JPH09266676A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH09266676A JPH09266676A JP7352396A JP7352396A JPH09266676A JP H09266676 A JPH09266676 A JP H09266676A JP 7352396 A JP7352396 A JP 7352396A JP 7352396 A JP7352396 A JP 7352396A JP H09266676 A JPH09266676 A JP H09266676A
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- signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流電源を入力源とするＡＣ−ＤＣコンバー
タに関するものであり、コンバータの出力電圧を必要以
上に高く設定することなく安定な動作を得ることを目的
とする。 【解決手段】 入力交流電圧を受電し整流電圧を出力す
る全波整流回路３と、その整流電圧を受電するチョーク
コイル４とスイッチング手段５とダイオード６とから構
成される昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力電圧
を平滑して負荷回路８に供給する平滑コンデンサ７と、
前記昇圧コンバータへの入力電流のピーク値を制限する
第１の制御回路１７と、昇圧コンバータの出力電圧を制
御するための第２の制御回路１３を設け、これらによっ
てスイッチング手段５をオンオフする駆動回路１２を駆
動し、昇圧コンバータの出力電圧を必要以上に高く設定
しなくとも安定な動作を得ることができるようにするも
のである。
タに関するものであり、コンバータの出力電圧を必要以
上に高く設定することなく安定な動作を得ることを目的
とする。 【解決手段】 入力交流電圧を受電し整流電圧を出力す
る全波整流回路３と、その整流電圧を受電するチョーク
コイル４とスイッチング手段５とダイオード６とから構
成される昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力電圧
を平滑して負荷回路８に供給する平滑コンデンサ７と、
前記昇圧コンバータへの入力電流のピーク値を制限する
第１の制御回路１７と、昇圧コンバータの出力電圧を制
御するための第２の制御回路１３を設け、これらによっ
てスイッチング手段５をオンオフする駆動回路１２を駆
動し、昇圧コンバータの出力電圧を必要以上に高く設定
しなくとも安定な動作を得ることができるようにするも
のである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電源、特に商用
交流電源を入力源とし、例えばスイッチング電源装置の
入力回路に設けられ、高力率に直流電圧を供給するＡＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
交流電源を入力源とし、例えばスイッチング電源装置の
入力回路に設けられ、高力率に直流電圧を供給するＡＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のＡＣ−ＤＣコンバータについて図
５、図６により説明する。
５、図６により説明する。
【０００３】図５は従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路
構成図を示すものであり、図６は動作波形図である。同
図によると、１は入力交流電源、２は入力フィルタ、３
は全波整流回路、４はチョークコイル、５はスイッチン
グ手段、６はダイオードであり、チョークコイル４とス
イッチング手段５とダイオード６とで昇圧コンバータを
構成する。７は平滑コンデンサであり、負荷回路８へ昇
圧コンバータの出力電圧を平滑して供給する。９はスイ
ッチング手段５の電流を検出し電流信号Ｖｃを出力する
電流検出回路、１０は平滑コンデンサ７の電圧を検出
し、基準電圧と比較して電圧誤差信号Ｖｅを出力する電
圧検出回路、１１は電流信号Ｖｃと電圧誤差信号Ｖｅと
を受電して、スイッチング手段５のオンオフを制御する
ための信号１を出力する信号回路、１６は信号１を受電
しスイッチング手段５を駆動する所定のパルスを出力す
る駆動回路である。
構成図を示すものであり、図６は動作波形図である。同
図によると、１は入力交流電源、２は入力フィルタ、３
は全波整流回路、４はチョークコイル、５はスイッチン
グ手段、６はダイオードであり、チョークコイル４とス
イッチング手段５とダイオード６とで昇圧コンバータを
構成する。７は平滑コンデンサであり、負荷回路８へ昇
圧コンバータの出力電圧を平滑して供給する。９はスイ
ッチング手段５の電流を検出し電流信号Ｖｃを出力する
電流検出回路、１０は平滑コンデンサ７の電圧を検出
し、基準電圧と比較して電圧誤差信号Ｖｅを出力する電
圧検出回路、１１は電流信号Ｖｃと電圧誤差信号Ｖｅと
を受電して、スイッチング手段５のオンオフを制御する
ための信号１を出力する信号回路、１６は信号１を受電
しスイッチング手段５を駆動する所定のパルスを出力す
る駆動回路である。
【０００４】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、図６を用いてその動作を説明する。入力
交流電圧は全波整流回路３によって全波整流され、この
整流電圧Ｅｉ（図６（ａ））のチョークコイル４への励
磁およびダイオード６を介し、スイッチング手段５のオ
ンオフにより平滑コンデンサ７への励磁エネルギーの放
出が行われる。電圧検出回路１０は入力交流電圧の周波
数以下の遅い応答特性を有し、平滑コンデンサ７の電圧
を検出して電圧誤差信号Ｖｅを出力する。電圧誤差信号
Ｖｅは、図６（ｂ）に示すような直流電圧であり、ＡＣ
−ＤＣコンバータの入出力条件によって出力電圧が上昇
するとその電位が低下し、逆に出力電圧が低下するとそ
の電位が上昇するような動作をする。電流検出回路９か
らはスイッチング手段５の電流波形に従った電流信号Ｖ
ｃ（図６（ｂ））が出力される。信号回路１１は、整流
電圧Ｅｉが０に近く電流信号Ｖｃも小さい時は所定のオ
ンオフ比を有するとともに、整流電圧Ｅｉが高い時は電
流信号Ｖｃが電圧誤差信号Ｖｅに達したときにスイッチ
ング手段５のオン期間を制限する信号１（図６（ｃ））
を出力する。駆動回路１６は、信号１に従いスイッチン
グ手段５を駆動する。従ってチョークコイル４に流れる
電流Ｉｌは図６（ｄ）に示すような波形となり、これを
入力フィルタ２によって平滑した交流入力電流Ｉｉは図
６（ｅ）に示すような台形状の波形となる。
ータについて、図６を用いてその動作を説明する。入力
交流電圧は全波整流回路３によって全波整流され、この
整流電圧Ｅｉ（図６（ａ））のチョークコイル４への励
磁およびダイオード６を介し、スイッチング手段５のオ
ンオフにより平滑コンデンサ７への励磁エネルギーの放
出が行われる。電圧検出回路１０は入力交流電圧の周波
数以下の遅い応答特性を有し、平滑コンデンサ７の電圧
を検出して電圧誤差信号Ｖｅを出力する。電圧誤差信号
Ｖｅは、図６（ｂ）に示すような直流電圧であり、ＡＣ
−ＤＣコンバータの入出力条件によって出力電圧が上昇
するとその電位が低下し、逆に出力電圧が低下するとそ
の電位が上昇するような動作をする。電流検出回路９か
らはスイッチング手段５の電流波形に従った電流信号Ｖ
ｃ（図６（ｂ））が出力される。信号回路１１は、整流
電圧Ｅｉが０に近く電流信号Ｖｃも小さい時は所定のオ
ンオフ比を有するとともに、整流電圧Ｅｉが高い時は電
流信号Ｖｃが電圧誤差信号Ｖｅに達したときにスイッチ
ング手段５のオン期間を制限する信号１（図６（ｃ））
を出力する。駆動回路１６は、信号１に従いスイッチン
グ手段５を駆動する。従ってチョークコイル４に流れる
電流Ｉｌは図６（ｄ）に示すような波形となり、これを
入力フィルタ２によって平滑した交流入力電流Ｉｉは図
６（ｅ）に示すような台形状の波形となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、出力電圧応答が遅いこと及びスイッチン
グ手段５のオンが伴う最小オン時比率が昇圧コンバータ
の出力電圧を制限することにより、入力交流電圧が高い
ときに出力電圧の過大な上昇を伴うとハンチングを起こ
しやすくなるため、昇圧コンバータの出力電圧を必要以
上に高く設定しなくては安定な動作を得られないという
問題点を有していた。
来の構成では、出力電圧応答が遅いこと及びスイッチン
グ手段５のオンが伴う最小オン時比率が昇圧コンバータ
の出力電圧を制限することにより、入力交流電圧が高い
ときに出力電圧の過大な上昇を伴うとハンチングを起こ
しやすくなるため、昇圧コンバータの出力電圧を必要以
上に高く設定しなくては安定な動作を得られないという
問題点を有していた。
【０００６】本発明は上記の従来の問題点を解決するも
ので、昇圧コンバータ出力電圧を入力電圧のピーク値近
くに設定しても安定な動作を行う高力率ＡＣ−ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
ので、昇圧コンバータ出力電圧を入力電圧のピーク値近
くに設定しても安定な動作を行う高力率ＡＣ−ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力交流電圧を受
電し整流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の整
流電圧を受電するチョークコイルとスイッチング手段と
ダイオードとから構成される昇圧コンバータと、前記昇
圧コンバータの出力電圧を平滑して負荷回路に供給する
平滑コンデンサと、前記整流回路への入力力率の改善と
ともに前記昇圧コンバータの出力電圧の安定化をすべく
入力電流のピーク値を制限するための第１の制御回路
と、前記第１の制御回路より早い応答特性を有し前記昇
圧コンバータの出力電圧を制御するための第２の制御回
路と、前記第１の制御回路の出力と前記第２の制御回路
の出力とをもとに前記スイッチング手段をオンオフする
駆動回路とで構成したものである。
に本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力交流電圧を受
電し整流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路の整
流電圧を受電するチョークコイルとスイッチング手段と
ダイオードとから構成される昇圧コンバータと、前記昇
圧コンバータの出力電圧を平滑して負荷回路に供給する
平滑コンデンサと、前記整流回路への入力力率の改善と
ともに前記昇圧コンバータの出力電圧の安定化をすべく
入力電流のピーク値を制限するための第１の制御回路
と、前記第１の制御回路より早い応答特性を有し前記昇
圧コンバータの出力電圧を制御するための第２の制御回
路と、前記第１の制御回路の出力と前記第２の制御回路
の出力とをもとに前記スイッチング手段をオンオフする
駆動回路とで構成したものである。
【０００８】この構成によって、応答特性上、第１の制
御回路で制御できない昇圧コンバータの出力電圧の上昇
を応答の早い第２の制御回路で制御することができ、昇
圧コンバータの出力電圧を必要以上に高く設定しなくて
も安定な動作を得ることができるものである。
御回路で制御できない昇圧コンバータの出力電圧の上昇
を応答の早い第２の制御回路で制御することができ、昇
圧コンバータの出力電圧を必要以上に高く設定しなくて
も安定な動作を得ることができるものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１記載のＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、入力交流電圧を受電し整流電圧を出力
する整流回路と、前記整流電圧を受電するチョークコイ
ルとスイッチング手段とダイオードとから構成される昇
圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力電圧を平滑
して負荷回路に供給する平滑コンデンサと、前記整流回
路への入力電流のピーク値を制限するための第１の制御
回路と、前記昇圧コンバータの出力電圧を制御するため
の第２の制御回路と、前記第１の制御回路の出力と前記
第２の制御回路の出力から前記スイッチング手段をオン
オフする駆動回路とで構成して、応答特性上、第１の制
御回路で制御できない昇圧コンバータの出力電圧の上昇
を第２の制御回路で制御することができ、昇圧コンバー
タの出力電圧を必要以上に高く設定しなくても安定な動
作を得ることができるものである。
Ｃコンバータは、入力交流電圧を受電し整流電圧を出力
する整流回路と、前記整流電圧を受電するチョークコイ
ルとスイッチング手段とダイオードとから構成される昇
圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力電圧を平滑
して負荷回路に供給する平滑コンデンサと、前記整流回
路への入力電流のピーク値を制限するための第１の制御
回路と、前記昇圧コンバータの出力電圧を制御するため
の第２の制御回路と、前記第１の制御回路の出力と前記
第２の制御回路の出力から前記スイッチング手段をオン
オフする駆動回路とで構成して、応答特性上、第１の制
御回路で制御できない昇圧コンバータの出力電圧の上昇
を第２の制御回路で制御することができ、昇圧コンバー
タの出力電圧を必要以上に高く設定しなくても安定な動
作を得ることができるものである。
【００１０】本発明の請求項２記載のＡＣ−ＤＣコンバ
ータは、請求項１記載の第２の制御回路を昇圧コンバー
タの出力電圧を検出し基準電圧と比較して前記スイッチ
ング手段のオンオフを制御するための第２信号を出力す
る回路で構成し、駆動回路は、前記第１の制御回路出力
である第１信号と前記第２信号とを受電しオン時比率の
小さい信号を選択してスイッチング手段をオンオフする
所定の駆動信号を出力する回路で構成したものであり、
第２の制御回路で昇圧コンバータの出力電圧を検出し
て、請求項１と同様の効果を得るものである。
ータは、請求項１記載の第２の制御回路を昇圧コンバー
タの出力電圧を検出し基準電圧と比較して前記スイッチ
ング手段のオンオフを制御するための第２信号を出力す
る回路で構成し、駆動回路は、前記第１の制御回路出力
である第１信号と前記第２信号とを受電しオン時比率の
小さい信号を選択してスイッチング手段をオンオフする
所定の駆動信号を出力する回路で構成したものであり、
第２の制御回路で昇圧コンバータの出力電圧を検出し
て、請求項１と同様の効果を得るものである。
【００１１】本発明の請求項３記載の発明は、請求項１
記載の第２の制御回路を整流電圧を検出し基準電圧と比
較してスイッチング手段のオンオフを制御するための第
２信号を出力する回路で構成し、駆動回路は、第１の制
御回路出力である第１信号と前記第２信号とを受電しオ
ン時比率の小さい信号を選択して、前記スイッチング手
段をオンオフする所定の駆動信号を出力する回路で構成
したものであり、第２の制御回路は整流電圧を受電する
ようにしたので、第２の制御回路の電圧検出手段に印加
される実効電圧を請求項２のものより低減できるという
効果が得られるものである。
記載の第２の制御回路を整流電圧を検出し基準電圧と比
較してスイッチング手段のオンオフを制御するための第
２信号を出力する回路で構成し、駆動回路は、第１の制
御回路出力である第１信号と前記第２信号とを受電しオ
ン時比率の小さい信号を選択して、前記スイッチング手
段をオンオフする所定の駆動信号を出力する回路で構成
したものであり、第２の制御回路は整流電圧を受電する
ようにしたので、第２の制御回路の電圧検出手段に印加
される実効電圧を請求項２のものより低減できるという
効果が得られるものである。
【００１２】以下、本発明の一実施の形態について、図
１〜図４により説明する。なお、説明にあたっては、従
来技術と同一部分には同一番号を付与し、説明を省略し
て説明する。
１〜図４により説明する。なお、説明にあたっては、従
来技術と同一部分には同一番号を付与し、説明を省略し
て説明する。
【００１３】（実施の形態１）図１は本発明のＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータの一実施の形態の回路構成図であり、図２
は同動作波形図である。
Ｃコンバータの一実施の形態の回路構成図であり、図２
は同動作波形図である。
【００１４】同図によると、電流検出回路９と電圧検出
回路１０と信号１を出力する信号回路１１とで第１の制
御回路１７を構成し、１３は平滑コンデンサ７の電圧を
受電しスイッチング手段５のオンオフを制御するための
信号２を出力する回路で構成される第２の制御回路、１
２は信号１と信号２とを受電しオン時比率の小さい信号
を選択しスイッチング手段５をオンオフする所定のパル
スを出力する駆動回路である。
回路１０と信号１を出力する信号回路１１とで第１の制
御回路１７を構成し、１３は平滑コンデンサ７の電圧を
受電しスイッチング手段５のオンオフを制御するための
信号２を出力する回路で構成される第２の制御回路、１
２は信号１と信号２とを受電しオン時比率の小さい信号
を選択しスイッチング手段５をオンオフする所定のパル
スを出力する駆動回路である。
【００１５】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、図２を用いてその動作を説明する。第１
の制御回路１７の出力する信号１（図２（ｂ））は、入
力力率の改善とともにコンバータの出力電圧Ｅｏの安定
化をすべく入力電流のピーク値を制限するようスイッチ
ング手段５のオンオフを制御する。回路動作は従来と同
じであり、詳細な説明は省略する。
ータについて、図２を用いてその動作を説明する。第１
の制御回路１７の出力する信号１（図２（ｂ））は、入
力力率の改善とともにコンバータの出力電圧Ｅｏの安定
化をすべく入力電流のピーク値を制限するようスイッチ
ング手段５のオンオフを制御する。回路動作は従来と同
じであり、詳細な説明は省略する。
【００１６】第２の制御回路１３は、入力交流電源１の
周波数に比べ高い周波数特性を有し、平滑コンデンサ７
の電圧Ｅｏ（図２（ｅ））を検出し、基準電圧との比較
を行い電圧上昇に伴いスイッチング手段５のオンの比率
を小さくするよう制御する信号２（図２（ｃ））を出力
する。駆動回路１２は、信号１と信号２とを受電しそれ
らの論理積に従った駆動パルスを出力し、スイッチング
手段５をオンオフする（図２（ｄ））。
周波数に比べ高い周波数特性を有し、平滑コンデンサ７
の電圧Ｅｏ（図２（ｅ））を検出し、基準電圧との比較
を行い電圧上昇に伴いスイッチング手段５のオンの比率
を小さくするよう制御する信号２（図２（ｃ））を出力
する。駆動回路１２は、信号１と信号２とを受電しそれ
らの論理積に従った駆動パルスを出力し、スイッチング
手段５をオンオフする（図２（ｄ））。
【００１７】信号２は、出力電圧Ｅｏが第１の制御回路
で設定したコンバータの出力電圧値Ｖｏｕｔ以下のとき
はオン時比率を十分大きく、また逆の場合はオン時比率
を十分小さくするよう制御を行う。つまり出力電圧Ｅｏ
がＶｏｕｔより上昇するときには第２の制御回路１３が
スイッチング手段５のオン時比率を決定し、出力電圧Ｅ
ｏがＶｏｕｔ以下のときは従来と同じく第１の制御回路
１７がオン時比率を決定する。
で設定したコンバータの出力電圧値Ｖｏｕｔ以下のとき
はオン時比率を十分大きく、また逆の場合はオン時比率
を十分小さくするよう制御を行う。つまり出力電圧Ｅｏ
がＶｏｕｔより上昇するときには第２の制御回路１３が
スイッチング手段５のオン時比率を決定し、出力電圧Ｅ
ｏがＶｏｕｔ以下のときは従来と同じく第１の制御回路
１７がオン時比率を決定する。
【００１８】よって、出力電圧ＥｏがＶｏｕｔより上昇
すると、速い応答速度で第２の制御回路１３がスイッチ
ング手段５のオン時比率を小さく制限するため、ハンチ
ングの原因となる出力電圧Ｅｏの過大な上昇を妨げるこ
とができるものである。
すると、速い応答速度で第２の制御回路１３がスイッチ
ング手段５のオン時比率を小さく制限するため、ハンチ
ングの原因となる出力電圧Ｅｏの過大な上昇を妨げるこ
とができるものである。
【００１９】以上のように本実施の形態によれば、入力
交流電圧を受電し、整流電圧を出力する全波整流回路３
と、その整流電圧を受電するチョークコイル４とスイッ
チング手段５とダイオード６とから構成される昇圧コン
バータと、昇圧コンバータの出力電圧を平滑して負荷回
路に供給する平滑コンデンサ７と、電流検出回路９と電
圧検出回路１０と信号回路１１とから構成される第１の
制御回路１７と、第２の制御回路１３と、第１の制御回
路１７の出力と第２の制御回路１３の出力とを受電しス
イッチング手段５のオンオフを制御する駆動回路１２と
から構成され、全波整流回路３への入力力率の改善とと
もに昇圧コンバータの出力電圧の安定化をすべく昇圧コ
ンバータへの入力電流のピーク値を制限するための信号
１と、出力電圧を制御するための信号２とをもとにスイ
ッチング手段５をオンオフする制御部１５を備えること
により、出力電圧を必要以上に高く設定しなくとも安定
な動作を得られる高力率のＡＣ−ＤＣコンバータが実現
できる。それによりＡＣ−ＤＣコンバータの構成部品の
みならず、負荷回路８の電圧ストレスも軽減できるの
で、ＡＣ−ＤＣコンバータを搭載する機器全体の電圧ス
トレス低減効果が得られるものである。
交流電圧を受電し、整流電圧を出力する全波整流回路３
と、その整流電圧を受電するチョークコイル４とスイッ
チング手段５とダイオード６とから構成される昇圧コン
バータと、昇圧コンバータの出力電圧を平滑して負荷回
路に供給する平滑コンデンサ７と、電流検出回路９と電
圧検出回路１０と信号回路１１とから構成される第１の
制御回路１７と、第２の制御回路１３と、第１の制御回
路１７の出力と第２の制御回路１３の出力とを受電しス
イッチング手段５のオンオフを制御する駆動回路１２と
から構成され、全波整流回路３への入力力率の改善とと
もに昇圧コンバータの出力電圧の安定化をすべく昇圧コ
ンバータへの入力電流のピーク値を制限するための信号
１と、出力電圧を制御するための信号２とをもとにスイ
ッチング手段５をオンオフする制御部１５を備えること
により、出力電圧を必要以上に高く設定しなくとも安定
な動作を得られる高力率のＡＣ−ＤＣコンバータが実現
できる。それによりＡＣ−ＤＣコンバータの構成部品の
みならず、負荷回路８の電圧ストレスも軽減できるの
で、ＡＣ−ＤＣコンバータを搭載する機器全体の電圧ス
トレス低減効果が得られるものである。
【００２０】（実施の形態２）図３は、本発明の他の実
施の形態の回路構成図であり、図４は、同動作波形図で
ある。
施の形態の回路構成図であり、図４は、同動作波形図で
ある。
【００２１】同図によると、電流検出回路９と電圧検出
回路１０と信号１を出力する信号回路１１で第１の制御
回路１７を構成し、１４は全波整流回路３の整流電圧を
受電しスイッチング手段５のオンオフを制御するための
信号２を出力する第２の制御回路であり、１２は信号１
と信号２とを受電し、スイッチング手段５をオンオフす
る駆動回路である。実施形態１の図１の構成と異なるの
は、信号２を出力する第２の制御回路１４を全波整流回
路３の整流電圧を受電するように設けた点である。
回路１０と信号１を出力する信号回路１１で第１の制御
回路１７を構成し、１４は全波整流回路３の整流電圧を
受電しスイッチング手段５のオンオフを制御するための
信号２を出力する第２の制御回路であり、１２は信号１
と信号２とを受電し、スイッチング手段５をオンオフす
る駆動回路である。実施形態１の図１の構成と異なるの
は、信号２を出力する第２の制御回路１４を全波整流回
路３の整流電圧を受電するように設けた点である。
【００２２】上記のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、図４を用いてその動作を説明する。第１
の制御回路１７及び信号１については従来の回路と同じ
であり、詳細な説明は省略する。第２の制御回路１４
は、入力交流電源１の周波数以上の高い周波数特性を有
し、全波整流回路３の整流電圧Ｅｉ（図４（ａ））を検
出し、整流電圧Ｅｉが、ある一定の電圧値Ｖｉｎ（図４
（ａ））より大きいと検知するとオンの比率をゼロに、
逆にある一定の電圧値Ｖｉｎ以下であると検知するとオ
ン時比率を最大にするよう信号２（図４（ｃ））を出力
する。駆動回路１２は、信号１（図４（ｂ））と信号２
とを受電しそれらの論理積に従った駆動パルスを出力
し、スイッチング手段５をオンオフする（図４
（ｄ））。
ータについて、図４を用いてその動作を説明する。第１
の制御回路１７及び信号１については従来の回路と同じ
であり、詳細な説明は省略する。第２の制御回路１４
は、入力交流電源１の周波数以上の高い周波数特性を有
し、全波整流回路３の整流電圧Ｅｉ（図４（ａ））を検
出し、整流電圧Ｅｉが、ある一定の電圧値Ｖｉｎ（図４
（ａ））より大きいと検知するとオンの比率をゼロに、
逆にある一定の電圧値Ｖｉｎ以下であると検知するとオ
ン時比率を最大にするよう信号２（図４（ｃ））を出力
する。駆動回路１２は、信号１（図４（ｂ））と信号２
とを受電しそれらの論理積に従った駆動パルスを出力
し、スイッチング手段５をオンオフする（図４
（ｄ））。
【００２３】ある一定の電圧値Ｖｉｎは、例えば第１の
制御回路１７によるスイッチング手段５のオンに伴う最
小オン時比率が、出力電圧Ｅｏを、第１の制御回路１７
の設定した出力電圧値Ｖｏｕｔと等しくするときのコン
バータ入力電圧値である。こうすると第１の制御回路１
７では出力電圧ＥｏをＶｏｕｔ以下に制御できない高い
整流電圧Ｅｉが、昇圧コンバータに印加されるとき第２
の制御回路１４がオン時率をゼロにするためハンチング
の発生を防ぐことができる。
制御回路１７によるスイッチング手段５のオンに伴う最
小オン時比率が、出力電圧Ｅｏを、第１の制御回路１７
の設定した出力電圧値Ｖｏｕｔと等しくするときのコン
バータ入力電圧値である。こうすると第１の制御回路１
７では出力電圧ＥｏをＶｏｕｔ以下に制御できない高い
整流電圧Ｅｉが、昇圧コンバータに印加されるとき第２
の制御回路１４がオン時率をゼロにするためハンチング
の発生を防ぐことができる。
【００２４】以上のように第２の制御回路１４を全波整
流回路３の整流電圧を受電するように設けることによ
り、上記実施の形態１の効果に追加して第２の制御回路
１４の電圧検出手段に印加される実効電圧を低減できる
という効果が得られる。
流回路３の整流電圧を受電するように設けることによ
り、上記実施の形態１の効果に追加して第２の制御回路
１４の電圧検出手段に印加される実効電圧を低減できる
という効果が得られる。
【００２５】なお、本実施の形態では、信号１及び信号
２をパルス信号としたが、スイッチング手段５のオンオ
フ情報をもつアナログ信号であってもよい。その場合駆
動回路１２以外の制御部１５を全てアナログ量で扱うこ
とができる。
２をパルス信号としたが、スイッチング手段５のオンオ
フ情報をもつアナログ信号であってもよい。その場合駆
動回路１２以外の制御部１５を全てアナログ量で扱うこ
とができる。
【００２６】
【発明の効果】以上のように本発明は、入力交流電圧を
受電し整流電圧を出力する整流回路と、前記整流電圧を
受電するチョークコイルとスイッチング手段とダイオー
ドとから構成される昇圧コンバータと、前記昇圧コンバ
ータの出力電圧を平滑して負荷回路に供給する平滑コン
デンサと、出力電圧の安定化をすべく入力電流のピーク
値を制限するための第１の制御回路と、前記出力電圧を
制御するための第２の制御回路と、第１の制御回路の出
力と第２の制御回路の出力とをもとに前記スイッチング
手段をオンオフする駆動回路とを有する構成とすること
により、昇圧コンバータの出力電圧を必要以上に高く設
定しなくとも安定な動作を得ることができる優れた高力
率のＡＣ−ＤＣコンバータを実現できるものである。
受電し整流電圧を出力する整流回路と、前記整流電圧を
受電するチョークコイルとスイッチング手段とダイオー
ドとから構成される昇圧コンバータと、前記昇圧コンバ
ータの出力電圧を平滑して負荷回路に供給する平滑コン
デンサと、出力電圧の安定化をすべく入力電流のピーク
値を制限するための第１の制御回路と、前記出力電圧を
制御するための第２の制御回路と、第１の制御回路の出
力と第２の制御回路の出力とをもとに前記スイッチング
手段をオンオフする駆動回路とを有する構成とすること
により、昇圧コンバータの出力電圧を必要以上に高く設
定しなくとも安定な動作を得ることができる優れた高力
率のＡＣ−ＤＣコンバータを実現できるものである。
【図１】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態
の回路構成図
の回路構成図
【図２】同動作波形図
【図３】同他の実施の形態の回路構成図
【図４】同動作波形図
【図５】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
【図６】同動作波形図
１ 入力交流電源 ２ 入力フィルタ ３ 全波整流回路 ４ チョークコイル ５ スイッチング手段 ６ ダイオード ７ 平滑コンデンサ ８ 負荷回路 ９ 電流検出回路 １０ 電圧検出回路 １１ 信号回路 １２ 駆動回路 １３ 第２の制御回路 １４ 第２の制御回路 １５ 制御部 １７ 第１の制御回路
Claims (3)
- 【請求項１】 入力交流電圧を受電し整流電圧を出力す
る整流回路と、前記整流電圧を受電するチョークコイル
とスイッチング手段とダイオードとから構成される昇圧
コンバータと、前記昇圧コンバータの出力電圧を平滑し
て負荷回路に供給する平滑コンデンサと、前記整流回路
への入力電流のピーク値を制限するための第１の制御回
路と、前記昇圧コンバータの出力電圧を制御するための
第２の制御回路と、前記第１の制御回路の出力と前記第
２の制御回路の出力から前記スイッチング手段をオンオ
フする駆動回路とを備えたＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 第２の制御回路は、昇圧コンバータの出
力電圧を検出し、基準電圧と比較して前記スイッチング
手段のオンオフを制御するための第２信号を出力する回
路で構成され、駆動回路は、前記第１の制御回路出力で
ある第１信号と前記第２信号とを受電しオン時比率の小
さい信号を選択して、スイッチング手段をオンオフする
所定の駆動信号を出力する回路で構成される請求項１記
載のＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 第２の制御回路は、整流電圧を検出し、
基準電圧と比較してスイッチング手段のオンオフを制御
するための第２信号を出力する回路で構成され、駆動回
路は、第１の制御回路出力である第１信号と前記第２信
号とを受電しオン時比率の小さい信号を選択して、前記
スイッチング手段をオンオフする所定の駆動信号を出力
する回路で構成される請求項１記載のＡＣ−ＤＣコンバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7352396A JPH09266676A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7352396A JPH09266676A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266676A true JPH09266676A (ja) | 1997-10-07 |
Family
ID=13520693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7352396A Pending JPH09266676A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09266676A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0915560A2 (en) * | 1997-11-07 | 1999-05-12 | Alcatel | Method and device for controlling a power converter |
| CN102055328A (zh) * | 2009-10-30 | 2011-05-11 | 三星电机株式会社 | 多级电源 |
-
1996
- 1996-03-28 JP JP7352396A patent/JPH09266676A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0915560A2 (en) * | 1997-11-07 | 1999-05-12 | Alcatel | Method and device for controlling a power converter |
| EP0915560A3 (en) * | 1997-11-07 | 2001-05-02 | Alcatel | Method and device for controlling a power converter |
| CN102055328A (zh) * | 2009-10-30 | 2011-05-11 | 三星电机株式会社 | 多级电源 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050125 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050201 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050328 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050510 |