<1.全体構成>
図1に示すように、電力変換システムは、電力変換装置1と、制御装置3とを備えている。電力変換装置1は入力端P1,P2及び出力端Pu,Pv,Pwと接続される。入力端P1,P2には直流電圧が印加される。ここでは入力端P2に印加される電位は入力端P1に印加される電位よりも低い。
図1の例示では、電力変換装置1は3つの出力端Pu,Pv,Pwと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相の電力変換装置1が図1に示されている。しかしながら、電力変換装置1は三相に限らず単相であってもよく、三相以上であってもよい。以下では電力変換装置1が三相である場合を例に採って説明する。
電力変換装置1は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Pu,Pv,Pwへと出力する。より詳細な構造の一例として、電力変換装置1は電圧形インバータであり、スイッチング素子S1〜S6とダイオードD1〜D6とを備えている。スイッチング素子S1〜S6は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子S1〜S3は出力端Pu,Pv,Pwの各々と入力端P1との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子S1〜S3を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードD1〜D3はそれぞれスイッチング素子S1〜S3と並列に接続される。ダイオードD1〜D3の順方向は、入力端P2から入力端P1へと向かう方向である。各スイッチング素子S4〜S6は出力端Pu,Pv,Pwの各々と入力端P2との間に設けられている。以下では各スイッチング素子S4〜S6を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードD4〜D6はそれぞれスイッチング素子S4〜S6と並列に接続される。ダイオードD4〜D6の順方向は、入力端P2から入力端P1へと向かう方向である。
電力変換装置1は、制御装置3によってPWM(パルス幅変調)方式で制御される。スイッチング素子S1〜S6には制御装置3からそれぞれスイッチング信号が与えられる。かかるスイッチング信号により各スイッチング素子S1〜S6が導通する。制御装置3が適切なタイミングでスイッチング素子S1〜S6へとそれぞれスイッチング信号を与えることにより、電力変換装置1は直流電圧を交流電圧に変換する。電力変換装置1は、このスイッチング信号に基づいて、任意の周波数・振幅を有する交流電圧を出力でき、例えば正弦波状の交流電圧、正弦波の上限および下限が制限された交流電圧(過変調)、または、1周期で1パルスを有する交流電圧などを出力できる。本実施の形態では、1パルスを有する交流電圧を出力するための制御技術について述べる。
なお制御装置3の制御によって、スイッチング素子S1,S4は相互に排他的に導通し、スイッチング素子S2,S5は相互に排他的に導通し、スイッチング素子S3,S6は相互に排他的に導通する。これは、入力端P1,P2が短絡してスイッチング素子に大電流が流れることを防止するためである。
電力変換装置1は例えば負荷2を駆動することができる。負荷2は出力端Pu,Pv,Pwに接続される。負荷2は例えばモータであって、電力変換装置1によって印加される交流電圧に応じて回転する。
<2.制御部>
制御装置3は電圧指令生成部31とキャリア生成部32とスイッチング信号生成部33とを備えている。まずこれらの各要素について概説する。
電圧指令生成部31は、電力変換装置1が出力する交流電圧についての電圧指令V*を生成し、これをスイッチング信号生成部33に出力する。図1の例示では、電力変換装置1は三相交流電圧を出力するので、電圧指令V*は3つの相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を含んでいる。
キャリア生成部32は、三角波(例えば二等辺三角波)のキャリアC1を可変のキャリア周期で生成し、これをスイッチング信号生成部33へと与える。
スイッチング信号生成部33は、電圧指令生成部31からの電圧指令V*と、キャリア生成部32からのキャリアC1との比較に基づいて、スイッチング素子S1〜S6へのスイッチング信号を生成する。
またここでは、制御装置3はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ(換言すれば手順)を実行する。上記記憶装置は、例えばROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置3はこれに限らず、制御装置3によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
図2を参照して、電圧指令V*の一例について詳述する。電圧指令V*は所定周期(以下、制御周期と呼ぶ)ごとに一定値を有する。よって電圧指令V*は図2において、階段状に変化している。図2の例示では、いずれも制御周期を有し、かつそれぞれにおいて電圧指令V*が一定である期間(以下「制御期間」と称す)として、期間t10〜t18を示している。図2の例示では、電圧指令V*は期間t10の終期(期間t11の始期)において、値V2(例えば0)から立ち上がって中間値を採り、期間t11の終期(期間t12の始期)において立ち上がって値V1(>中間値>V2)を採る。以下では、値V1,V2をそれぞれ第一値V1および第二値V2とも呼ぶ。
電圧指令V*は、期間t12から期間t13までは第一値V1を採り、期間t13の終期(期間t14の始期)において立ち下がって中間値(これと期間t11における中間値との異同は不問である)を採り、期間t14の終期(期間t15の始期)において立ち下がって第二値V2を採る。電圧指令V*は、期間t15から期間t16までは第二値V2を採り、期間t16の終期(期間t17の始期)において再び第二値V2から立ち上がって中間値(これと期間t11,t14における中間値との異同は不問である)を採り、期間t17の終期(期間t18の始期)において第一値V1へと立ち上がる。その後、電圧指令V*は第1値V1と第2値V2との間を、上述と同様にして中間値をとる期間を設けつつ、変化する。
なお図2の例示では、代表的に一つの電圧指令V*の形状が示されている。実際には電力変換装置1が出力する交流電圧(相電圧)の数の電圧指令V*が存在する。ここでは、三相の交流電圧を出力するので、相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*が存在する。
この電圧指令V*は、例えば補正前電圧指令V**(以下、単に電圧指令V**とも呼ぶ)を補正して生成される。図1の例示では、電圧指令生成部31は電圧指令演算部311と電圧指令補正部312とを有している。電圧指令演算部311は、公知のように、例えば外部から入力される負荷2についての指令(例えば回転速度指令等)に基づいて、電圧指令V**を生成する。電圧指令V**は図2に示すように矩形波であり、最大値V10と最小値V20とを交互に採る。但し電圧指令V**は、電圧指令V*とは異なり、最大値V10と最小値V20との間の中間値を採ることはない。電圧指令V**は、また、制御期間において一定値を採るとは限らない。換言すれば、電圧指令V**が変化するタイミング同士の間隔は制御期間の整数倍とは限らない。
ここでは、簡単のために、第一値V1と最大値V10とは互いに等しく、第二値V2と最小値V20とは互いに等しい。図2の例示では、電圧指令V**は期間t11内の所定の時点(図2の−150°参照)において、最小値V20から立ち上がって最大値V10を採り、期間t14内の所定の時点(図2の30°参照)において、最大値V10から立ち下がって最小値V20を採る。そして電圧指令V**は、再び期間t17内の所定の時点(図2の210°参照)において、最小値V20から立ち上がって最大値V10を採る。
なお図1の例示では、電力変換装置1は三相交流電圧を出力するので、電圧指令V**は3つの相電圧指令Vu**,Vv**,Vw**を含んでいる。
電圧指令補正部312は電圧指令V**を補正して電圧指令V*を生成する。例えば各制御期間において電圧指令V**が変化しないときには、電圧指令V**を補正しない。つまり電圧指令V**の値をそのまま採用して電圧指令V*を生成する。例えば図2では、期間t10,t12〜t13,t15〜t16,t18においては、電圧指令V**が一定値を採っている。よって、これらの制御期間では電圧指令V*は電圧指令V**と一致する。
制御期間において電圧指令V**が変化するときには、電圧指令補正部312はその制御期間における電圧指令V**を、最大値V10と最小値V20との間の中間値に補正して、電圧指令V*を生成する。例えば図2では、期間t11,t14,t17において電圧指令V**は変化している。よって、これらの期間では電圧指令V*には、最大値V10と最小値V20の間の中間値が採用される。中間値の具体的な算出方法については、後に詳述する。以上の動作によって図2に例示する電圧指令V*が生成される。
かかる動作によって、制御期間の始期、終期、その途中であるか否かに拘わらず、スイッチング信号生成部33は制御周期ごとに電圧指令V*を認識することにより、電圧指令補正部312が出力する電圧指令V*を正しく認識することができる。
キャリア生成部32は二等辺三角波のキャリアC1を可変のキャリア周期で生成する(図5も参照)。例えばキャリア生成部32はカウンタ回路を有し、カウンタ回路によるカウンタ値をキャリアC1として出力する。このカウンタ回路は、キャリア周期よりも十分に短い周期を有するクロック信号を入力する。そして、当該クロック信号の入力ごとに、カウンタ値を加算または減算する。例えばカウンタ回路は、クロック信号が入力される度に、カウンタ値に1を加算して更新し続ける。そして、カウンタ値が所定の最大値と一致したときに、あるいは、カウンタ値が最小値と一致してから所定時間が経過したときに、カウンタ回路のカウント処理は加算から減算へと切り替わる。続くクロック信号の入力の度に、カウンタ値から1を減算してカウンタ値を更新し続ける。そして、カウンタ値が最小値と一致したときに、あるいは、カウント処理を切り替えたタイミングから上記の所定時間が経過したときに、カウント処理は再び減算から加算へと切り替わる。以後は同様の動作を繰り返す。これにより、二等辺三角波のキャリアC1が出力される。なおこの動作から明らかなように、キャリアC1は厳密には階段状の形状を有するものの、ここでは、このような形状も含めて三角波と呼んでいる。
またキャリア生成部32は、キャリアC1と電圧指令V*との関係に基づいて、一部の期間においてキャリアC1のキャリア周期を変更する。この点については後に詳述する。
<2−1.キャリア生成部によるキャリアの生成>
<2−1−1.電圧指令V*が立ち下がるときのキャリアの生成>
図3〜図5は、電圧指令V*とキャリアC1とスイッチング信号Sとの一例を示している。ここでは、電圧指令V*がキャリアC1以上であるときに、対応する相の上側スイッチング素子を導通させ、対応する相の下側スイッチング素子を非導通とする。例えばu相の相電圧指令Vu*がキャリアC1以上であるときに、u相の上側スイッチング素子S1を導通させ、u相の下側スイッチング素子を非導通とする。また、各相の電圧指令V*がキャリアC1以下であるときに、対応する相の上側のスイッチング素子を非導通とし、対応する相の下側のスイッチング素子を導通させる。
図3〜図5の例示では、対応する相の上側スイッチング素子のスイッチング信号Sが示されている。対応する相の下側スイッチング素子のスイッチング信号は、スイッチング信号Sを反転することで得られる。
図3〜図5の例示では、電圧指令V*の第一値V1はキャリアC1のピーク値Vc1と等しく、第二値V2はキャリアC1のボトム値Vc2と等しい。また図3,4では、キャリアC1のキャリア周期として一定のキャリア周期T1が採用されており、例えばキャリア周期T1は制御周期の2倍である。例えば制御周期は、キャリアC1がピーク値Vc1と採る時点と、ボトム値Vc2を採る時点との間の期間となる。
図3を参照して、電圧指令V*が第一値V1を採る制御期間では、電圧指令V*がキャリアC1以上であるので、スイッチング信号Sが活性する。よってこの期間では、上側スイッチング素子が導通する。
電圧指令V*が第一値V1を採る期間t21の次の期間t22において、電圧指令V*は中間値を採っている。またこの期間t22では、キャリアC1は時間の経過と共に単調に増加している。よってこのとき、電圧指令V*が第一値V1から中間値へと更新する更新タイミングt2(これは期間t21,t22の境界である)の後、最初にキャリアC1が当該中間値を採る時点において、キャリアC1の時間に対する変化率は正である。ここでは、電圧指令V*が低減して中間値を採る期間t22にわたって、キャリアC1の時間に対する変化率が正である。
この場合、期間t22の初期(更新タイミングt2の直後、以下、同様)では、電圧指令V*がキャリアC1よりも大きい。したがって、期間t21,t22の境界の前後(更新タイミングt2の前後、以下同様)において、電圧指令V*はキャリアC1以上であり続ける。よって、スイッチング信号Sは期間t21,t22の境界の前後で活性を維持する。したがって、上側スイッチング素子は期間t21,t22の境界の前後で導通を維持する。そして、キャリアC1が電圧指令V*(中間値)と一致する時点以降では、電圧指令V*がキャリアC1の値以下となるので、スイッチング信号Sは非活性となる。これにより、上側スイッチング素子が導通から非導通へと切り替わる。
図4の例示でも、電圧指令V*が第一値V1を採る期間t21の次の期間t22において、電圧指令V*は中間値を採っている。しかるに図4の例示では、期間t22においてキャリアC1は時間の経過と共に単調に低減する。言い換えれば、更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点におけるキャリアC1の変化率は負である。ここでは、電圧指令V*が低減して中間値を採る期間t22にわたって、キャリアC1の時間に対する変化率が負である。
この場合、期間t22の初期において、電圧指令V*はキャリアC1の値よりも小さい。したがって、期間t22の初期においてスイッチング信号Sが非活性となる。よって期間t21,t22の境界の前後で、上側スイッチング素子は導通から非導通へと切り替わる。また期間t22のうち、キャリアC1が電圧指令V*(中間値)と一致する時点以降では、スイッチング信号Sは活性となる。よって、上側スイッチング素子は再び導通へと切り替わる。期間t22の終期において電圧指令V*は第二値V2へと立ち下がるので、期間t22の後においてスイッチング信号Sは非活性となる。よって、上側スイッチング素子が再び非導通へと切り替わる。
以上のように、図3の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は1回切り替わるのに対して、図4の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は3回切り替わる。スイッチ状態が切り替わる度に、スイッチング損失が生じるので、スイッチング回数は少ないことが望ましい。
そこでキャリア生成部32は、電圧指令V*が低下する更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点におけるキャリアC1の変化率の極性を、更新タイミングt2よりも前の予測タイミングt1において予測する。言い換えれば、期間t22におけるキャリアC1の増大/低減の別を、予測タイミングt1において予測するのである。
期間t22においてキャリアC1が低減することを、予測タイミングt1にて予測したときに、キャリア生成部32は、次のようにキャリアC1を生成する。即ち、図5に例示するように、例えば予測タイミングt1より後であって更新タイミングt2よりも前の一のキャリア周期を変更する。これにより、更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点においてキャリアC1の変化率が正となるように、キャリアC1を生成する。
例えば図4において期間t22の前のキャリア単位部C11のキャリア周期を、図5に示すように、キャリア周期T1の1.5倍に変更する。ここでいうキャリア単位部とは、キャリアC1のうち、キャリア周期を単位とした部分であり、時間の経過と共に増大する増大傾斜部と、この増大傾斜部と連続して時間の経過と共に低減する低減傾斜部との一組を指す。例えば一つの山状の形状を有する部分、または、一つの谷状の形状を有する部分を、キャリア単位部として把握する。以下では一例として、一つの山状の形状を有する部分がキャリア単位部として把握される。
図5の例示では、キャリア単位部C11のキャリア周期T2は、他のキャリア単位部のキャリア周期T1の1.5倍である。これにより、キャリア単位部C11以降のキャリアC1の位相を、図3,4のキャリアC1から180°ずらすことができる。したがって、キャリアC1は、図5に示すように、期間t22において増大することとなる。
これにより、図3を参照した説明と同様に、期間t21,t22の境界の前後でスイッチング信号Sが活性を維持する。
ただし、図5の例示では、キャリア単位部C11のキャリア周期を増大させるために、キャリア単位部C11の振幅を増大させている。この場合、図5に示すように、電圧指令V*をも同じ増大率以上で増大する必要がある。もし、このピーク値の増大に伴って、電圧指令V*とキャリア単位部C11との大小関係が変わると、スイッチング信号Sの活性/非活性の状態が変わるからである。よって図5では、電圧指令V*とキャリア単位部C11の大小関係が変わらないように、キャリア単位部C11と比較される電圧指令V*を、増大後のキャリア単位部C11のピーク値Vc1以上の値に更新しているのである。図5ではキャリア単位部C11のキャリア周期T2がキャリア周期T1の1.5倍となったことに対応して、キャリア単位部C11において電圧指令V*が値1.5Vc1を採る場合が例示されている。
以上のように、電圧指令V*が第一値V1を採る期間では、スイッチング信号Sが活性を維持すると共に、期間t21,t22の境界の前後でもスイッチング信号Sが活性を維持する。したがって、スイッチング回数を低減できる。
しかも本実施の形態によれば、スイッチング回数の低減のために、複数種類のキャリアを予め生成する必要がない。複数種類のキャリアを予め生成する態様としては、例えば2つのカウンタ回路を用いて、単調増加する鋸歯状のキャリアと、単調減少する鋸歯状のキャリアとをそれぞれ生成し、各期間において、そのいずれかを適宜に選択する態様が考えられる。しかるに、本実施の形態では、複数のカウンタ回路を必要としないので、キャリア生成部32の構成を簡易にできる。
なお図5の例示では、キャリア単位部C11の振幅を増大させることでキャリア周期を増大させている。これは、例えばカウンタ回路において、加算から減算へと切り替えるときの基準値(カウンタ値についての最大値または経過時間についての基準値)を増大することで、実現できる。
もちろん、キャリアC1の変化率(傾斜の程度)を低減することで、キャリア周期を増大させてもよい。しかしながら、キャリアC1の変化率を低減するには、カウンタ回路に入力するクロック信号のクロック周期を長くする必要がある。このようなクロック周期の変更は、分周回路などを用いる必要がある。一方で、基準値の変更は電圧値等を変更すればよいので簡単である。よって、キャリア単位部C11のピーク値を変更する方が、キャリア周期を変更しやすい。
また本実施の形態では、第一値V1はピーク値Vc1と等しいとして説明したが、第一値V1はキャリアC1のピーク値Vc1よりも大きくてもよい。この場合であっても、電圧指令V*が第一値V1を採る期間では、電圧指令V*がキャリアC1以上であるので、この期間においてスイッチング信号Sが活性するからである。同様に、第二値V2はキャリアC1のボトム値Vc2よりも小さくてもよい。
また本実施の形態では、キャリア生成部32は、予測タイミングt1の後の一部の期間においてキャリア周期を変更する。よって、予測タイミングt1と更新タイミングt2との間には、キャリア周期の変更に十分な時間が必要となる。例えば図5では、一つのキャリア単位部C11のキャリア周期をキャリア周期T1の1.5倍に変更する。よって、予測タイミングt1は、3制御周期(キャリア周期T1の1.5倍)と予測に要する時間との和以上の分、更新タイミングt2よりも前である。予測に要する時間は制御周期よりも短いと仮定すると、予測タイミングt1は更新タイミングt2よりも少なくとも4制御周期前のタイミングである。
以下、制御装置3の具体的な動作の一例について詳述する。キャリア生成部32は、例えば制御周期ごとに、m制御周期後(m≧4)の制御期間(以下、予測制御期間と称す:図3〜5においてはm=4とした)が、電圧指令V*が低下して中間値を採る制御期間(以下、電圧低下制御期間と称す)か否かを予測する(図3、図4では予測制御期間が期間t22である場合が例示され、期間t22が電圧低下制御期間に相当する場合が例示される)。
この予測は例えば電圧指令V**の位相(以下、電圧位相指令と呼ぶ)δ*(0°≦δ*<360°)に基づいて行なうことができる。図2を参照して、矩形波の電圧指令V**の立ち上がり時点での電圧位相指令δ*を例えば210°とし、電圧指令V**の立ち下がり時点での電圧位相指令δ*を例えば30°と設定する。このとき、電圧位相指令δ*が30°となる時点を含む期間t14において、電圧指令V*が中間値を採る。よって、電圧位相指令δ*が30°となる時点を含む期間t14が、図3〜5の期間t22に相当する。したがって、キャリア生成部32は、予測制御期間において電圧位相指令δ*が30°となる時点を含むか否かを判別することで、予測制御期間が電圧低下制御期間に相当するか否かを予測できる。
そこで、キャリア生成部32が現在の電圧指令V**の位相δ*を入力する。そして、予測制御期間での電圧位相指令δ[n+m]*を算出する。例えば電圧位相指令δ*としては、各制御期間の中央時点に対応する電圧位相を採用する。予測タイミングt1を始期とする期間における電圧位相指令δ[n]*(図3〜5)は、電圧指令演算部311が電圧指令V**を生成する際に生成されている。電圧位相指令δ[n+k]*(k=1,2,3…)は、電圧位相指令δ[n]*に対して、k制御周期分の位相(=k・Δδ)を加算することで求めることができる。1制御周期ttは予め決められた時間であるので、1制御周期分の位相Δδは、電圧指令V**の周期TTを得ることで、求めることができる(Δδ=360・tt/TT)。この電圧指令V**の周期は例えば1周期前の電圧指令V**の周期を計時し、これを採用すればよい。なお、位相Δδは、例えば直前の2制御周期の電圧位相指令δ[n−2],δ[n−1]の差分を採用してもよく、あるいは、負荷2が同期電動機である場合には、電動機の回転速度に基づいて公知のように算出しても良い。
そして、電圧位相指令δ[n+m]*が以下の式(1)を満足するときに、予測制御期間が電圧低下制御期間に相当する、と予測する。つまり、式(1)を満足する場合には、電圧位相指令δ[n+m]*が30°となる時点が、予測制御期間に含まれるので、当該予測制御期間が電圧低下制御期間に相当する、と予測するのである。
30°−Δδ<δ[n+m]*<30°+Δδ ・・・(1)
予測制御期間が電圧低下制御期間に相当すると予測したときには、キャリア生成部32は、予測制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別を推定する。偶数分の制御周期後の制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別は、現在の制御期間(予測タイミングt1を始期として有する制御期間)におけるキャリアC1の増大/低減の別と同じであり、奇数分の制御周期後の制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別は、現在の制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別と反対である。したがって、予測制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別は、現在の制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別と、mの偶奇の別に基づいて予測できる。
そして、電圧低下制御期間(図3〜図5では期間t22として図示)においてキャリアC1が増大すると予測されるときには、図3に示すように、キャリア周期T1を維持してキャリアC1を生成する。一方で、電圧低下制御期間においてキャリアC1が低減すると予測されるときには、キャリア生成部32は、キャリア単位部C11のキャリア周期をキャリア周期T1の1.5倍として、キャリアC1を生成する。またキャリア生成部32は、キャリア単位部C11よりも後には、再びキャリア周期をキャリア周期T1に戻す。これにより、図5に示すように、期間t22においてキャリアC1を増大させることができる。
なおここでは、キャリア周期T1が制御周期の2倍として説明した。しかしながら、更新タイミングt2の前後においてスイッチング信号の状態を維持するために、制御周期がキャリア周期T1の2倍である必要はない。要するに、(i)更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点において、キャリアC1の変化率が負であることを、予測タイミングt1で予測したときに、(ii)更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点において、キャリアC1の変化率が正となるように、予測タイミングt1の後の一部の期間において、キャリア周期を変更し、(iii)キャリア周期が変更された期間において、電圧指令V*とキャリアC1との大小関係を維持するように電圧指令V*を決定すればよいのである。
<2−1−2.電圧指令V*が立ち上がるときのキャリアの生成>
図6〜図8は、電圧指令V*とキャリアC1とスイッチング信号Sとの一例を示している。図6を参照して、電圧指令V*が第二値V2を採る期間では、電圧指令V*がキャリアC1以下であるので、スイッチング信号Sが非活性する。よってこの期間では、上側スイッチング素子が非導通する。
図6の例示では、電圧指令V*が第二値V2を採る期間t31の次の期間t32において、電圧指令V*が中間値を採っている。また、この期間t32では、キャリアC1は時間の経過と共に単調に低減している。よってこのとき、電圧指令V*が第二値V2から中間値へと更新する更新タイミングt4の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点において、キャリアC1の変化率が負である。ここでは、電圧指令V*が増大して中間値を採る期間t32にわたって、キャリアC1の時間に対する変化率が負である。
この場合、期間t32の初期(更新タイミングt4の直後、以下、同様)では、電圧指令V*がキャリアC1よりも小さい。したがって、期間t31,t32の境界の前後(更新タイミングt4の前後、以下、同様)において、電圧指令V*はキャリアC1以下であり続ける。よって、スイッチング信号Sは期間t31,t32の境界の前後で非活性を維持する。したがって、上側スイッチング素子は期間t31,t32の境界の前後で非導通を維持する。そして、キャリアC1が電圧指令V*(中間値)と一致する時点以降では、スイッチング信号Sは活性となる。これにより、上側スイッチング素子が非導通から導通へと切り替わる。
図7の例示でも、電圧指令V*が第二値V2を採る期間t31の次の期間t32において、電圧指令V*は中間値を採っている。しかるに図7の例示では、期間t32においてキャリアC1が時間の経過と共に単調に増大する。言い換えれば、更新タイミングt4の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点においてキャリアC1の変化率が正となる。ここでは、電圧指令V*が増大して中間値を採る期間t32にわたって、キャリアC1の時間に対する変化率が正である。
この場合、期間t32の初期において、電圧指令V*はキャリアC1よりも大きい。したがって、期間t32の初期においてスイッチング信号Sが活性となる。よって、期間t31,t32の境界の前後で、上側スイッチング素子は非導通から導通へと切り替わる。また期間t32のうち、キャリアC1が電圧指令V*(中間値)と一致する時点以降では、スイッチング信号Sは非活性となる。よって、上側スイッチング素子は再び非導通へと切り替わる。期間t32の終期において電圧指令V*は第一値V1へと立ち上がるので、期間t32よりも後においてスイッチング信号Sは活性となる。よって、上側スイッチング素子が再び導通へと切り替わる。
以上のように図6の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は1回切り替わるのに対して、図7の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は3回切り替わる。
そこでキャリア生成部32は、電圧指令V*が増大する更新タイミングt4の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点における変化率の極性を、更新タイミングt4よりも前の予測タイミングt3において予測する。言い換えれば、期間t32におけるキャリアC1の増大/低減の別を、予測タイミングt3において予測する。
そして、当該時点における変化率が正であると予測したときに、図8に示すように、例えば、予測タイミングt3の後の一のキャリア周期を変更することで、当該時点における変化率が負となるように、キャリアC1を生成する。例えば図7において期間t32の直前のキャリア単位部C21のキャリア周期を、図8に示すように、キャリア周期T1の1.5倍に変更する。図8の例示でも、図5のキャリア単位部C11と同様に、キャリア単位部C21の振幅(例えばピーク値)を増大させることで、キャリア単位部C21のキャリア周期を増大させている。
図7において、キャリア単位部C21は期間t31において低減し、期間t32において増大するところ、キャリア周期が1.5倍に変更されることにより、図8に示すように、キャリア単位部C21は期間t32に渡って低減することになる。これにより、期間t32の始期において電圧指令V*がキャリアC1を下回る。よって期間t32の始期においてスイッチング信号Sは非活性を維持し、期間t31,t32の境界の前後において上側スイッチング素子が非導通を維持する。
これにより、スイッチング回数を低減したスイッチング信号を生成できる。しかも、複数種類のキャリアを生成する場合に比して、キャリア生成部32の構成を簡易にできる。
なお図7,8の例示では、期間t32の直前のキャリア単位部C21のキャリア周期を増大している。よって、予測タイミングt3は、2制御周期(キャリア単位部C21)と予測に要する時間との和以上の分、更新タイミングt4よりも前であればよい。図7の例示では、予測タイミングt3は、更新タイミングt4よりも3制御周期前のタイミングである。
以下、制御装置3の具体的な動作の一例について詳述する。まずキャリア生成部32は、制御周期ごとに、n1(n1≧3)制御周期後の予測制御期間が、電圧指令V*が増大して中間値を採る期間(以下、電圧増大制御期間と称す)に相当するか否かを予測する。図6〜8は、予測制御期間および電圧増大制御期間が期間t32に相当する場合を例示する。この予測は、n1制御周期後の予測制御期間が、電圧低下制御期間に相当するか否かの予測と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
n1制御周期後の予測制御期間が電圧増大制御期間に相当すると予測されるときには、n制御周期後の予測制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別を予測する。n1制御周期後の予測制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別は、現在の制御期間におけるキャリアC1の増大/低減の別と、n1の偶奇に基づいて予測できる。
そして、電圧増大制御期間においてキャリアC1が低減すると予測したときには、図6に示すように、キャリア周期T1を維持してキャリアC1を生成する。一方で、電圧増大制御期間においてキャリアC1が増大すると予測したときには、キャリア生成部32は、予測タイミングt3の後のキャリア単位部C21のキャリア周期をキャリア周期T1の1.5倍に変更して、キャリアC1を生成する。これにより、図8に示すように、電圧増大制御期間においてキャリアC1を低減させることができる。
これにより、スイッチング回数を低減できる。なお本実施の形態では、要するに、(i)更新タイミングt4の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点において、キャリアC1の変化率が正であることを、予測タイミングt3で予測したときに、(ii)更新タイミングt4の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点において、キャリアC1の変化率が負となるように、予測タイミングt3の後の一部の期間において、キャリア周期を変更し、(iii)キャリア周期が変更された期間において、電圧指令V*とキャリアC1との大小関係を維持するように電圧指令V*を決定すればよいのである。
<2−2.予測タイミング>
上述の例では、期間t22におけるキャリアC1を決定するために、少なくとも4制御周期先の期間を予測し、また期間t32におけるキャリアC1を決定するために、少なくとも3制御周期先の期間を予測している。よって、常に少なくとも4制御周期先の期間が期間t22に相当するか否か、および、期間t32に相当するか否かを予測することで、期間t22,t32の両方に対応してキャリアC1を生成することができる。
<2−3.キャリア単位部の振幅の変更>
<2−3−1.キャリア単位部のボトム値の変更>
上述した例では、キャリア単位部のピーク値を増大することで、キャリア単位部の振幅を増大させ、ひいてはキャリア周期を増大させていた。しかるに、キャリア単位部のボトム値を低減させることで、キャリア単位部の振幅を増大させて、キャリア周期を増大させてもよい。この場合、キャリア単位部は谷状の形状を有する。
<2−3−2.キャリア単位部の振幅の低減>
上述した例では、キャリア単位部のキャリア周期を増大させている。しかるに、キャリア単位部の周期を低減させてもよい。
例えば図4に示す予測タイミングt1において、期間t22におけるキャリアC1の変化率が負であることを予測したときに、キャリア生成部32は、予測タイミングt1の後の一部の期間におけるキャリア周期を、例えば図9に示すように低減させてもよい。より詳細には、図4におけるキャリア単位部C12(期間t21,t22の一組におけるキャリア単位部)のキャリア周期を、図9に示すようにキャリア周期T1の2分の1に変更する。これにより、期間t22においてキャリアC1を増大させることができる。
しかもこの場合、予測タイミングt1をより更新タイミングt2に近づけても、キャリア周期の変更を間に合わせることができる。より詳細には、図4,9において、更新タイミングt2よりも2制御周期前の予測タイミングt1’を採用できる。
予測タイミングを更新タイミングへと近づけることは、次で説明するように好ましい。電圧指令V*の周期は、負荷2の回転速度を変えるべく、変更される場合がある。そしてもし、予測タイミングと更新タイミングとの間のタイミングで、電圧指令V*の立ち上がり(または立ち下がりタイミング)が早まると、キャリア周期の変更が期間t22或いは期間t32までに間に合わない場合がある。例えば図9において、電圧指令V*の立ち下がりが早まって期間t21において電圧指令V*が中間値を採ることになれば、適切にキャリアC1を生成できない。よって、このような事態を回避すべく、予測タイミングと更新タイミングとの間の時間は短いほうが望ましいのである。
したがって、予測タイミングを更新タイミングに近づけるという点では、キャリア周期を増大させるよりも、低減させることが望ましい。
また本実施の形態では、制御周期がキャリア周期T1の半周期であり、キャリアC1がピーク値またはボトム値を採る時点が、制御周期同士の境界である。キャリア単位部C12のキャリア周期を、キャリア周期T1の2分の1に変更した場合には、キャリア周期T1を1.5倍に変更する場合(図8)とは異なって、制御周期の境界は、キャリアC1がピーク値またはボトム値を採る時点を維持する。より詳細には、図8を参照して、キャリア単位部C21に対応する期間において、制御周期同士の境界が、キャリア単位部C12のピークでもボトムでもない値に対応している。一方で、図9を参照して、キャリア単位部C12に対応する期間において、制御周期同士の境界が、キャリア単位部C12のボトム値に対応している。
さて、制御周期同士の境界が、キャリアC1がピーク値またはボトム値を採る時点と一致することを前提として、制御周期ごとの電圧指令V*を演算する電圧指令生成部31が公知である。上述のように、キャリア周期T1を2分の1に変更する場合には、制御周期同士の境界が、キャリアC1がピーク値またはボトム値を採る時点に一致するので、このような公知の電圧指令生成部31をそのまま使用することができる。これは、演算負荷の低減に繋がる。
また制御指令V**の演算のために、負荷2の諸量(例えば負荷2を流れる電流)を検出(サンプリング)する場合において、制御周期(サンプリング周期)が一定であることは、制御の安定性向上に資する。
<2−4.キャリア周期の変更対象>
上述の例では、一つのキャリア単位部のみのキャリア周期を変更した。しかるに、必ずしも、一つのキャリア単位部のキャリア周期を変更する必要はなく、複数のキャリア単位部のキャリア周期を変更してもよい。
例えば図10に示すように、連続する2つのキャリア単位部C11,C13のキャリア周期を、それぞれキャリア周期T1の1.25倍に変更して、キャリアC1を生成しても良い。これによっても、キャリア単位部C11,C13の後のキャリアC1の位相を180°ずらすことができる。よって期間t22においてキャリアC1が増大する。
より一般的に説明すると、N個のキャリア単位部のキャリア周期をそれぞれキャリア周期T1の(N+0.5)/N倍に変更すればよい。ただし、この場合、少なくとも(2・N+2)制御周期先の期間が期間t22(或いは期間t32)に相当するか否か、および、キャリアC1の増大/低減の別を予測する必要がある。図10の例示では、更新タイミングt2よりも6(=2・2+2)制御周期前である。
また図10に示すように、N個のキャリア単位部のピーク値を増大させる場合、電圧指令生成部31は、N個のキャリア単位部に相当する電圧指令V*が、キャリア単位部の増大後のピーク値以上となるように決定する。
さて、キャリア周期の変更対象となるキャリア単位部の個数を増大させると、上述のように、予測タイミングを早める必要がある。よって、予測タイミングを更新タイミングに近づけるという点では、キャリア周期の変更対象は一つのみのキャリア単位部であることが望ましい。
<3.演算周期>
上述の例では、制御周期ごとに予測を行っているものの、これに限らない。例えば制御周期の2倍(以下、演算周期と呼ぶ)ごとに、予測を行なってもよい。一例について説明する。
このとき電圧位相指令δ*は、図11に例示するように、演算周期ごとの期間の中央の時点における電圧位相が採用される。また図11では、演算周期ごとの期間において、キャリアC1が山状の形状を有する。そして図11に示すように、電圧位相が30°になる時点がある演算期間(演算周期ごとの期間)の前半部分に含まれるときには、更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点におけるキャリアC1の変化率が正になる。よってスイッチング回数は少ない。
他方、図12に示すように、電圧位相が30°になる時点が当該演算期間の後半部分に含まれるときには、更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点におけるキャリアC1の変化率が負になる。
そこで、更新タイミングt2の後、最初にキャリアC1が中間値を採る時点におけるキャリアC1の変化率の極性を予測すべく、電圧位相が30°となる時点が、演算期間の前半部分に含まれるのか、後半部分に含まれるのかを予測する。この予測は、演算期間ごとの電圧位相指令δ*に基づいて行なうことができる。ここでは、2演算周期先の演算期間における電圧位相指令δ[n+2]*を用いる。より詳細に、1演算周期分の位相Δδ1を導入すると、電圧位相指令δ[n+2]*が30°よりも大きく、(30°+Δδ1/2)よりも小さいときに、電圧位相が30°となる時点が2演算周期先の演算期間の前半部分に含まれると予測でき、電圧位相指令δ[n+2]*が(30°−Δδ1/2)よりも大きく、30°よりも小さいときに、電圧位相が30°になる時点が2演算周期先の演算期間の後半部分に含まれると予測できる。
そして、電圧位相指令δ[n+2]*が(30°−Δδ1/2)よりも大きく、30°よりも小さいときに、図13に示すように、キャリア生成部32は、例えばキャリア単位部C11のキャリア周期を1.5倍に変更する。
<4.電圧指令V*の具体的な生成方法の一例>
ここでは、参考として、電圧指令V*の中間値Vmidの具体的な算出方法について述べる。例えば電圧指令V**は矩形波であって、図2に示すように電圧位相30°で立ち下がり、電圧位相210°で立ち上がる。図14は電圧指令V*と電圧指令V**との一例を拡大して示している。ここでは、電圧指令補正部312は、制御周期ごとに電圧指令V**の補正を行なって電圧指令V*を算出する。図14では、電圧指令V**が立ち下がる部分の近傍が示されている。
図14では、制御周期ごとの期間のうち一つの期間Tにおいて、電圧位相が30°となる時点が含まれている。また図14では、期間Tの中央の時点と、電圧位相が30°となる時点との間の期間が期間Tv1で示されている。
電圧指令補正部312は、電圧指令V**の振幅(V10-V20)と、中間値Vmidおよび最小値V20の差(Vmid-V20)との比が、期間Tと、電圧指令V**が最大値V10を採る期間(図11では(T/2+Tv1))との比が互いに等しくなるように、中間値Vmidを算出する。よって中間値Vmidは以下の式で表される。
Vmid=V20+(V10−V20)・(T/2+Tv1)/T ・・・(2)
図14では、期間Tの中央の時点における電圧位相指令δ[n]*が30°よりも小さい。このとき回転速度が略一定であると仮定すると、幾何学的に次式を満足する。
δ[n]*−δ[n-1]*:30°-δ[n]*=T:Tv1 ・・・(3)
式(3)を用いて期間Tv1を求めると、以下の式が導かれる。
Tv1=T・(30°-δ[n]*)/(δ[n]*-δ[n-1]*) ・・・(4)
式(4)を式(2)に代入すると以下の式が導かれる。
Vmid=V20+(V10-V20)・{1/2+(30°-δ[n]*)/(δ[n]*-δ[n-1]*)} ・・・(5)
最大値V10および最小値V20は予め設定され、電圧位相指令δ[n]*,δ[n−1]*は、電圧指令演算部311によって算出される。電圧指令補正部312は式(5)に基づいて中間値Vmidを算出する。
図15では、期間Tにおいて電圧位相が30°となる時点が含まれており、また電圧位相指令δ[n]*が30°よりも大きい。この場合、電圧指令V**が最大値V10を採る期間は(T/2−Tv1)で表される。よって式(2)は以下の式に変形される。
Vmid=V20+(V10−V20)・(T/2−Tv1)/T ・・・(6)
また、図12において回転速度が略一定であると仮定すると、幾何学的に次式を満足する。
δ[n]*−δ[n-1]*:δ[n]*-30°=T:Tv1 ・・・(7)
式(7)を用いて期間Tv1を求めると、以下の式が導かれる。
Tv1=T・(δ[n]*-30°)/(δ[n]*-δ[n-1]*) ・・・(8)
式(8)を式(6)に代入すると以下の式が導かれる。
Vmid=V20+(V10-V20)・{1/2-(δ[n]*-30°)/(δ[n]*-δ[n-1]*)} ・・・(9)
式(9)と式(5)とは同じ式となる。したがって、この場合にも、電圧指令補正部312は式(5)に基づいて中間値Vmidを算出すればよい。
またこの例では、制御周期ごとの期間における電圧位相指令δ*を用いているものの、制御周期の2倍の期間(演算周期)における電圧位相指令δ*を用いてもよい。この場合、電圧位相指令δ[n]*,δ[n−1]*の差が、制御周期の2倍に相当することに注意すれば、同様に2制御周期分それぞれの電圧指令V*を算出することができる。
なお、電圧指令V*は電圧位相30°で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。
上記の種々の実施の形態は、互いの機能を損なわない限り、適宜に組み合わせることができる。