JP2011087404A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ドライバ回路の回路面積、消費電力、及び製造コストを低減する。
【解決手段】力率改善回路は、制御回路から供給されたパラメータに基づいて、駆動電圧の変化量におけるチャージ電流成分から力率改善回路に対する入力電圧の位相角を推定する位相角推定部１４１と、駆動電圧の誤差を補償する電圧補償部と、電圧補償部１４２の補償結果及び位相角推定部１４１によって推定された位相角の変化量に基づいて、コンデンサに流れるチャージ電流の変化量を推定する第１電流推定部１４３と、駆動電流の変化量を推定する第２電流推定部１４４と、第１電流推定部１４３によって推定されたチャージ電流の変化量及び第２電流推定部１４４によって推定された駆動電流の変化量に基づいて、デューティを算出する算出部１４５と、を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータ等の外部装置を駆動させるドライバ回路に関する。

モータ等に供給された電力の力率を向上させるための技術として、力率改善回路（以下、「ＰＦＣ（Power Factor Corrector）」という）を用いる技術が知られている。一般的なＰＦＣは、外部装置のコンデンサに流れる電流（以下、「チャージ電流」という）の波形を外部装置の駆動電圧の波形と相似形になるように調整することによって、力率を改善する。

しかしながら、従来のＰＦＣ（特許文献１乃至３、及び非特許文献１を参照）では、駆動電圧や駆動電流のセンスを行うための信号経路が必要となるので、ＰＦＣを構成する素子の数が増加する。すなわち、ＰＦＣ専用のセンス回路が必要となる。その結果、ＰＦＣの回路面積及び消費電力が増加する。また、回路面積及び消費電力の増加によって、製造コストが増加する。

特表２００６−５１０３４０号公報 特開２００１−３７２５４号公報 特開平１０−２０１２４８号公報

「重要性高まる力率補正 デジタル制御でコスト削減」（２００９年４月１７日、EE Times Japan（２００９年４月号） 第４４頁乃至第４８頁）

本発明の目的は、ＰＦＣが組み込まれたドライバ回路の回路面積、消費電力、及び製造コストを低減することである。

本発明の一態様によれば、
コンデンサを含む外部装置の駆動電流及び駆動電圧をセンスするセンス回路と、
前記外部装置にパルス信号を供給するパルス幅変調器と、
前記外部装置の力率を改善するために前記パルス幅変調器のデューティを算出する力率改善回路と、
前記センス回路によってセンスされた駆動電流及び駆動電圧に基づいて、前記外部装置の駆動電流を制御するとともに、前記駆動電流に関するパラメータを前記力率改善回路に供給する制御回路と、を備え、
前記力率改善回路は、
前記制御回路から供給されたパラメータに基づいて、前記駆動電圧の変化量におけるチャージ電流成分から前記力率改善回路に対する入力電圧の位相角を推定する位相角推定部と、
前記駆動電圧の誤差を補償する電圧補償部と、
前記電圧補償部の補償結果及び前記位相角推定部によって推定された位相角の変化量に基づいて、前記コンデンサに流れるチャージ電流の変化量を推定する第１電流推定部と、
前記駆動電流の変化量を推定する第２電流推定部と、
前記第１電流推定部によって推定されたチャージ電流の変化量及び前記第２電流推定部によって推定された駆動電流の変化量に基づいて、前記デューティを算出する算出部と、
を備えることを特徴とするドライバ回路が提供される。

本発明によれば、ＰＦＣが組み込まれたドライバ回路の回路面積、消費電力、及び製造コストを低減することができる。

本発明の実施形態に係るドライバ回路の概略構成を示すブロック図である。 図１のドライバ回路１０及び外部装置２０の構成の一例を示すブロック図である。 図１のＰＦＣ１４の概略構成を示すブロック図である。 図１のドライバ回路１０の回路構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

本発明の実施形態に係るドライバ回路の構成について説明する。図１は、本発明の実施形態に係るドライバ回路の概略構成を示すブロック図である。図２は、図１のドライバ回路１０及び外部装置２０の構成の一例を示すブロック図である。図３は、図１のＰＦＣ１４の概略構成を示すブロック図である。図４は、図１のドライバ回路１０の回路構成を示す回路図である。

図１を参照して、本発明の実施形態に係るドライバ回路の構成について説明する。

本発明の実施形態に係るドライバ回路１０は、所定の動作を行う外部装置２０に接続される。また、ドライバ回路１０は、外部装置２０の駆動電流及び駆動電圧をセンスするセンス回路として動作するように構成されるアナログデジタル変換器（以下、「ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）」という）１２と、外部装置２０の力率を改善するためにパルス幅変調器（以下、「ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）」という）１８ａのデューティを算出するように構成されるＰＦＣ１４と、ＡＤＣ１２によってセンスされた駆動電流及び駆動電圧に基づいて、外部装置２０の駆動電流を制御するとともに、駆動電流に関するパラメータをＰＦＣ１４に供給するように構成される制御回路１６と、ＰＦＣ１４によって算出されたデューティでＡＤＣ１２の出力に対してパルス幅変調を行って、外部装置２０にパルス信号を供給するように構成されるＰＷＭ１８ａと、所定のデューティで制御回路１６の出力に対してパルス幅変調を行って、外部装置２０にパルス信号を供給するように構成されるＰＷＭ１８ｂと、を備える。

図２を参照して、図１のドライバ回路１０及び外部装置２０の構成の一例について説明する。

外部装置２０は、モータ２１及びコンプレッサ２２を含むエアコンディショナと、昇圧型コンバータ２３と、３相インバータ２４と、を備える。なお、本発明の実施形態では、外部装置２０は、エアコンディショナに限られない。例えば、外部装置２０は、シーリングファン、換気扇等の各種のファンであっても良い。

外部装置２０では、端子Ｌ及びＮに電流が供給される。昇圧型コンバータ２３及び３相インバータ２４は、端子Ｌ及びＮに供給された電流に基づいて電力を生成し、その電力をモータ２１に供給するように構成される。モータ２１は、供給された電力に基づいて駆動するように構成される。また、外部装置２０は、ハードウェアスケーリングＫ１乃至Ｋ４を経由して、駆動電圧Ｖ_Ｍ、並びにシャント電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、及びＩ_ｗをＡＤＣ１２に供給するように構成される。なお、本発明の実施形態では、外部装置２０のコンバータのトポロジは、昇圧型に限られない。例えば、外部装置２０のコンバータのトポロジは、降圧型であっても良いし、昇降圧型であっても良い。

ＡＤＣ１２は、駆動電圧Ｖ_Ｍ、並びにシャント電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、及びＩ_ｗをそれぞれデジタル信号Ｖ_Ｍ´、Ｉ_ｕ´、Ｉ_ｖ´、及びＩ_ｗ´に変換し、それらのデジタル信号をＰＦＣ１４及び制御回路１６に供給するように構成される。すなわち、ＡＤＣ１２は、ＰＦＣ１４及び制御回路１６にデジタル信号Ｖ_Ｍ´、Ｉ_ｕ´、Ｉ_ｖ´、及びＩ_ｗ´を供給するために、外部装置２０の駆動電流Ｉ_Ｍ及び駆動電圧Ｖ_Ｍをセンスする３シャントセンス方式のセンス回路として動作する。

制御回路１６は、ＡＤＣ１２から供給されたデジタル信号Ｖ_Ｍ´、Ｉ_ｕ´、Ｉ_ｖ´、及びＩ_ｗ´に基づいて、モータ２１の位置を推定し、モータ２１に印加する電圧Ｖ_ＤＣを決定する処理と、デューティＤ_２を算出してＰＷＭ１８ｂに供給する処理と、駆動電流Ｉ_Ｍに関するパラメータ（電流ベクトル（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ））をＰＦＣ１４に供給する処理と、を行うように構成される。デューティＤ_２は、モータに印加される電圧Ｖ_ＤＣを駆動電圧Ｖ_Ｍで除した値である（Ｄ_２＝Ｖ_ＤＣ／Ｖ_Ｍ）。

ＰＦＣ１４は、ＡＤＣ１２から供給されたデジタル信号Ｖ_Ｍ及び制御回路１６から供給された電流ベクトル（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）に基づいて、デューティＤ_１を算出してＰＷＭ１８ａに供給するように構成される。なお、例えば、ＰＦＣ１４は、（式１）に基づいてデューティＤ_１を算出する。

ＰＷＭ１８ａは、ＰＦＣ１４から供給されたデューティＤ_１をパルス幅変調して、パルス信号Ｐ_Ａを昇圧型コンバータ２３に供給するように構成される。

ＰＷＭ１８ｂは、制御回路１６から供給されたデューティＤ_２をパルス幅変調して、パルス信号Ｐ_１乃至Ｐ_６を３相インバータ２４に供給するように構成される。

図３を参照して、図１のＰＦＣ１４の構成について説明する。

ＰＦＣ１４は、位相角推定部１４１と、電圧補償部１４２と、第１電流推定部１４３と、第２電流推定部１４４と、算出部１４５と、モード選択部１４６と、を備える。

位相角推定部１４１は、制御回路１６から供給された駆動電流Ｉ_Ｍに関するパラメータ（電流ベクトル（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）に基づいて、ＰＦＣ１４に対する入力電圧の位相角の変化量Δθを推定し、その位相角の変化量Δθを第１電流推定部１４３に供給するように構成される。

電圧補償部１４２は、ＡＤＣ１２から供給されたデジタル信号Ｖ_Ｍ´に基づいて、駆動電圧s誤差を補償し、補償結果を第１電流推定部１４３に供給するように構成される。

第１電流推定部１４３は、電圧補償部１４２から供給された補償結果及び位相角推定部１４１から供給された位相角の変化量Δθに基づいて、図１の外部装置２０のコンデンサに流れるチャージ電流の変化量ΔＩ_Ｃを推定し、そのチャージ電流の変化量ΔＩ_Ｃを算出部１４５に供給するように構成される。

第２電流推定部１４４は、ＡＤＣ１２から供給されたデジタル信号Ｖ_Ｍ´及び制御回路１６から供給されたパラメータ（電流ベクトル（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）に基づいて、駆動電流の変化量ΔＩ_Ｍを推定し、その駆動電流の変化量ΔＩ_Ｍを算出部１４５に供給するように構成される。

算出部１４５は、第１電流推定部１４３から供給されたチャージ電流の変化量ΔＩ_Ｃ及び第２電流推定部１４４から供給された駆動電流の変化量ΔＩ_Ｍに基づいて、チャージ電流Ｉ_Ｃの波形を駆動電圧Ｖ_Ｍの波形と相似形に調整するようなデューティＤ_１を算出し、ＰＷＭ１８ａに供給するように構成される。

モード選択部１４６は、チャージ電流Ｉ_Ｃを制御するための電流制御モード又は駆動電圧の位相角θを推定するための位相角推定モードを選択するように構成される。好ましくは、モード選択部１４６は、通常は電流制御モードを選択し、定期的に位相角推定モードを選択するように構成される。位相角推定部１４１は、モード選択部１４６から位相角推定モードを選択するためのモード信号ＭＯＤＥ（２）が供給されたとき（すなわち、モード選択部１４６によって駆動電圧の位相角θを推定するための位相角推定モードが選択された場合）に動作するように構成される。

図４を参照して、図１のドライバ回路１０の回路構成について説明する。

位相角推定部１４１は、位相角検出部１４１ａと、位相角計測部１４１ｂと、位相角算出部１４１ｃと、グリッド電圧算出部１４１ｄと、を備える。

位相角検出部１４１ａは、算出部１４５によって算出されたデューティＤ_１に基づいて、駆動電圧の位相角θの極性の変化点を検出するように構成される。すなわち、位相角検出部１４１ａは、ＰＦＣ１４に対する入力電圧の位相角がゼロ度又は９０度になったことを検出する。具体的には、位相角検出部１４１ａは、算出部１４５から供給されたデューティＤ_１（Ｄ_１の初期値は０である）に定数α（α＞０）を加算してデューティの推定値Ｄ_１´（Ｄ_１´＝Ｄ_１＋α）を算出する。そして、位相角検出部１４１ａは、デューティの推定値Ｄ_１´あたりの駆動電圧Ｖ_Ｍの変化量に基づいて駆動電圧の周期的変化ΔＶ_Ｍｅｓｔを算出する（ΔＶ_Ｍｅｓｔ＝（ｄＶ_Ｍ／ｄｔ）−（Ｉ_Ｍ／Ｃ）、Ｃは外部回路２０のキャパシタの容量である）。そして、位相角検出部１４１ａは、駆動電圧の周期的変化ΔＶ_Ｍｅｓｔに基づいて、駆動電圧の位相角θの極性の変化点を検出する。例えば、位相角検出部１４１ａは、駆動電圧の周期的変化ΔＶ_Ｍの極性が負から正に変化したときにリセット信号（位相角θがゼロ度であることを示す信号）を位相角計測部１４１ｂに供給し、駆動電圧の周期的変化ΔＶ_Ｍの極性が正から負に変化したときにセット信号（位相角θが９０度であることを示す信号）を位相角計測部１４１ｂに供給する。すなわち、位相角検出部１４１ａは、駆動電圧の周期的変化ΔＶ_Ｍの極性の変化点における変化方向（負から正又は正から負）に基づいて駆動電圧Ｖ_Ｍの周期的変化を判定する。

位相角計測部１４１ｂは、位相角検出部１４１ａの検出結果（リセット信号又はセット信号）に基づいて、駆動電圧の位相角θを計測し、その計測結果を位相角算出部１４１ｃに供給するように構成される。具体的には、位相角計測部１４１ｂは、位相角検出部１４１ａによって駆動電圧の周期的変化ΔＶ_Ｍの極性の変化点が検出されたときにリセット及びスタートするカウンタを備える。なお、このカウンタは、プリセットされた入力電流周波数Ｆ_ｇ（Ｆ_ｇ＝１／Ｔ_ｇ）に基づいて定期的にリセットされる。

位相角算出部１４１ｃは、位相計測部１４１ｂによって計測される前の位相角と計測された後の位相角との差を位相角の変化量Δθとして算出し（Δθ＝（θ−θ／ｚ））、その位相角の変化量Δθを第１電流推定部１４３に供給するように構成される。

グリッド電圧算出部１４１ｄは、位相角計測部１４１ｂによって計測された位相角θに基づいてグリッド電圧Ｖ_ｇを算出し、そのグリッド電圧Ｖ_ｇを算出部１４５に供給するように構成される。

電圧補償部１４２は、電圧補償器ＰＩを備える。電圧補償部１４２は、ＡＤＣ１２から供給されたデジタル信号Ｖ_Ｍ´と所定の目標駆動電圧Ｖ_{Ｍ＿ｒｅｆ}との差に基づいて、目標駆動電圧Ｖ_{Ｍ＿ｒｅｆ}に対する駆動電圧Ｖ_Ｍの誤差を補償するためのチャージ電流の平均値ピークＩ_{Ｃ＿ｐｅａｋ＿ｒｅｆ}を算出し、そのチャージ電流の平均値ピークＩ_{Ｃ＿ｐｅａｋ＿ｒｅｆ}を第１電流推定部１４３に供給するように構成される。電圧補償部１４２は、交流の半正弦波１０周期に１回の割合でフィードバックを行う（例えば、１０［Ｈｚ］）程度の比較的遅いループである。

第１電流推定部１４３は、位相角算出部１４１ｃから供給された位相角の変化量Δθに対応するチャージ電流Ｉ_Ｃ（Δθ）と電圧補償部１４２から供給されたチャージ電流の平均値ピークＩ_{Ｃ＿ｐｅａｋ＿ｒｅｆ}との差をチャージ電流の変化量ΔＩ_Ｃとして算出するように構成される。

第２電流推定部１４４は、制御回路１６から供給された電流ベクトル（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）から駆動電流Ｉ_Ｍを算出し、算出される前の駆動電流と算出された後の駆動電流との差を駆動電流の変化量ΔＩ_Ｍとして算出するように構成される（ΔＩ_Ｍ＝Ｉ_Ｍ−Ｉ_Ｍ／ｚ）。

算出部１４５は、電流補償器ＰＩを備える。算出部１４５は、平均電流モードにおいて、コンデンサのチャージ電流Ｉ_Ｃの波形を駆動電圧Ｖ_Ｍの波形と相似形に調整するようなデューティＤ_１を算出し、そのデューティＤ_１を位相角検出部１４１ａ及びＰＷＭ１８ａに供給するように構成される。歪みや位相遅れの少ないチャージ電流Ｉ_Ｃにするために、比較的高速なフィードバック周波数（例えば、１００ｋＨｚ）及びスイッチング周波数（例えば、１００ｋＨｚ）が必要となる。具体的には、電流補償器ＰＩは、駆動電圧の位相角θと電圧補償部１４２から供給された平均値ピークＩ_{Ｃ＿ｐｅａｋ＿ｒｅｆ}に基づいて算出されるチャージ電流と駆動電流Ｉ_Ｍの合計から算出される現在の（１サイクル前のデューティＤ_１に対応する）駆動電流との誤差ΔＩ_{Ｌ＿ａｖｅ＿ｅｒｒｏｒ}から最新のデューティＤ_１を算出する。

モード選択部１４６は、モード信号ＭＯＤＥ（１）又は（２）を生成する。モード信号ＭＯＤＥ（１）が生成された場合には、チャージ電流Ｉ_Ｃを制御するための電流制御モードが実行され、モード信号ＭＯＤＥ（２）が生成された場合には、ＰＦＣ１４に対する入力電圧の位相角を推定するための位相角推定モードが実行される。位相角推定部１４１は、モード信号ＭＯＤＥ（２）が生成された場合に動作する。

従来では、力率を改善するために駆動電圧及び駆動電流のセンスが必要である。すなわち、ＰＦＣ専用のセンス回路及びセンス用の信号経路が存在する。その結果、ＰＦＣが組み込まれたドライバ回路の回路面積、消費電力、及び製造コストが増加する。

これに対して、本発明の実施形態では、ＡＤＣ１２から供給されたデジタル信号Ｖ_Ｍ´及び制御回路１６から供給された信号（電流ベクトル（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ））に基づいてＰＦＣ１４がデューティＤ_１を算出する。すなわち、駆動電圧Ｖ_Ｍ及び駆動電流Ｉ_Ｍをモニタするアプリケーション（ＡＤＣ１２及び制御回路１６）とＰＦＣ１４とが組み合わせられるので、ＰＦＣ１４専用のセンス回路及びセンス用の信号経路が実質的に存在していない。その結果、ＰＦＣ１４が組み込まれたドライバ回路１０の回路面積、消費電力、及び製造コストが低減する。

なお、本発明の実施形態では、位相角検出部１４１ａは、所定の演算を行って駆動電圧Ｖ_Ｍの周期的変化を判定したが、本発明の範囲はこれに限られるものではない。位相角検出部１４１ａは、アークサインテーブルを用いて駆動電圧Ｖ_Ｍの周期的変化を判定しても良い。この場合には、力率改善効果を向上させることができる。

また、本発明の実施形態（特に、図４）では、制御回路１６がベクトル制御（ＦＯＣ（Field Oriented Control）方式を採用する例について説明したが、本発明の範囲はこれに限られるものではない。

また、本発明の実施形態では、１チップのＤＳＰ／ＭＣＵ（Digital Signal Processor / Micro Controller Unit）によってドライバ回路１０全体が構成されても良いし、ＰＦＣ１４とその他のモジュールとがそれぞれ異なるチップ（すなわち、２チップ）で構成されても良い。

また、本発明の実施形態では、３シャントセンス方式のセンス回路を備えるドライバ回路１０について説明したが、本発明の範囲はこれに限られるものではない。例えば、ドライバ回路１０は、１シャントセンス方式又は２シャントセンス方式のセンス回路を備えても良いし、３相ブラシレスＤＣモータドライバ回路又はＡＣモータ（誘導モータ）ドライバ回路であっても良い。さらに、ドライバ回路１０は、ファン以外の外部装置２０にも広く適用可能である。

上述した実施形態は、いずれも一例であって限定的なものではないと考えられるべきである。本発明の技術的範囲は、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ ドライバ回路
１２ ＡＤＣ
１４ ＰＦＣ
１４１ 位相角推定部
１４１ａ 位相角検出部
１４１ｂ 位相角計測部
１４１ｃ 位相角算出部
１４１ｄ グリッド電圧算出部
１４２ 電圧補償部
１４３ 第１電流推定部
１４４ 第２電流推定部
１４５ 算出部
１４６ モード選択部
１６ 制御回路
１８ａ，１８ｂ ＰＷＭ
２０ 外部装置
２１ モータ
２２ コンプレッサ
２３ 昇圧型コンバータ
２４ ３相インバータ

Claims (6)

1. コンデンサを含む外部装置の駆動電流及び駆動電圧をセンスするセンス回路と、
   前記外部装置にパルス信号を供給するパルス幅変調器と、
   前記外部装置の力率を改善するために前記パルス幅変調器のデューティを算出する力率改善回路と、
   前記センス回路によってセンスされた駆動電流及び駆動電圧に基づいて、前記外部装置の駆動電流を制御するとともに、前記駆動電流に関するパラメータを前記力率改善回路に供給する制御回路と、を備え、
   前記力率改善回路は、
   前記制御回路から供給されたパラメータに基づいて、前記駆動電圧の変化量におけるチャージ電流成分から前記力率改善回路に対する入力電圧の位相角を推定する位相角推定部と、
   前記駆動電圧の誤差を補償する電圧補償部と、
   前記電圧補償部の補償結果及び前記位相角推定部によって推定された位相角の変化量に基づいて、前記コンデンサに流れるチャージ電流の変化量を推定する第１電流推定部と、
   前記駆動電流の変化量を推定する第２電流推定部と、
   前記第１電流推定部によって推定されたチャージ電流の変化量及び前記第２電流推定部によって推定された駆動電流の変化量に基づいて、前記デューティを算出する算出部と、
   を備えることを特徴とするドライバ回路。
2. 前記位相角推定部は、
   前記算出部によって算出されたデューティに基づいて、前記駆動電圧の位相角の極性の変化点を検出する位相角検出部と、
   前記位相角検出部の検出結果に基づいて、前記駆動電圧の位相角を計測する位相角計測部と、
   前記位相角計測部によって計測される前の位相角と計測された後の位相角との差を前記位相角の変化量の推定値として算出する位相角算出部と、
   を備える請求項１記載のドライバ回路。
3. 前記位相角計測部は、前記位相角検出部によって前記変化点が検出されたときにリセット及びスタートするカウンタを備える請求項２記載のドライバ回路。
4. 前記制御回路は、ベクトル制御方式によって前記駆動電流を制御するとともに、前記駆動電流に関する電流ベクトルを前記力率改善回路に供給し、
   前記第２電流推定部は、前記電流ベクトルに基づいて前記駆動電流を算出し、算出される前の駆動電流と算出された後の駆動電流との差を前記駆動電流の変化量として算出する請求項１乃至３の何れか１項記載の力率改善回路。
5. 前記チャージ電流を制御するための電流制御モード又は前記駆動電圧の位相角を推定するための位相角推定モードを選択するモード選択部をさらに備え、
   前記モード選択部によって前記電流制御モードが選択された場合には、前記パルス幅変調器が前記入力電圧と相似形の電流を発生させるようなデューティで動作し、前記モード選択部によって前記位相角推定モードが選択された場合には、前記位相角推定部が動作する請求項１乃至４の何れか１項記載のドライバ回路。
6. 前記モード選択部は、前記位相角推定モードを定期的に選択する請求項５記載のドライバ回路。

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