JP2013132118A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】整流器出力端に設置しているリアクトル容量を低減し、装置の軽量化・低コスト化を図るスイッチング電源装置を得る。
【解決手段】整流器から発生する電圧リップルを補正する電圧リップル補正制御系を設け、前記電圧リップル補正制御系では、チョッパ回路の出力電圧又は入力電圧の平均電圧値を演算し、前記出力電圧又は入力電圧が前記平均電圧値となるように、前記出力電圧又は入力電圧と前記平均電圧値との偏差量を演算し、演算した前記偏差量に基づいて、前記整流器から発生する電圧リップルに同期して前記チョッパ回路の駆動信号のパルス幅を変調して、電圧リップルの出力への伝搬を抑制するようにした。
【選択図】図１

Description

この発明は、スイッチング電源装置に関し、整流器出力端に設置する平滑ＬＣフィルタ回路（特に，リアクトル）の容量を小さくして装置重量とコストを低減するために、制御系に低周波の出力電圧リップル補正制御を組み込んで、出力電圧リップル抑制制御を行うスイッチング電源装置に係わるものである。特に、リアクトル容量の大きな固定負荷に低リップル電流・電圧の直流大電流（数１００Ａクラス）を出力するスイッチング電源装置に適するものに係わる。

従来の出力電圧リップルを抑制するスイッチング電源装置においては、制御系にスイッチング電源の出力電圧積分値（＝平均値）を入力し、積分値を中心とする２つの基準値の範囲内に出力電圧が収まるように出力補正回路を追加し、出力電圧を制御している（例えば、特許文献1参照）。また、リアクトル容量の大きな固定負荷に低リップル電流・電圧
の直流大電流（数１００Ａレベル）を出力する従来のスイッチング電源装置においては、出力電流のみを制御系にフィードバックして制御を行っており、整流器から発生する低周波の出力電圧リップルの出力への伝搬を抑制するために、整流器出力端に大容量の平滑ＬＣフィルタ回路を設置している。

特開２００３−２３５２４７号公報

従来の低リップル電流・電圧の直流大電流（数１００Ａクラス）を出力するスイッチング電源装置は、電圧リップル補正制御が組み込まれておらず、整流器から発生する低周波の電圧リップル成分を除去するために整流器出力端に、大容量のリアクトルとコンデンサにより構成される平滑ＬＣフィルタ回路を設置していた。また、大容量のリアクトルを装置内部に組み込むことにより、装置全体の重量及びコストが増加するという問題があった。

この発明は上述のような課題を解決するためになされたものであり、整流器から発生する電圧リップルの出力への伝搬を抑制するために、電圧リップル補正制御を組込み、整流器出力端に設置しているリアクトル容量を低減し、装置の軽量化・低コスト化を図ったスイッチング電源装置を得ることを目的とする。

この発明に係わるスイッチング電源装置は、交流電圧を直流電圧に変換する整流器、この整流器の出力端に接続され、前記整流器にて交流電圧から直流電圧に変換する際に発生する電圧リップルを平滑化するＬＣフィルタ、このＬＣフィルタの後段に接続され、出力電圧を制御するチョッパ回路を備えるスイッチング電源装置において、前記整流器から発生する電圧リップルを補正する電圧リップル補正制御系を設け、前記電圧リップル補正制御系では、前記チョッパ回路の出力電圧又は入力電圧の平均電圧値を演算し、前記出力電圧又は入力電圧が前記平均電圧値となるように、前記出力電圧又は入力電圧と前記平均電圧値との偏差量Ｂを演算し、演算した前記偏差量Ｂに基づいて、前記整流器から発生する電圧リップルに同期して前記チョッパ回路の駆動信号のパルス幅を変調して、電圧リップルの出力への伝搬を抑制するようにしたものである。

また、前記電圧リップル補正制御系には、前記整流器から発生する電圧リップルに対して１周期又は３周期遅れた箇所で駆動信号のパルス幅変調のタイミングが同期するように、制御遅れ時間設定部を設け、前記制御遅れ時間設定部で設定される前記制御遅れ時間は、１周期毎又は３周期毎に電圧リップルが最小となる制御遅れ時間を遅れ時間調整部で探索し設定するようにしたものである。

この発明のスイッチング電源装置によれば、チョッパ回路の出力電圧又は入力電圧の平均電圧値を演算し、前記出力電圧又は入力電圧と前記平均電圧値との偏差量を演算し、演算した前記偏差量に基づいて、整流器から発生する電圧リップルに同期してチョッパ回路の駆動信号のパルス幅を変調して、電圧リップルの出力への伝搬を抑制するようにしたので、整流器出力端に設置しているリアクトル容量を低減でき、装置の軽量化・低コスト化を図ることができる。

また、前記整流器から発生する電圧リップルに対して１周期又は３周期遅れた箇所で駆動信号のパルス幅変調のタイミングが同期するように、制御遅れ時間設定部を設け、設定される前記制御遅れ時間は、１周期毎又は３周期毎に電圧リップルが最小となる制御遅れ時間を遅れ時間調整部で探索し設定するようにしたので、制御遅れ時間が大きい場合でも、又は、電源電圧が不平衡な環境下でも、十分な出力電圧リップル抑制効果が得られる。

この発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１のスイッチング電源装置に用いられる駆動制御部の構成を示す駆動制御ブロック図である。 整流器出力端のＬＣフィルタの容量低減時における電圧リップル補正制御の有無による出力電流・電圧及び制御操作量の違いを示す波形図である。 実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図４のスイッチング電源装置に用いられる駆動制御部の構成を示す駆動制御ブロック図である。 実施の形態３におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図６のスイッチング電源装置に用いられる駆動制御部の構成を示す駆動制御ブロック図である。 遅れ時間調整機能の有無による出力電圧リップルの差異を示す波形図である。 実施の形態３における遅れ時間調整部の処理を示すフローチャートである。 電源電圧が三相不平衡である場合における遅れ時間調整機能の有無による出力電圧リップを示す波形図である。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１を図面と共に説明する。図１はこの発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図２は図１のスイッチング電源装置に用いられる駆動制御部の構成を示す駆動制御ブロック図である。図１において、１は三相交流電圧を直流電圧に変換する三相全波整流器である。リアクトル２とコンデンサ３でＬＣフィルタを構成する。前記ＬＣフィルタは、整流器１の出力端に接続され、整流器１にて交流電圧から直流電圧に変換する際に発生する低周波の電圧リップルを平滑化する。（例えば、ＮチャンネルＩＧＢＴである）トランジスタ４と還流ダイオード６でチョッパ（スイッチング)回路を構成する。前記チョッパ回路は前記ＬＣフィルタの後段に接続され、スイッチング電源装置の出力電圧を制御する。

リアクトル７とコンデンサ８でＬＣフィルタを構成し、チョッパ回路から出力される高周波の電圧リップルを平滑化する。９は出力電圧を分圧計測する分圧抵抗、１１は分圧値で計測された出力電圧Ｖｏ、１０は出力電流を検出する直流変流器、１２は検出された出力電流Ｉｏ、１３はチョッパ回路を駆動(オン／オフ)する駆動信号ＤＳ（Drive Signal）を示す。５はチョッパ回路のトランジスタ４を駆動する図２で詳述する駆動制御部、１４は電流指令値Ｉｒｅｆである。

図２において、１５は偏差量演算部Ａであり、電流指令値Ｉｒｅｆ（１４）と出力電流Ｉｏ（１２）の偏差量を演算する。１６はＰＩ制御部で、偏差量演算部Ａ（１５）で求めた偏差量のＰＩ値（比例―積分制御値）を演算する。２６は電流制御系で、出力電流Ｉｏ（１２）を電流指令値Ｉｒｅｆどおりに制御する操作量Ａが生成される。１８は平均値演算部で、計測した出力電圧Ｖｏの平均電圧値を演算する。１９は偏差量演算部Ｂで、平均値演算部１８で求めた出力電圧Ｖｏの平均電圧値と出力電圧Ｖｏとの偏差量を演算する。２０はＰＩ制御部で、偏差量演算部Ｂ（１９）で求めた偏差量のＰＩ値（比例―積分制御値）を演算する。２７は電圧リップル補正制御系で、出力電圧リップルを抑制する操作量Ｂ（２１）が生成される。２４と２５はローパスフィルタである。

２２は加算器で、電流制御系２６の操作量Ａと、電圧リップル補正制御系２７の操作量Ｂとを加算する。加算器２２で生成した操作量Ｃを駆動信号生成用の比較器３５に入力し、三角波３６と比較して、所望の出力電流Ｉｒｅｆ及び低周波の電圧リップルの小さい出力を得るための駆動信号ＤＳ（１３）を生成する。この駆動信号ＤＳ（１３）でチョッパ回路のトランジスタ４をオン／オフ制御して、低周波の電圧リップルの小さい出力と所望の出力電流を得る。

次に動作について説明する。電流制御系２６では、偏差量演算部Ａ（１５）にて電流指令値Iref（１４）と出力電流Ｉｏ（１２）の偏差量を演算し、ＰＩ制御部１６にて偏差量のＰＩ値を演算することにより、制御対象回路（スイッチング電源装置）が電流指令値Iref（１４）どおりの電流を出力するための操作量Aを生成する。低周波の電圧リップル補正制御系２７では、出力電圧Ｖｏ（１１）から平均値演算部１８で平均電圧値を演算することで出力電圧Ｖｏ（１１）の直流成分を抽出し、直流・交流成分(交流成分はリップルと同義)が混ざった出力電圧Ｖｏ（１１）との差を偏差量演算部Ｂ（１９）にて演算し、ＰＩ制御部２０にて偏差量のＰＩ値を演算することにより、低周波の出力電圧リップルを抑制する操作量Ｂを生成する。

所望の出力電流（電流指令値Iref）を得る操作量Ａ（１７）と低周波の出力電圧リップルを低減する操作量Ｂ（２１）を加算することで、所望の出力電流及び低周波の電圧リップルの小さい出力を得るための操作量Ｃ（２３）が生成され、操作量Ｃ（２３）を比較器３５に入力し、三角波と比較することによりチョッパ回路のトランジスタ４を駆動(オン
／オフ)する矩形波状の駆動信号ＤＳ（１３）を生成し制御を行う。低周波の電圧リップ
ル補正制御系２７を追加することにより、整流器１から発生する低周波の電圧リップルに同期して駆動信号ＤＳ（１３）のパルス幅を変調（整流器１から発生する電圧リップルの極大点付近ではパルス幅を短くし、電圧リップルの極小点付近ではパルス幅を長く）し、電圧リップルの出力への伝搬を抑制するように制御を行う。このようにして、前述した電圧リップル補正制御系２７を組み込むことにより、整流器１から発生する低周波の電圧リップルを抑制するためのＬＣフィルタ回路の容量を小さくすることができる。

図３は整流器出力端のＬＣフィルタの容量低減時における電圧リップル補正制御の有無による出力電流・電圧及び制御操作量の違いを示す波形図である。その（ｉ）は電圧リップル補正制御なしの場合であり、その（ｉｉ）は電圧リップル補正制御ありの場合を示す。出力電流（Ｉｏ）は、ＬＣフィルタの容量低減時にも、リアクトル容量が比較的大きいため、電圧リップルが大きくても（ｉ），（ｉｉ）とも、電流リップル（ＡＣ成分）は流れない。出力電圧（Ｖｏ）は、ＬＣフィルタの容量が低減しているので、（ｉ）では電圧リップルとして大きく現れ、（ｉｉ）では補正により低周波の電圧リップルが低減する。電流制御系の操作量Ａは、（ｉ），（ｉｉ）とも、変わりがなく、制御される。電圧リップル補正制御系の操作量Ｂは、（ｉ）はなく、（ｉｉ）では存在し、制御される。操作量Ｃ（＝Ａ＋Ｂ）は、（ｉ）は一定であり、（ｉｉ）では操作量Ｃにより低周波の電圧リップルを低減するように駆動信号ＤＳのパルス幅を変調して、制御される。

なお、チョッパ回路をスイッチングする際に還流ダイオード６の両端(チョッパ回路出
力端)に発生する高周波の電圧リップルは、スイッチングの際に発生する電圧リップルで
あるため、駆動信号ＤＳのパルス幅調整により除去することはできない。除去できない成分を制御系に入力すると、駆動信号ＤＳのパルス幅が高速に変調し、制御対象回路内の共振点で電圧が増大する等の誤動作が発生する恐れがあるため、制御対象回路から制御部に計測データを取り込む際には、高周波成分を除去するためのローパスフィルタ２４，２５(カットオフ周波数は、スイッチング周波数以下とする)を挿入し、誤動作防止を図る必要がある。

実施の形態２．
図４は実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図５は図４のスイッチング電源装置に用いられる駆動制御部の構成を示す駆動制御ブロック図である。なお、各図中同一符号は、同一又は相当部分を示し、その説明を省略する。実施の形態１では、電圧リップル補正制御系にフィードバックする信号をチョッパ回路の出力電圧とした場合について述べたが、実施の形態２を示す図４では、チョッパ回路の入力端に電圧計測用の分圧抵抗２８を設け、駆動制御回路部５に入力する信号をチョッパ回路の入力電圧Ｖｃ（２９）とし、フィードフォワード制御とした場合にも、整流器１から発生する低周波の電圧リップルの出力端への伝搬を抑制することができる。

実施の形態１と同様に、整流器１から発生する電圧リップルに同期して駆動信号のパルス幅を変調させ、低周波の電圧リップルを抑制するように制御を行うため、チョッパ回路からは低周波の電圧リップルが除去された電圧が出力されるようになる。上記処理を組み込むことにより、整流器１から発生する低周波の電圧リップルを抑制するためのＬＣフィルタ回路の容量を小さくすることができる。

実施の形態３．
図６は実施の形態３におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図７は図６のスイッチング電源装置に用いられる駆動制御部の構成を示す駆動制御ブロック図である。実施の形態２では、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃ（２９）を制御系に入力し、チョッパ回路の入力電圧リップル成分（整流器から発生する低周波の電圧リップル）に同期して、駆動信号のパルス幅を変調させ、低周波の電圧リップルを低減する手段について述べたが、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃ（２９）を計測してから、駆動信号のパルス幅を変調するまでに、数１００μｓレベルの制御遅れ時間（ｔｄ）が発生している場合には、整流器１から発生する電圧リップルに同期してパルス幅を変調できていないため、十分な電圧リップル抑制効果が期待できない（図８（ｉ）参照）。

図８は遅れ時間調整機能の有無による出力電圧リップルの差異を示す波形図であり、（ｉ）は遅れ時間調整機能なしの場合、（ｉｉ）は遅れ時間調整機能ありの場合を示す。（ｉ）では、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃで低周波の電圧リップルが発生しているが、操作量Ｂによる制御遅れが発生しているので、チョッパ回路の入力電圧リップルに同期して駆動信号を制御できない。そのため、出力電圧Ｖｏでは十分な電圧リップルの抑制効果が得られない。

制御対象回路（スイッチング電源装置）の電源電圧が完全三相平衡状態、つまり整流器１から出力される低周波の電圧リップルが１周期毎に変化しないという前提条件の下、整流器から発生する低周波の電圧リップルに対して一周期遅れた箇所でパルス幅変調のタイミングが同期するように、電圧リップル補正制御系に、更に制御遅れ時間（ｔｄａ）設定部３０を設ける。電圧リップルとパルス幅変調タイミングが同期する制御遅れ時間ｔｄａは未知数であるため、遅れ時間（ｔｄａ）調整部３１を設けて、チョッパ回路の入力電圧リップルとパルス幅変調タイミングが同期する遅れ時間ｔｄａを探索する。遅れ時間ｔｄａの探索方法は、初期化処理中に遅れ時間ｔｄａを複数回変化させ、遅れ時間ｔｄａを変化させるたびに出力電圧リップルの値を遅れ時間調整部３１で演算・格納し、出力電圧リップルが最小となる遅れ時間ｔｄａを探索し、制御系のパラメータとして設定する。

なお、前述では、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃ（２９）に適用しているが、同様にチョッパ回路の出力電圧Ｖｏ（１１）を計測してから、駆動信号のパルス幅を変調するまでに、数１００μｓレベルの制御遅れ時間（ｔｄ）が発生している場合には、整流器１から発生する電圧リップルに同期してパルス幅を変調できていないため、十分な電圧リップル抑制効果が期待できないが、このような場合にも、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃ（２９）と同様に実施の形態１の電圧リップル補正制御系に出力電圧Ｖｏ（１１）に対して遅れ時間設定部と遅れ時間調整部を設けて制御するようにしてもよい。

遅れ時間調整機能を付加した際の波形図である図８（ｉｉ）では、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃで低周波の電圧リップルが発生しているが、操作量Ｂによる制御が、電圧リップルで最少になる制御遅れ時間ｔｄａを探索し、チョッパ回路の入力電圧リップルに完全に同期した遅れ時間となっているため、出力電圧Ｖｏのリップルは、最小Ｖｏｐになる。図９は、遅れ時間調整部の処理を示すフローチャートである。ステップＳ１で、遅れ時間ｔｄａを整流器１から発生する電圧リップルの１周期分に設定する。ステップＳ２で、その遅れ時間ｔｄａをΔｔ短縮する。ステップＳ３で、そのときの出力電圧リップルＶｏｐを算出する。ステップＳ４で、ステップＳ２〜Ｓ３の処理を繰り返し、出力電圧リップルＶｏｐが最少となる遅れ時間ｔｄａを算出してパラメータとして算出する。

前記処理を組み込むことで、チョッパ回路の入力電圧リップルに同期してパルス幅を変調した制御が行われるため、電圧リップル抑制に効果がある。

実施の形態４．
実施の形態３では、電圧リップル補正制御系に制御遅れ時間設定部を設けて、整流器１から発生する電圧リップルに対して１周期遅れた箇所で駆動信号のパルス幅変調タイミングと電圧リップルを同期させ、出力電圧リップルを抑制する手段について述べたが、制御対象回路（スイッチング電源装置）の電源電圧が劣悪(不平衡)な環境下でパルス幅変調タイミングを１周期遅らせて制御を行った場合、整流器１から発生する電圧リップルの大きさが１周期毎に異なるため、また、入力電圧リップルに対するパルス幅変調量が適切でないため、十分な電圧リップル抑制効果が得られない。

制御対象回路の電源電圧が不平衡な環境下でも、電源電圧が３相交流で、三相全波整流器で整流される場合には、３サイクル周期毎に同一波形が繰り返し出力される。そのため、電圧リップル補正制御系により整流器１から発生する電圧リップルの出力への伝搬を抑制するために、整流器１から発生する電圧リップルが、３サイクル周期毎に同一波形が繰り返し出力される特性を活用し、整流器１から発生する電圧リップルに対して３周期遅れた箇所でパルス幅変調タイミングと電圧リップルを同期させ、出力電圧リップルを低減させる。実施するスイッチング電源装置の構成とそれに用いる駆動制御部の構成は実施の形態３（図６と図７）と同様である。

図１０は、電源電圧が三相不平衡である場合における遅れ時間調整機能の有無による出力電圧リップルの波形図を示し、（ｉ）は三相不平衡に対応した遅れ時間調整機能なしの場合で、（ｉｉ）は三相不平衡に対応した遅れ時間調整機能ありの場合を示す。（ｉ）では、チョッパ回路の入力電圧Ｖｃが三相不平衡であり、操作量Ｂを１周期分遅延させても、入力電圧リップルに対して不適切な制御を行っているため、出力に伝搬する電圧リップルを十分に抑制できない。それに対して、（ｉｉ）では、操作量Ｂを３周期分遅延させて、入力電圧リップルに対して適切なタイミングで制御を行っているため、出力に伝搬する電圧リップルを十分に抑制できる。上記処理を組み込むことで、チョッパ回路の入力電圧リップルに同期してパルス幅を変調した制御が行われるため、電源電圧が不平衡な環境下でも出力電圧リップル抑制に効果がある。

なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 三相全波整流器 ２ リアクトル
３ コンデンサ ４ トランジスタ
５ 駆動制御部 ６ 還流ダイオード
７ リアクトル ８ コンデンサ
９ 分圧抵抗 １０ 直流変流器
１５ 偏差量演算部Ａ １６ ＰＩ制御部
１８ 平均値演算部 １９ 偏差量演算部Ｂ
２０ ＰＩ制御部 ２２ 加算器
２４ ローパスフィルタ ２５ ローパスフィルタ
２６ 電流制御系 ２７ 電圧リップル補正制御系
２８ 分圧抵抗 ３０ 制御遅れ時間設定部
３１ 遅れ時間調整部 ３５ 比較器

Claims (5)

1. 交流電圧を直流電圧に変換する整流器、
   この整流器の出力端に接続され、前記整流器にて交流電圧から直流電圧に変換する際に発生する電圧リップルを平滑化するＬＣフィルタ、
   このＬＣフィルタの後段に接続され、出力電圧を制御するチョッパ回路を備えるスイッチング電源装置において、
   前記整流器から発生する電圧リップルを補正する電圧リップル補正制御系を設け、
   前記電圧リップル補正制御系では、
   前記チョッパ回路の出力電圧又は入力電圧の平均電圧値を演算し、
   前記出力電圧又は入力電圧が前記平均電圧値となるように、前記出力電圧又は入力電圧と前記平均電圧値との偏差量Ｂを演算し、
   演算した前記偏差量Ｂに基づいて、前記整流器から発生する電圧リップルに同期して前記チョッパ回路の駆動信号のパルス幅を変調して、
   電圧リップルの出力への伝搬を抑制するようにしたスイッチング電源装置。
2. 前記チョッパ回路の出力電流を所望の電流指令値に補正する電流制御系を設け、
   前記電流制御系では、
   前記チョッパ回路の出力電流を計測し、
   計測した前記出力電流が前記電流指令値となるように、前記出力電流と前記電流指令値との偏差量Ａを演算し、
   演算した前記偏差量Ａと、前記電圧リップル補正制御系で演算した前記偏差量Ｂとを加算して、加算した加算値に基づいて、
   前記整流器から発生する電圧リップルに同期して前記チョッパ回路の駆動信号のパルス幅を変調して、電圧リップルの出力への伝搬を抑制すると共に、
   前記出力電流を前記電流指令値に補正するようにした請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記チョッパ回路の前記出力電圧又は入力電圧は、高周波成分を除去するローパスフィルタを介して求めるようにした請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電圧リップル補正制御系には、
   前記整流器から発生する電圧リップルに対して１周期遅れた箇所で駆動信号のパルス幅変調のタイミングが同期するように、制御遅れ時間設定部を設け、
   前記制御遅れ時間設定部で設定される前記制御遅れ時間は、１周期毎に電圧リップルが最小となる制御遅れ時間を遅れ時間調整部で探索し設定するようにしたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記整流器は３相全波整流器であり、
   前記電圧リップル補正制御系には、
   前記整流器から発生する電圧リップルに対して３周期遅れた箇所で駆動信号のパルス幅変調のタイミングが同期するように、制御遅れ時間設定部を設け、
   前記制御遅れ時間設定部で設定される前記制御遅れ時間は、３周期毎に電圧リップルが最小となる制御遅れ時間を遅れ時間調整部で探索し設定するようにしたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

Images