荷に供給する。一方、負荷にかかる電圧に対応し
て、ドライブパルスの周期に対するパルス幅の割合を制
御するとともに、負荷の状態に対応して、ドライブパル
スの周期を制御する。従って、負荷が、例えば軽い負荷
であっても安定した電圧を供給することができる。

【００４８】請求項２に記載のスイッチング電源によれ
ば、電圧変換手段に流れ込む電流、または電圧変換手段
より出力される電流を検出し、その検出結果に対応し
て、スイッチング手段に供給するドライブパルスの周期
を切り換える。従って、電圧変換手段に接続された負荷
の状態を容易に検出することができるとともに、装置を
安定に動作させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源を応用した他励式フ
ライバック型スイッチング電源の一実施例の構成を示す
ブロック図である。

【図２】図１の実施例の、通常モード時の動作を説明す
るための波形図である。

【図３】図１の実施例のドライバ１２より出力されるド
ライブパルスが間欠した状態を説明するための波形図で
ある。

【図４】図１の実施例の、間欠発振防止モード時の動作
を説明するための波形図である。

【符号の説明】

１交流電源２ラインフィルタ３整流回路４トランス５負荷６増幅器７オシレータ（ＯＳＣ）８カレントトランス９整流平滑回路１０，１１コンパレータ１２ドライバ１３電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ドライブパルスに対応して、入力電圧を
スイッチングするスイッチング手段と、前記スイッチング手段によりスイッチングされた入力電
圧を電圧変換し、負荷に供給する電圧変換手段と、前記電圧変換手段に接続された負荷にかかる電圧に対応
して、前記スイッチング手段に供給するドライブパルス
の周期に対するパルス幅の割合を制御するパルス幅制御
手段と、前記電圧変換手段に接続された負荷の状態に対応して、
前記スイッチング手段に供給するドライブパルスの周期
を制御するパルス周期制御手段とを備えることを特徴と
するスイッチング電源。
【請求項２】前記電圧変換手段に流れ込む電流、また
は前記電圧変換手段より出力される電流を検出する電流
検出手段をさらに備え、前記パルス周期制御手段は、前記電流検出手段の検出結
果に対応して、前記スイッチング手段に供給するドライ
ブパルスの周期を切り換えることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源。