JPWO2008026270A1 - 電動機駆動装置及び圧縮機駆動装置 - Google Patents

Abstract

交流電源の整流後の直流電圧を平滑するコンデンサを小容量化又は設けない構成とし、小型・軽量・低コスト化を図り、かつ、入力電流の高調波電流を効果的に低減できる電動機駆動装置、及びその電動機が搭載された圧縮機駆動装置を得る。交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段（３）と、整流手段（３）が出力した直流電圧を交流電圧に変換して電動機（５）に印加するインバータ主回路部（６）と、インバータ主回路部（６）が電動機（５）に印加する電圧を制御する制御手段（１０）とを有する電動機駆動装置であって、制御手段（１０）は、電動機（５）に印加する電圧のスカラー値が、整流手段（３）が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段（２３）を有し、出力電圧制限手段（２３）の電圧制限量を、制御手段（１０）にフィードバックする。

Description

本発明は、電動機を駆動する電動機駆動装置、及びその電動機駆動装置が搭載された圧縮機駆動装置に関するものである。

従来の電動機駆動装置は、交流電源を整流し、整流後の直流電力を平滑コンデンサで平滑してインバータにより電動機に電力を供給するものである。このような構成の場合、必ず平滑コンデンサが必要となるため、この平滑コンデンサが大型化・コストアップの要因となっていた。しかし、平滑コンデンサをなくすと、整流後の直流電圧が交流電源と同期した脈動をおこし、電動機にトルク脈動や効率悪化などといった悪影響を及ぼすことが知られている。

そこで、この平滑コンデンサを不要とした場合の直流電圧脈動による電動機への悪影響を軽減するため、電動機の位相を進める技術がある（例えば、特許文献１参照）。

また、あらかじめ電動機のトルクを電源の２倍の周期で制御するものもある（例えば、特許文献２参照）。

さらに、三相交流電源の場合、直流電圧の脈動が単相交流電源より小さいため、瞬時に直流電圧を検出することにより、直流電圧の脈動を補償するものもある（例えば、特許文献３参照）。

このような直流電圧の脈動条件にて電動機を駆動する場合、直流電圧の低下による電圧不足に対してインバータより出力する電圧を制限するものもある（例えば、特許文献４参照）。

また、このような直流電圧の脈動条件にて電動機を駆動する場合、直流電圧の低下に応じて電流制御の指令値を工夫して電動機駆動を実現するものもある（例えば、特許文献５〜７参照）。

さらに、直流電圧の脈動により、電動機からの回生電力によるインバータへの逆潮流にて発生する電圧上昇の保護のため、クランプ回路を設けるものもある（例えば、特許文献８参照）。

また、永久磁石電動機の回転子位置を位置センサレスにて電動機を駆動する方法が示されている（例えば、非特許文献１〜２参照）。
特開平１０−１５０７９５号公報（第５−７頁、第１図） 特開２００２−５１５８９号公報 特開平６−１５３５３４号公報（第２図） 特開２００５−２０９８６号公報（第３図） 特開２００２−２２３５９９号公報 特開２００３−１６４１７９号公報 特開２００５−１３０６６６号公報 特開２００５−３９９０２号公報 渡辺、宮崎、藤井、「永久磁石界磁電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の一方法」、電気学会論文誌Ｄ、１１０巻１１号、平成２年、Ｐ．１１９３−１２００ 竹下、市川、李、松井、「速度起電力に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」、電気学会論文誌Ｄ、１１７巻１号、平成９年、Ｐ．９８−１０４

従来の電動機駆動装置及び圧縮機駆動装置は、交流電源の整流後の直流電圧を平滑化するコンデンサを小容量化又は設けない構成とし、小型・軽量・低コスト化を図り、かつ、コンデンサの少量化に伴う直流電圧脈動を軽減する制御をしたもの、もしくは高効率かつ入力電流の高調波成分を抑制したものが提案されている。

しかしながら、これらの電動機駆動装置は、電動機を駆動しつつ、入力電流の高調波電流を低減できる可変速度範囲に、動作範囲を狭める必要があった。
そのため、可変速度範囲の広い空気調和機などのシステムへ適用しようとする場合に、上記制限が生じるという課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、交流電源の整流後の直流電圧を平滑するコンデンサを小容量化又は設けない構成とし、小型・軽量・低コスト化を図り、かつ、入力電流の高調波電流を効果的に低減できる電動機駆動装置、及びその電動機が搭載された圧縮機駆動装置を得ることを目的とするものである。

本発明に係る電動機駆動装置は、
交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、
前記整流手段が出力した直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加する電力変換手段と、
前記電力変換手段が電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを有する電動機駆動装置であって、
前記制御手段は、
電動機に印加する電圧のスカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段を有し、
前記出力電圧制限手段の電圧制限量を、前記制御手段にフィードバックすることを特徴とするものである。

本発明に係る電動機駆動装置によれば、平滑コンデンサを小容量化又は設けない構成としたので、装置の小型・軽量・低コスト化を図ることができる。
また、出力電圧制限を行った際の電圧制限量をフィードバックするので、当該電圧制限に基づく出力電圧誤差の影響を瞬時に除去でき、これによって入力電流の高調波成分を効果的に低減できる。

実施の形態１に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。 平滑コンデンサ４により平滑化された直流電圧の波形を示すものである。 出力電圧制限手段２３による電圧制限動作を説明するものである。 出力電圧制限手段２３の構成を示すものである。 電流制御手段２２の構成を示すものである。 図１の構成において、インバータ主回路部６を仮想電流源３０に等価的に置き換えた構成を示すものである。 実施の形態２に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。 電流指令生成手段２６の構成を示すものである。 電動機５の総磁束が脈動する様子を示す図である。 磁束指令を電動機５の回転数に応じて変更する際の両者の対応関係を示す図である。 電動機５が回生動作したときの直流電圧波形と入力電流波形を示すものである。 ｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊にオフセットを持たせた例を示すものである。 実際の電源位相の波形と、電源位相検出器９の検出値に基づくサンプリングにより生成された演算位相の波形を示すものである。 実施の形態３に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。 開ループで動作している状態から閉ループへ動作を切換えるタイミングを示す波形図である。 開ループ上の制御軸から見た場合の電圧と、閉ループ上の制御軸から見た場合の電圧を比較するベクトル図である。 開ループから閉ループに制御を切り替える際の、ｒ軸、δ軸の電流指令値を示すものである。 電動機５の相電流（Ｕ相）の実際の波形例を示すものである。

符号の説明

１ 単相交流電源
２ コイル
３ 整流手段
４ 平滑コンデンサ
５ 電動機
６ インバータ主回路部
７ａ、７ｂ 相電流検出器
８ 直流電圧検出手段
９ 電源位相検出器
１０ 制御手段
２１ 座標変換手段
２２ 電流制御手段
２３ 出力電圧制御手段
２４ａ、２４ｂ 積分器
２５ 電流指令値
２６ 電流指令生成手段
２７ 位置推定手段

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。
図１において、１は単相交流電源、２はコイル、３は整流手段、４は平滑コンデンサ、５は電動機、６はインバータ主回路部、７ａと７ｂは相電流検出器、８は直流電圧検出手段、９は電源位相検出器、１０は制御手段である。
コイル２は、単相交流電源１と整流手段３の間に接続されている。
整流手段３は、単相交流電源１からの交流電圧を直流電圧に整流する。
平滑コンデンサ４は、整流手段３の出力側に接続されており、整流手段３が整流した電圧を平滑化する。
電動機５は、インバータ主回路部６の出力側に接続されており、本実施の形態１に係る電動機駆動装置の駆動対象となる。
インバータ主回路部６は、平滑コンデンサ４が平滑化した直流電圧を交流電圧に変換して電動機５に印加し、電動機５を駆動する。
相電流検出器７ａ、７ｂは、電動機５の相電流を検出し、制御手段１０に出力する。
直流電圧検出手段８は、整流手段３が出力した直流電圧を検出し、制御手段１０に出力する。
電源位相検出器９は、単相交流電源１の電源位相を検出し、制御手段１０に出力する。
制御手段１０は、電動機５に流す電流指令値２５（Ｉｒ＊、Ｉδ＊）を受け取り、当該電流指令値２５に基づいてインバータ主回路部６を制御し、電動機５へ印加する電圧を制御する。

制御手段１０は、座標変換手段２１、電流制御手段２２、出力電圧制御手段２３を有している。
座標変換手段２１は、相電流検出器７ａ、７ｂから電動機５の相電流の検出値を受け取り、直交２軸座標系に座標変換した（Ｉｒ、Ｉδ）を出力する。
電流制御手段２２は、電流指令値２５、座標変換手段２１の出力、電源位相検出器９の出力、及び後述の電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）を受け取り、電動機５に印加する電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を出力する。
出力電圧制限手段２３は、直流電圧検出手段８の出力、及び電流制御手段２２の出力を受け取り、インバータ主回路部６に、電動機５へ印加する電圧（Ｖｒ、Ｖδ）の指示を出力する。また、所定の条件の下で、電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）を電流制御手段２２に出力する。
以上の構成の詳細、及び各記号の添え字（ｒ、δ）の意味については、後述する。

図２は、平滑コンデンサ４により平滑化された直流電圧の波形を示すものである。
図２（ａ）は、平滑コンデンサ４の容量が十分大きい場合の直流電圧波形を示すものである。この場合は、同図に示すとおり、直流電圧が変動しない、もしくは小さな変動量であるため、前記電動機５の出力トルクはほぼ一定値に制御される。
図２（ｂ）は、平滑コンデンサ４の容量が小さく、直流電圧が脈動している場合の波形を示すものである。この場合は、同図に示すとおり、平滑コンデンサ４の小容量化により直流電圧が大きく脈動し、電源電圧と相似形となっているため、図２（ａ）に示す直流電圧と同様に電動機５を制御すると、直流電圧が大きく低下した時刻（単相交流電源１のゼロクロス付近）での十分なトルクが出力できず、制御が不安定となる。

本発明においては、図２（ｂ）に示すように、直流電圧が単相交流電源１の周波数の２倍の周波数で大きく脈動する程度に平滑コンデンサ４を小容量化し、装置の小型・軽量・低コスト化を図る。単相交流電源１のゼロクロス付近での制御の問題については、後述する。

ここで、図１の構成の詳細説明に入る前に、直流電圧の脈動許容範囲を大きくすることにより、平滑コンデンサ４の容量を小さくし得る理論的根拠について考察する。

（１）
電動機５のインダクタンスをＬ、定格電流をＩ、許容可能な直流電圧の脈動範囲をＶとすると、エネルギー保存則により次式（２）が成り立つ。
（１／２）ＣＶ＾２＝（１／２）ＬＩ＾２・・・（２）
（２）
例えば、Ｌ＝１０ｍＨ、Ｉ＝１０Ａとすると、上記式（２）により、脈動範囲Ｖが２０Ｖの場合はＣ＝２５００ｕＦとなる。一方、脈動範囲Ｖを２８０Ｖとすると、同じく上記式（２）により、Ｃ＝１３ｕＦとなる。
（３）
これは即ち、図２（ｂ）に示すように直流電圧の脈動範囲を大きくすれば、コンデンサ容量を大幅に小さくし得ることを表している。このように、理論計算によっても、コンデンサ容量を小さくできることは明らかである。

なお、実際には単相交流電源１から補給される電荷により平滑コンデンサ４が充電されるため、上記式（２）による算出方法は完全な物理現象を表している訳でなく、あくまでも概略計算であることを付言しておく。

以後は、図１の構成の詳細説明に戻る。

座標変換手段２１は、相電流検出器７ａ、７ｂが検出した電動機５の相電流を、直交２軸座標系における電流へ変換する。変換後の直交２軸座標をｒ軸、δ軸と呼び、電圧や電流の添え字にも同じ記号を付す。
本実施の形態１においては、各電流・電圧の値は、電流指令値２５（Ｉｒ＊、Ｉδ＊）も含めて、このｒ軸、δ軸上の値を用いて制御を行う。以後の実施の形態についても同様である。
座標変換手段２１が座標変換したｒ軸、δ軸の電流値（Ｉｒ、Ｉδ）は、電流制御手段２２へ出力される。電流制御手段２２の構成と動作は、後述の図５で説明する。

図３は、出力電圧制限手段２３による電圧制限動作を説明するものである。
インバータ主回路部６は、入力される直流電圧により規定される出力電圧の最大値以上の電圧を出力することはできない。この出力電圧の最大値をＶｌｉｍ（図３の点線円弧）とする。
出力電圧制限手段２３は、電動機５に印加する電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）がＶｌｉｍを上回っている場合には、スカラー値がＶｌｉｍ以下となるように、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を修正し、修正後の電圧値（Ｖｒ、Ｖδ）により、インバータ主回路部６を制御する必要がある。
出力電圧制限手段２３は、このように電動機５に印加する電圧を最大値Ｖｌｉｍ以下に制限する役割を果たす。

図４は、出力電圧制限手段２３の構成を示すものである。
（１）入力
出力電圧制限手段２３は、電動機５に印加する電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）とともに、直流電圧検出手段８の出力により規定される上記Ｖｌｉｍの値を、入力として受け取る。
（２）電圧制限動作
次に、出力電圧制限手段２３は、上記Ｖｌｉｍの値と、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）のスカラー値を比較する。
（３）出力
スカラー値が上記Ｖｌｉｍの値を上回っている場合には、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を修正し、修正後の電圧値（Ｖｒ、Ｖδ）を最終的な電圧として出力する。
スカラー値が上記Ｖｌｉｍの値を上回っていない場合には、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）をそのまま（Ｖｒ、Ｖδ）として出力する。
また、電圧の修正を行った場合には、修正前後の差分値（Ｖｒ０−Ｖｒ、Ｖδ０−Ｖδ）＝電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）を、電流制御手段２２に出力する。

図５は、電流制御手段２２の構成を示すものである。
図５（ａ）はｒ軸の電流制御、（ｂ）はδ軸の電流制御を行う構成である。それぞれ同様の構成を有するため、ここではｒ軸の電流制御についてのみ説明する。

（１）基本構成
電流制御手段２２は、ｒ軸電流の指令値Ｉｒ＊と、座標変換手段２１が出力した座標変換後のｒ軸電流値Ｉｒとを入力として受け取り、その偏差（Ｉｒ＊−Ｉｒ）を求める。
次に、求めた偏差に基づき、以下の式（３）による比例積分制御演算を行い、操作量を求める。
操作量＝Ｋｉｄ×｛偏差＋（１／Ｔｉｄ）×∫（偏差）ｄｔ｝・・・（３）
Ｋｉｄ：比例ゲイン
Ｔｉｄ：積分ゲイン
上記式（３）のうちの積分演算は、積分器２４ａ（δ軸においては積分器２４ｂ）により行う。求められた操作量は、ｒ軸の電圧指令値Ｖｒ０として、出力電圧制限手段２３に出力される。

（２）出力電圧制限手段２３からのフィードバックを用いた演算補正
電流制御手段２２の基本的な構成は上記の通りであるが、本発明においては、出力電圧制限手段２３からのフィードバックを積分器２４ａの積分値に反映した演算補正をさらに行う。
出力電圧制限手段２３において、図３〜図４で説明したような電圧制限動作を行った場合は、その電圧制限量Ｖｒ＿ｒｓｔが、電流制御手段２２にフィードバックされる。
電流制御手段２２は、積分器２４ａの積分値から、この電圧制限量Ｖｒ＿ｒｓｔを減算する補正を行う。δ軸（積分器２４ｂ）についても同様である。
この理由について、以下に説明する。

本発明においては、平滑コンデンサ４を小容量化したため、直流電圧が単相交流電源１の２倍の周波数で大きく脈動する。そのため、単相交流電源１の半周期毎に、インバータ主回路部６へ入力する直流電圧が大きく低下することになり、前述の通り、出力電圧制限手段２３が電圧を制限する状況が発生する。
この場合、電流制御手段２２に積分器が存在すると、この制限した電圧分だけの誤差が積分に残存し、積分値に当該誤差の影響が含まれ、波形が歪んで高調波成分が増加することになる。
積分誤差の影響を除去する手段として、電圧制限を行った際は積分演算を停止するようにすることも考えられるが（例えば前記特許文献４）、そうすると、積分制御を再開する際に、この誤差が積分内部に残存し、入力電流の高調波成分を十分に低減することができない。特に単相交流電源１の電圧値が高い場合は、電圧脈動の瞬時時間変化が大きく、この傾向が顕著に表れる。
そこで、本発明においては、積分演算を停止するのではなく、積分内部に残存する誤差を減算により補正し、上記課題を解決する。
このように、出力電圧制限手段２３が電圧制限動作を行った場合に、その電圧制限量Ｖｒ＿ｒｓｔを積分器２４ａ（及び積分器２５ｂ）から減算することにより、出力電圧誤差による積分誤差を瞬時に除去できる。
これにより、入力電流の高調波成分をより効果的に低減することができ、積分器２４ａ（及び積分器２５ｂ）の積分演算を停止させる方法よりも、入力電流の高調波成分をより低減することができる。

次に、インバータ主回路部６に流れる電流の波形が、単相交流電源１の電圧波形と相似形状になるように制御し、これにより入力電流の高調波成分を低減することについて検討する。
まずは後述の図６を用いて理論的根拠を考察し、次いで本実施の形態１における具体的な実現方法を説明する。

図６は、図１の構成において、インバータ主回路部６を仮想電流源３０に等価的に置き換えた構成を示すものである。仮想電流源３０と平滑コンデンサ４は、並列回路３１を構成する。
平滑コンデンサ４は小容量化されているので、仮想電流源３０の出力電流と、単相交流電源１の電圧とが同期している条件の下で、並列回路３１は純抵抗とほぼ等価に扱うことができる。
一般に純抵抗回路においては、電圧と電流の波形にズレは生じず、双方の波形は同位相となる。即ち、上記条件の下では、入力電流が単相交流電源１の電圧と同位相、相似波形の波形となる。
単相交流電源１の電圧と同位相、相似波形の波形には、歪みなどの高調波成分がないため、入力電流の波形を単相交流電源１の電圧と同位相、相似波形の波形とすることによって、入力電流の高調波成分を低減できるのである。

上記を実現するためには、例えば、電源電圧情報、電源電圧の位相情報や電源電圧のゼロ点、電源電圧の瞬時値、または、直流電圧の瞬時脈動電圧などを検出し、インバータ主回路部６へ流れこむ電流が単相交流電源１の電圧と相似形になるように電動機５を制御することが考えられる。
即ち、インバータ主回路部６に流れる電流を検出し、この電流が電源電圧と相似形状になるよう制御するとよい。
そこで、本発明では、インバータ主回路６に入力される電流と出力される電流はキルヒホッフの法則から一致することに着眼し、電動機５のｒ軸、δ軸電流の両方を単相交流電源１の電圧と相似形状に制御することで、等価的にインバータ主回路部６へ流れこむ電流が単相交流電源１の電圧と相似形状となるよう構成する。
このように構成することにより、電動機５の相電流検出器７ａ、７ｂで入力電流検出器を代替でき、単相交流電源１側に入力電流検出器を設ける必要がなくなるので、部品点数削減により電動機駆動装置を安価に構成することができる。

次に、電動機５のｒ軸、δ軸電流の両方を単相交流電源１の電圧と相似形状に制御するための具体的な構成について説明する。

制御手段１０は、電源位相検出器９が検出した単相交流電源１の電源位相に基づき、単相交流電源１の電圧波形と相似形状の正弦波形を生成する。
次に、生成した正弦波形を電流指令値２５（Ｉｒ＊、Ｉδ＊）に乗算し、電流制御手段２２に渡す。
このようにすることで、電流指令値２５（Ｉｒ＊、Ｉδ＊）は単相交流電源１の電圧と同期して脈動することとなるので、電動機５に流れる電流も単相交流電源１の電圧と同期して脈動する。即ち、電動機５のｒ軸、δ軸電流の両方を単相交流電源１の電圧と相似形状に制御することができ、上記のような制御を実現できるのである。

なお、δ軸の電流のみ脈動させ、ｒ軸の電流を略一定に保つように制御する従来技術も存在する。例えば上記特許文献５においては、ｑ軸の電流のみ脈動させ、ｄ軸の電流を略一定に保つことが記載されている。
このように構成した場合、ｒ軸、δ軸ともに脈動させる本発明よりも電源力率は向上するが、３０次（電源周波数の３０倍の周波数成分）以上の高調波電流成分が増加する。
このような高調波は、法律等の規制により制限されている場合があるため、規制適合の観点からは、上記従来技術と比較して、本発明に優位性がある。本発明によれば、製品バラツキを含めても、３０次以上の高調波電流が規制値を超えないようにすることが可能である。

図１８は、電動機５の相電流（Ｕ相）の実際の波形例を示すものである。
図１８においては、単相交流電源１の周波数を５０Ｈｚ、４極の電動機５の回転数を４５ｒｐｓとした場合の波形例を示している。
電動機５に流れる電流は、電動機５の回転数の周波数成分が基本周波数となるが、その一方で、上記のように単相交流電源１に同期させる制御を行うため、単相交流電源１の周波数も電動機５に流れる電流に含まれることとなる。
そのため、図１８に示すように、電動機５の相電流がビートする現象が発生する。ビート現象は、電動機５の回転数と単相交流電源１との差の周波数として発生する。
図１８の例では、整流後の周波数が１００Ｈｚであるので、インバータ周波数は９０Ｈｚ、その差は１０Ｈｚとなる。
このように、電源とビートする回転数は、ジャンプする手法が一般的である。本発明においても、コンデンサが削除もしくは極めて小容量化されているため、ビートが発生する周波数は電動機５の回転数としてジャンプするものとする。

本実施の形態１においては、平滑コンデンサ４の容量は、直流電圧が単相交流電源１の周波数の２倍の周波数で大きく脈動する程度に小容量化するものとした。
この点、例えば上記特許文献２には、従来の１００分の１程度の小容量コンデンサを用いる旨が記載されているが、本発明における平滑コンデンサ４の容量は、こうした従来のコンデンサ容量や、その１００分の１といった数値により限定されるものではないことを付言しておく。

また、本実施の形態１においては、図５に示すように、電流制御手段２２は比例積分制御演算を行うものとしたが、これに限られるものではなく、積分制御を含む制御演算を行うものであれば、同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態１においては、出力電圧制限手段２３が電圧制限動作を行ったときに、その電圧制限量を出力電圧誤差としてフィードバックすることとしたが、出力電圧誤差が生じるのはこれに限られるものではない。
例えば、インバータ主回路部６に用いられる半導体スイッチング素子には、通流時に飽和電圧と呼ばれる微小電圧が発生する。また、スイッチング素子に短絡電流が流れることによる素子破損を防止するため、短絡防止時間が設けられている。
こうした飽和電圧や短絡防止時間も出力電圧誤差を生じさせ得るため、これらの影響をあらかじめ制御手段１０内のメモリ等に記憶させておき、その記憶値に基づいて、減算補正を行うように構成してもよい。
さらには、飽和電圧は電動機５に流れる電流に応じたテーブルとして記憶するように構成することもできるし、短絡防止時間も脈動する直流電圧に応じた値として記憶するように構成することもできる。

また、本実施の形態１においては、平滑コンデンサ４を小容量化して構成したが、同様にコイル２も小インダクタンスのものを用いることが好ましい。例えば、平滑コンデンサ４とコイル２からなる共振周波数が、単相交流電源１の周波数の４０〜５０倍以上程度となるようにすることが望ましい。
さらには、平滑コンデンサ４を設けない構成であっても、本実施の形態１と同様の効果を奏することを付言しておく。

以上のように、本実施の形態１によれば、
制御手段１０は、
電動機５に印加する電圧のスカラー値が、整流手段３が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段２３を有し、
出力電圧制限手段２３の電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）を、制御手段１０にフィードバックするので、
平滑コンデンサ４を小容量化したため直流電圧が大きく脈動する構成において、インバータ主回路部６の電圧を適切に制御できるとともに、その制御状態をフィードバックすることにより、制御演算における急激な値変動を回避し、入力電流波形の歪みを回避して高調波成分の増加を抑制することができる。

また、制御手段１０は、
電動機５に流す電流指令値２５を受け取り、電流指令値２５に基づいて、電動機５に印加する電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を出力する電流制御手段２２を有し、
出力電圧制限手段２３は、
電流制御手段２２より電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を受け取り、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）のスカラー値を算出して、
当該スカラー値が、整流手段３が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧を上回っている際には、電動機５に印加する電圧を制限するので、
平滑コンデンサ４を小容量化したため直流電圧が大きく脈動する構成において、電流指令値２５の値を電動機５への印加電圧の制御に反映できるとともに、直流電圧の脈動に応じた適切な電圧制御を実現できる。

また、電動機５に流れる相電流を検出する相電流検出器７ａ、７ｂを設け、
電流制御手段２２は、
電流指令値２５と、相電流検出器７ａ、７ｂの出力とに基づいて、電動機５に印加する電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を出力するので、
電動機５に流れる相電流と、電流指令値２５とを比較して、両者の値を近づけるように制御演算を行うことができる。

また、電流制御手段２２は、積分器２４ａ、２４ｂを有し、
電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を出力する際には、積分器２４ａ、２４ｂを用いて積分制御を含む制御演算を行って、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を算出し、
出力電圧制限手段２３は、
電流制御手段２２に電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）をフィードバックし、
電流制御手段２２は、
積分器２４ａ、２４ｂの出力から、出力電圧制限手段２３よりフィードバックを受けた電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）を減算するので、
積分制御を行う際に、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）と実際の出力電圧（Ｖｒ、Ｖδ）との誤差を積分演算から除去でき、演算後の波形の歪みを回避できる。これにより入力電流波形の歪みを回避し、高調波成分を効果的に低減することができる。

また、出力電圧制限手段２３は、
電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）のスカラー値が、整流手段３が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧よりも大きい場合のみ、
出力電圧の制限を行うとともに電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）を電流制御手段２２にフィードバックし、
電流制御手段２２は、
出力電圧制限手段２３より、電圧制限量（Ｖｒ＿ｒｓｔ、Ｖδ＿ｒｓｔ）のフィードバックを受けた場合のみ、積分器２４ａ、２４ｂの出力から前記減算を行うので、
積分演算の誤差を適切に除去できるとともに、減算補正が不要なときは行わないようにしているので、演算効率の面からも好ましい。

また、電流制御手段２２は、
電動機５に流れる電流の波形が、単相交流電源１からの交流電圧の波形と相似形状になるように、電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を出力するので、
入力電流が単相交流電源１の電圧と同位相、相似形状の波形となり、入力電流の高調波成分を低減することができる。

また、単相交流電源１の位相を検出する電源位相検出手段９を設け、
制御手段１０は、
電源位相検出手段９が検出した単相交流電源１の位相を基に、単相交流電源１からの交流電圧の波形と相似形状の正弦波形を生成し、
当該正弦波形を電流指令値２５に乗算して、電流制御手段２２に出力するので、
電動機５の相電流検出器７ａ、７ｂで入力電流検出器を代替でき、単相交流電源１側に入力電流検出器を設ける必要がなくなるので、部品点数削減により電動機駆動装置を安価に構成することができる。

また、制御手段１０は、
相電流検出器７ａ、７ｂが検出した電動機５の相電流を直交２軸座標系に変換する座標変換手段２１を有し、
座標変換手段２１は、
座標変換後の電流値（Ｉｒ、Ｉδ）を電流制御手段２２に出力し、
電流制御手段２２は、
座標変換後の電流指令値２５と、座標変換手段２１の出力とに基づいて、座標変換後の２座標軸双方の電圧指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を出力するので、
製品バラツキを含めても、３０次以上の高調波電流が規制値を超えないようにすることが可能であり、高調波電流に対する規制適合の観点から望ましい。

また、平滑コンデンサ４と単相交流電源１の間にコイル２を設け、
平滑コンデンサ４とコイル２とによる共振周波数が、単相交流電源１の周波数の４１倍以上となるように構成したので、
コイル２自体も小型化でき、装置全体の小型化等にも寄与する。

実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。
図７においては、制御手段１０は、電流指令生成手段２６を有している。
電流指令生成手段２６は、速度指令、磁束指令、座標変換手段２１の出力、出力電圧制限手段２３の出力、及び電源位相検出器９の出力を受け取り、電流指令値２５（Ｉｒ＊、Ｉδ＊）を出力する。
その他の構成は実施の形態１と同様であるため、同じ記号を付して説明を省略する。

本実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、インバータ主回路部６に印加する直流電圧が脈動により低下するため、電動機５に印加する電圧を制限しなければならない場合がある。
このような場合に対応する技術として、弱め界磁制御により電動機５に印加する電圧を低下させるものがある（例えば上記特許文献１）。これは、電動機５の回転子により発生する界磁を固定子から出力される界磁で弱めるものである。
しかし、電動機５の固定子に回転子の界磁を弱めるような電流を新たに流す必要があるため、効率悪化の懸念がある。
そこで、本実施の形態２においては、電動機５に印加する電圧を制限しなければならない場合において、回転子の界磁を弱めるための電流を新たに流すように制御するのではなく、ｒ軸電流を適切に制御して、弱め界磁動作が自然に行われるようにする。
このように制御することで、界磁を弱めるため固定子に流す電流を最小限に抑えることができ、効率悪化の懸念を低減できる。

上記のような制御を行うため、本実施の形態２においては、電動機５の総磁束量を一定値に保つような制御を行う。なお、ここでの総磁束とは、電動機５の固定子側から発生する磁束と、回転子側から発生する磁束との合成ベクトルのことを言う。
ここでは、まず電動機５の総磁束量を一定に保つように制御する手順について説明し、その後に本実施の形態２における具体的な構成を説明する。

（１）総磁束量を一定に保つ制御手順
ファラデーの法則より、総磁束の変化率ｄΦ／ｄｔは、電動機５に印加される印加電圧と、電動機５の相抵抗による電圧降下分との差分に等しい。
電動機５に印加される印加電圧は、インバータ主回路部６から出力される出力電圧（Ｖｒ、Ｖδ）と同義である。
電動機５の相抵抗による電圧降下分は、相抵抗Ｒと、ｒ軸、δ軸の電流（Ｉｒ、Ｉδ）から求めることができる。
ここで、総磁束量を一定に保つことは、総磁束が変化しないこと、即ち総磁束の変化率ｄΦ／ｄｔを０に保つことと等価であるから、以下の式（４）が成り立つ。
ｄΦ／ｄｔ＝（電動機５の印加電圧）−（電動機５の相抵抗による電圧降下分）
＝０
即ち、
φ＝∫（電動機５の印加電圧ー電動機５の相抵抗による電圧降下分）ｄｔ
＝ｃｏｎｓｔ・・・（４）
したがって、電動機５の印加電圧（Ｖｒ、Ｖδ）が低下した際に、ｒ軸、δ軸の電流（Ｉｒ、Ｉδ）をこれに合わせて制御することにより、電動機５の総磁束量を一定に保つことができるのである。
弱め界磁動作に関連するのはｒ軸の電流であるから、直流電圧の脈動により電動機５の印加電圧が低下した際にＩｒを制御するように構成することで、自然に弱め界磁動作が実現されることとなる。

（２）本実施の形態２における具体的な構成
図８は、電流指令生成手段２６の構成を示すものである。
電流指令生成手段２６は、磁束指令、出力電圧制限手段２３が出力する（Ｖｒ、Ｖδ）の値、及び座標変換手段２１が出力する（Ｉｒ、Ｉδ）の値を入力として受け取る。
次に、上記計算方法により、電動機５の総磁束演算値を求める。
次に、磁束指令と総磁束演算値との差分に基づき比例積分制御演算を行い、電動機５の総磁束量を一定に保つように、ｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊を出力する。なお、相抵抗Ｒは既知であるものとする。
このようにｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊を出力することで、直流電圧の脈動により電動機５の印加電圧が低下した際にＩｒが上記式（４）を満たすように制御され、自然に弱め界磁動作が実現されることとなる。

なお、実施の形態１と同様に、電流指令値Ｉｒ＊は単相交流電源１と同期して脈動するように制御されるため、電流指令値Ｉｒ＊を出力する際には、電源位相の検出値が反映される。
図８の（ａ）は、比例積分制御演算を行った後に電源位相を反映させる構成であり、この場合は総磁束が一定になるように制御される。
図８の（ｂ）は、磁束指令に電源位相を乗算した後に比例積分制御を行う構成である。この場合は、制御基準値である磁束指令自体が脈動しているため、総磁束の平均値が一定になるように制御されることとなる。

図９は、電動機５の総磁束が脈動する様子を示す図である。
図９に示すように、総磁束は直流電圧の脈動に同期して脈動する。したがって、図８（ａ）のように総磁束が一定になるように構成するだけでなく、図８（ｂ）に示すように総磁束の平均値が一定になるように脈動するようにｒ軸電流指令を出力するように構成しても、同一の効果を奏する。

図１０は、磁束指令を電動機５の回転数に応じて変更する際の両者の対応関係を示す図である。
一般に、電動機５の回転速度が高速になるにつれて、電動機５に流す電流を増加させても回転速度が上がりにくくなる現象が発生する。そのため、弱め界磁制御を行って回転子の界磁を弱め、さらに回転速度を上昇させることが一般的である。
このような高速回転領域においても、上記のように弱め界磁動作が自然に行われるようにすることが、運転効率の観点から好ましい。
そこで、図１０に示すように、電動機５の回転数が上がるにつれて、磁束指令を低減させることにより、一定に保つ総磁束量もこれに伴って低下させる。これにより、弱め界磁動作が自然に実現されるので、電動機５の効率良い運転を実現できる。
ただし、総磁束を低減し過ぎると、電動機５の運転そのものに支障を来たすので、図１０に示すように磁束指令に所定の下限値を設けることが望ましい。

次に、電動機５からの回生エネルギーにより、入力電流の高調波成分が増加する現象への対策について説明する。

図１１は、電動機５が回生動作したときの直流電圧波形と入力電流波形を示すものである。
電動機５に流れる電流は、単相交流電源１の電圧と同期した相似形状となるように制御しているため、単相交流電源１の電圧のゼロクロス付近にて、電動機５の出力トルクが正から負へ変化することがある。
これは、電動機５が力行運転から回生運転に変化したことを意味し、平滑コンデンサ４は電動機５からの回生エネルギーにより充電される。
平滑コンデンサ４が電動機５からの回生エネルギーにより充電されると、ダイオードで構成された整流手段３は回生機能を有さないため、単相交流電源１からの入力電流が途絶える。図１１下図の、入力電流波形が平坦になっている部分がこれに相当する。
図１１に示すとおり、入力電流に不通流期間が発生することにより、入力電流波形に歪みが生じ、入力電流の高調波成分が増加する。
したがって、電動機５からの回生エネルギーを低減することにより、入力電流に高調波成分が生じることを抑制できる。具体的な方法は、次の図１２で説明する。

図１２は、ｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊にオフセットを持たせた例を示すものである。
図１２において、単相交流電源１の電圧のゼロクロス付近でｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊が高いことは、図１１の入力電流の不通流期間において、回生動作方向に相当する電流が高いことを意味する。
本実施の形態２においては、最小限の弱め界磁電流にて電動機５を駆動しているため、単相交流電源１のゼロクロス付近で、電動機５の回生動作が発生する。
そこで、単相交流電源１のゼロクロス点に相当する位相において、ｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊に所定のオフセットを設ける。
このように構成することにより、単相交流電源１の電圧のゼロクロス付近において、回生動作方向の電流を低減することとなるので、単相交流電源１のゼロクロス直後に発生する電動機５の回生動作を抑制することができ、入力電流の高調波成分を抑制することが可能となる。

具体的には、ｒ軸の電流指令値Ｉｒ＊に、以下のような演算補正を行うことで、上記のようなゼロクロス付近でのオフセットを与えることができる。
（１）まず、Ｉｒ＊の振幅（上限と下限の差）を所定の割合で減少させる。
（２）次に、Ｉｒ＊全体をオフセットする。
（３）単相交流電源１のピーク点において、オフセット前後の値が一致するように、オフセットの値を調整する。

このように構成することにより、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、クランプ回路やサージアブソーバー等を設けずとも、これらを設けた構成と同等の信頼性を確保できる。

次に、電源位相検出器９の検出値に基づくサンプリング精度が入力電流の高調波成分に及ぼす影響と、それに対する対策について、図１３を用いて説明する。

図１３は、実際の電源位相の波形と、電源位相検出器９の検出値に基づくサンプリングにより生成された演算位相の波形を示すものである。太線が電源位相、細線がサンプリングして生成した位相の波形である。
図１３（ａ）は、通常のサンプリング動作による波形を示すものである。
通常のサンプリングでは、次回のサンプリングを行うまでの間は前回のサンプリング値をそのまま演算に使用するため、演算位相は実際の電源位相に対して必ず遅れてしまう。これは、いかにサンプリング周波数を高速にしても、サンプリングを行う限りは必ず発生するものである。
本発明においては、電動機５に流れる電流を、単相交流電源１と相似形状に制御することにより、入力電流の高調波成分の低減と電動機駆動の制御を両立するものであるため、単相交流電源１の位相情報の精度、即ち、電源位相検出器９の検出値に基づき脈動指令を生成する精度が、入力電流の高調波成分対策に大きく寄与する。

図１３（ｂ）は、サンプリングした時点で、サンプリング周期の２分の１周期分だけ位相を進ませるように補償した波形を示すものである。
図１３（ｂ）に示すように、サンプリング周期の１／２周期分の位相を進ませると、サンプリングの平均値は実際の電源位相とほぼ一致する。
このような構成は、ソフトウェアのみで実現きるため、コストアップも最小ですみ、非常に安価に入力電流の高調波対策を実現することができる。

本実施の形態２においては、図８で比例積分制御によりｒ軸の電流指令値を演算する例を示したが、これに限られるものではなく、磁束指令と総磁束演算値を一致させる制御であれば、任意の方法を用いることができ、同様の効果を奏する。

また、図１０では磁束指令を直線的に低減する例を示したが、２次曲線や指数関数的に低減させるようにしてもよい。

また、本実施の形態２においては、電動機５からの回生エネルギーを抑制することにより、入力電流の高調波成分を低減する構成について説明したが、電動機５の仕様を適切に設計することによっても、同様の効果が期待できる。
例えば、電動機５が埋め込み型永久磁石（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔｉｃ：ＩＰＭ）モータである場合を考える。
ＩＰＭモータにおけるトルクは、磁石トルクと、インダクタンスによるリラクタンストルクがあり、次式（５）で表される。

式（５）の第１項は磁石トルク、第２項はリラクタンストルクを表す。両項の総和によりＩＰＭモータのトルクが定まる。
回生エネルギーは、電動機５の回転子の磁石が回転して誘起電圧を生ずることにより発生するため、電動機５の設計において、上記式（５）の第２項（＝リラクタンストルク）の割合を高めた設計とすることにより、合計トルクを落とすことなく、磁石の回転により生ずる誘起電圧の影響を低減できる。
例えば、電動機の誘起電圧定数をφ［Ｖ／ｒａｄ／ｓ］とすると、電動機５の設計において、
φ≦２０×（Ｌｑ−Ｌｄ）・・・（６）
の関係を満たすように設計することができる。これは、上記式（５）において、合計トルクに占めるリラクタンストルクの割合を高めることに相当する。
このように電動機５を構成することで、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、前記と同様に、クランプ回路やサージアブソーバー等を設けずとも、これらを設けた構成と同等の信頼性を確保できる。
なお、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスによるリラクタンストルクや磁石トルクの存在しない電動機においては、上記式（６）が成立しないため、上記式（６）を適用する電動機５の対象として除外する必要がある。例えば誘導電動機は、上記式（６）の適用対象外になると考えられる。

また、図１３においては電源位相をサンプリングした位相を進み補償したが、電動機５の回転位相角度を進み補償することによっても、同様の効果を奏する。

以上のように、本実施の形態２によれば、
制御手段１０は、
電動機５の総磁束量を一定に保つように、電動機５に流す電流指令値２５を算出し、電流指令値２５に基づいて、電動機５に印加する電圧の指令値（Ｖｒ０、Ｖδ０）を算出するので、
電動機５に印加する電圧（Ｖｒ、Ｖδ）を制限しなければならない場合において、ｒ軸電流を適切に制御して、弱め界磁動作が自然に行われるようにし、界磁を弱めるため固定子に流す電流を最小限に抑えて、効率悪化の懸念を低減できる。

また、制御手段１０は、
電動機５の磁束の指令値を受け取り、電動機５の総磁束量を一定に保つように、電流指令値２５を算出する電流指令生成手段２６を有し、
電流指令生成手段２６は、
電動機５の相抵抗Ｒと、電動機５の相電流とに基づいて、相抵抗Ｒによる電圧降下分を算出し、
電動機５に印加する電圧（Ｖｒ、Ｖδ）と、電圧降下分との差分に基づき、総磁束量を算出するので、
電動機５の総磁束量を演算により算出でき、演算結果に基づき、自然に弱め界磁動作が行われるように制御できるので、センサ等を新たに設ける必要がなく、コスト面で有利である。

また、電動機５の回転速度が高速になるに従い、電動機５の磁束の指令値を低減させるので、高速回転領域においても、効率よく弱め界磁動作を実現することができる。
また、電動機５の磁束の指令値に所定の下限値を設けたので、極端な弱め界磁動作により電動機５の動作に支障を来たすことはない。

また、電流指令生成手段２６は、電流指令値２５を算出する際には、
電流指令値２５の振幅を所定の割合で減少させるとともに、所定の値でオフセットさせ、単相交流電源１のピーク点に相当する位相において、オフセットさせる前と同じ指令値となるように、電流指令値２５を演算補正するので、
回生動作方向の電流を抑制して、単相交流電源１のゼロクロス直後に発生する電動機５の回生動作を抑制することができ、入力電流の高調波成分を抑制することが可能となる。

また、制御手段１０は、
単相交流電源１の位相の検出値、又は電動機５の回転位相の検出値を、
制御手段１０のサンプリング周期の２分の１に相当する位相角度分だけ進み補償するので、
単相交流電源１の位相情報の精度を、ソフトウェアによる演算補正により小コストで向上させることができ、非常に安価に入力電流の高調波対策を実現することができる。

また、上記式（６）の条件を満たす電動機５とすることにより、
回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、クランプ回路やサージアブソーバー等を設けずとも、これらを設けた構成と同等の信頼性を確保できる。

実施の形態３．
図１４は、本発明の実施の形態３に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。
図１４においては、制御手段１０は、位置推定手段２７を有している。
位置推定手段２７は、座標変換手段２１の出力、及び出力電圧制限手段２３の出力を受け取り、電動機５の通電位相及び回転速度を推定する。
その他の構成は実施の形態２と同様であるため、同じ記号を付して説明を省略する。

ここでは、まず始めに電動機５の通電位相及び回転速度を推定する際における一般的な課題を説明し、次に本実施の形態３における位置推定手段２７の具体的な動作について説明する。

例えば、電動機５が永久磁石モータである場合には、可変速運転をする際に、回転子の磁極位置に応じて固定子に巻線に電流を流してトルクを制御する。そのため、ロータリーエンコーダなどの位置センサを電動機５に取り付ける必要がある。
しかし、信頼性やコストなどの観点から、センサレスにて制御を行う方法が種々提案されている。本実施の形態３は、位置推定手段２７により電動機５の回転子の位置を推定してセンサレス制御を実現する一方式を提案するものである。

一般に、電動機５は次式（７）に示される電圧電流方程式によりモデル化される。

上記式（７）で表される電動機モデルと、実際に電動機に流れる電流および印加電圧から、モデル上の理想値と電動機５の現実値との差異がわかるので、この差異を低減するように速度および位置を推定する。
このように、電動機５への印加電圧を位置推定手段２７で使用する場合、実施の形態１にて説明した出力電圧誤差を以下に低減できるかが課題となる。

例えば、起動初期の極低速回転領域（最大回転数の１／２０以下程度）において、実施の形態１で説明した通り、インバータ主回路部６に使用する半導体や短絡防止時間の影響から、実際にインバータ主回路部６が出力する電圧と、制御手段１０が指示する指令電圧（Ｖｒ、Ｖδ）とが、完全には一致しない。
この場合、推定する速度や位置に演算誤差が発生し、円滑な駆動動作を実現できないことがある。
本実施の形態３における位置推定手段２７によれば、平滑コンデンサ４を小容量化したために直流電圧が脈動する条件下においても、電動機５を円滑に起動し、かつ電動機位置センサレス駆動を実現することができる。

次に、本実施の形態３における位置推定手段２７の具体的な動作について説明する。

電動機５を停止状態から起動する場合、起動初期の極低速回転領域においては、開ループによる制御を行う。
ここでの開ループとは、座標変換手段２１の動作に際して、位置推定手段２７の出力を用いずに動作を行うことを言う。即ち、位置センサを用いず、位置推定も行っていないため、電動機５の回転子位置に応じた通電ではない状態での運転となる。
電動機５に対し、起動のための必要に応じた電圧および周波数を印加することにより、電動機５は開ループに引き込まれるように回転動作を始める。あくまでも開ループ制御であるため、瞬時負荷トルクや急加速には追従できないが、起動直後の極低速回転時であれば、開ループで充分に動作できる。

次に、このように開ループで回転している状態から、電動機５が一定の回転速度に達した段階で、閉ループでの回転状態へ切換える。閉ループとは、インバータ主回路部６の出力電圧および電動機５の相電流から位置を推定し、推定した位置で、インバータ主回路部６の出力電圧および電動機５の相電流を座標変換することを意味する。
閉ループにおいては、位置センサを用いる代わりに位置推定手段２７による回転子位置の推定を行うため、電動機５の回転子（推定）位置に応じた通電状態での運転となる。

一般に、電動機５の極低速回転領域においては、相電流検出器７ａ、７ｂから得られる信号が微弱となるため、電動機５の正確な位置推定が非常に難しい。
上記のように、極低速回転領域においては開ループ制御を行い、回転速度が一定以上に達した段階で閉ループ制御に切り替えることにより、円滑な制御動作を行うことができるのである。
ただし、制御方法を急峻に切り替えることにより、制御値が不連続な値となり、制御が不安定となるおそれがある。
以下に、上記の課題を解決する方法について説明する。

図１５は、開ループで動作している状態から閉ループへ動作を切換えるタイミングを示す波形図である。
開ループでは、電動機５の回転子位置に応じた通電ではないため、インバータ主回路部６から出力される位相（図１５の制御軸）に対し、回転子の位相（図１５のモータ軸）は遅れ位相で追従している。

次に、出力電圧誤差が位置及び速度の推定に影響しない回転数まで電動機５を加速し、次式（８）に示す一般的な電動機５の電圧電流方程式により、制御軸とモータ軸との間の差分角度△θを求める。

次に、上記式（８）で求めた△θを用いた演算補正について説明する。
図１５の開ループから閉ループに切り替える時点においては、上述の通りインバータ主回路部６から出力される位相（図１５の制御軸）と、回転子の位相（図１５のモータ軸）とは一致していない。即ち、推定により求める位相と、実際の通電位相とが、この時点では一致しないことになる。
そこで、両者の差分角度△θを減算した通電位相より、閉ループ制御を開始する。閉ループ制御の開始時点で制御軸の位相とモータ軸の位相を一致させておけば、以後は位置推定手段２７による推定位置に基づいた制御が可能となる。
このように、上記式（８）で求めた差分角度△θを減算した位置から閉ループを開始するので、図１５の切替時点においては、制御軸の位相が急峻に変化することとなるのである。

図１６は、出力電圧が同じ場合の開ループ上の制御軸（ｒｏ−δｏ）から見た場合の電圧（Ｖｒｏ、Ｖδｏ）と、閉ループ上の制御軸（ｒｎ−δｎ）から見た場合の電圧（Ｖｒｏ、Ｖδｏ）を比較するベクトル図である。
図１５の切り替え時点に示すように、制御軸が切換え時に大きく変化するため、出力している電圧や流れている電流の値が、制御軸上で大きく変わることとなる。電流に関しても同様である。
このように、軸の切り換えにより電流や電圧が大きく変動すると、電流制御手段２２や電流指令生成手段２６の内部に積分器を使用している場合、急峻な変動により制御が破綻する危険がある。

そこで、△θの差分だけ制御軸上の電圧、電流を読み変え、制御軸が切り替わってもインバータ主回路部６の出力電圧や電動機５の相電流が連続となるようにして、円滑に座標軸を切換える。
読み替えは下記式（９）を用いて行い、閉ループ制御を開始するために読み替えたｒ軸、δ軸の電圧、電流にて積分器を初期化する。
このように積分器を初期化することにより、図１５の切り替え時点に示すように制御軸を急峻に切り替えても、インバータ主回路部６の出力電圧や電動機５の相電流の連続性が保たれ、円滑な制御動作を継続することができる。

以上のように、開ループ時の制御軸と電動機の回転軸との軸偏差を初期値にした閉ループ制御へ切換えることにより、直流電圧が脈動する小容量コンデンサ専用の位置センサレス制御ではなく、如何なる位置センサレス方式であっても、円滑に開ループ駆動から閉ループの位置センサレス駆動に切換えることが実現できる。

さらに、開ループから閉ループへの制御軸の切換え時における電圧電流の軸の読み替え、およびその値を制御に使用している積分器の初期値として閉ループの位置センサレス駆動を開始することにより、直流電圧が脈動する小容量コンデンサ専用の位置センサレス制御ではなく、如何なる位置センサレス方式であっても、電動機５を駆動しつつ入力電流の高調波成分を低減できる制御を実現できる。

図１７は、開ループから閉ループに制御を切り替える際の、ｒ軸、δ軸の電流指令値を示すものである。
電流指令生成手段２６の積分器には、読み変えた軸の電流値が初期値として入力される。しかし、開ループ制御では過励磁状態で電動機５が動作しているため、開ループから閉ループに制御を切り替えた時点では、磁束成分軸であるｒ軸は過剰電流となっている。

例えば、電動機５が永久磁石電動機の場合、一般的にｒ軸電流を負にすることで弱め界磁動作を実現できる。
そこで、図１７に示すように、ｒ軸の電流指令値を切換え時に０とするとともに、電流の連続性を保つため、δ軸の電流指令値を開ループ時の電流のスカラー値とする。
これにより電動機５に流れる電流が瞬時に低減され、閉ループによる位置センサレス制御への移行を瞬時に完了することができる。

また、ｒ軸の電流指令値は０とし、δ軸の電流指令値は、例えば開ループ時の電流スカラー値の７５％の値としてもよい。
これは、電流の連続性から見ると瞬時に電流が大きく変動しているが、そもそも開ループ時の電流指令は０であり、したがって開ループ制御を行っている期間は、過励磁状態にあることを考慮したものである。
過励磁状態であるため、ｒ軸側を０としているので、δ軸側も多少励磁状態が和らぐよう電流指令を低減する方が、閉ループでの加速時のリップルを抑制できる。そこで、上記のように、δ軸の電流指令値を、開ループ時の電流スカラー値の７５％の値とすることが有効な措置となる。

以上のように、開ループから閉ループへ切換えた時の電流における軸の読み替え値を電流指令の初期値に設定する際、電動機５が過励磁状態で動作している点に着目し、電流指令値の初期値を読み替え値より小さくして初期値を設定するので、閉ループへの移行を円滑即速やかに行うことができ、かつ、閉ループによる位置センサレス駆動の加速を速度リップルさせずに加速することが可能になる。

なお、式（１）に示されるとおり、電動機５が永久磁石電動機の場合、ｒ軸の値にδ軸の値が影響し、δ軸の値にｒ軸の値が影響するという、いわゆる相互干渉が発生する。
相互干渉が発生すると、制御が不安定になるため、これら相互干渉を抑制するように、電流制御手段２２の出力に補償するよう構成することもできる。このように構成しても、本発明の効果が損なわれることはないことを付言しておく。

以上のように、本実施の形態３によれば、
制御手段１０は、
電動機５に流れる電流と、電動機５に印加する電圧とから、電動機５の回転位相を推定する位置推定手段２７を有し、
座標変換手段２１は、
電動機５の起動時には、電動機５の相電流に基づいて座標変換を行う開ループ動作を行い、
電動機５が所定の回転速度に到達した後は、位置推定手段２７により推定した位相で座標変換を行う閉ループ動作を行うので、
センサレス制御の難しい極低速回転領域においては開ループ制御を行い、回転速度が一定以上に達した段階で閉ループ制御に切り替えることにより、円滑な制御動作を行うことができる。

また、座標変換手段２１は、
位置推定手段２７により推定した位相で座標変換を開始する際には、
電動機５への印加電圧を座標変換した後の位相と、電動機５の回転位相との差分値を演算により求め、
当該差分値で、座標変換を開始する前の回転座標角度を補正するので、
開ループから閉ループに制御を切り替える際の値の不連続性を補正でき、開ループ制御と閉ループ制御を併用することによる不具合を解消できる。

また、制御手段１０、又は制御手段１０が有する各手段が、積分制御を含む制御演算を行う場合において、
座標変換手段２１が、位置推定手段２７により推定した位相で座標変換を開始する際には、
電動機５への印加電圧を座標変換した後の電圧又は電流を、前記差分値に基づいた回転行列により読み替える演算を実施し、
当該読み替え後の電圧又は電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化するので、
開ループから閉ループに制御を切り替える際に、積分制御が破綻する危険を回避でき、安定した制御演算を行うことができる。

また、前記読み替え後の電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化する際には、
電流指令値２５のうち、磁束軸に相当する成分を０に設定し、
トルク軸に相当する成分を、積分器の初期化前における電流のスカラー値に設定するので、
電動機５に流れる電流が瞬時に低減され、閉ループの位置センサレスへの移行を瞬時に完了することができる。
また、ｒ軸の電流指令値は０とし、δ軸の電流指令値は、例えば開ループ時の電流スカラー値の７５％の値とすることにより、閉ループでの加速時のリップルを抑制できる。

また、制御手段１０は、
電動機５の軸同士の干渉成分を、電流制御手段２２の出力に補償するように制御するので、相互干渉の発生を抑制でき、制御の安定性が増す。

実施の形態４．
本発明の実施の形態４に係る圧縮機は、実施の形態１〜３に示した電動機の駆動装置を用いて電動機を駆動し、その電動機を用いて圧縮機を駆動するものである。
これにより、例えば本実施の形態４に係る圧縮機を空気調和機に用いた場合、平滑コンデンサ４の小容量化ないしは平滑コンデンサ４自体を設けないことにより、装置全体を小型化等することができ、省スペース・低コスト化などに資する。
また、入力電流の高調波成分を低減することができるので、空気調和機を設置しようとする場所において高調波電流の規制が設けられている場合に、当該規制に適合した空気調和機を提供することができる。

なお、以上の各実施の形態１〜４の電動機駆動装置を構成している要素のうち、用語「手段」として表したものは、実際にはそれらに対応する装置、機器、回路、プログラム、又はプログラムとＣＰＵ等から構成することができる。

Claims (27)

1. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、
   前記整流手段が出力した直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加する電力変換手段と、
   前記電力変換手段が電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを有する電動機駆動装置であって、
   前記制御手段は、
   電動機に印加する電圧のスカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段を有し、
   前記出力電圧制限手段の電圧制限量を、前記制御手段にフィードバックすることを特徴とする電動機駆動装置。
2. 前記制御手段は、
   電動機に流す電流の指令値を受け取り、当該電流の指令値に基づいて、電動機に印加する電圧の指令値を出力する電流制御手段を有し、
   前記出力電圧制限手段は、
   前記電流制御手段より前記電圧の指令値を受け取り、当該電圧の指令値のスカラー値を算出して、
   当該スカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧を上回っている際には、電動機に印加する電圧を制限することを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 電動機に流れる相電流を検出する相電流検出器を設け、
   前記電流制御手段は、
   前記電流の指令値と、前記相電流検出器の出力とに基づいて、電動機に印加する電圧の指令値を出力することを特徴とする請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記電流制御手段は、積分器を有し、
   前記電圧の指令値を出力する際には、前記積分器を用いて積分制御を含む制御演算を行って、当該電圧の指令値を算出し、
   前記出力電圧制限手段は、
   前記電流制御手段に前記電圧制限量をフィードバックし、
   前記電流制御手段は、
   前記積分器の出力から、前記出力電圧制限手段よりフィードバックを受けた前記電圧制限量を減算することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記出力電圧制限手段は、
   前記電圧の指令値のスカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧よりも大きい場合のみ、
   前記制限を行うとともに電圧制限量を前記電流制御手段にフィードバックし、
   前記電流制御手段は、
   前記出力電圧制限手段より、電圧制限量のフィードバックを受けた場合のみ、前記減算を行うことを特徴とする請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記電流制御手段は、
   電動機に流れる電流の波形が、前記交流電源からの交流電圧の波形と相似形状になるように、前記電圧の指令値を出力することを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の電動機駆動装置。
7. 前記交流電源の位相を検出する電源位相検出手段を設け、
   前記制御手段は、
   前記電源位相検出手段が検出した前記交流電源の位相を基に、前記交流電源からの交流電圧の波形と相似形状の正弦波形を生成し、
   当該正弦波形を前記電流の指令値に乗算して、前記電流制御手段に出力することを特徴とする請求項６に記載の電動機駆動装置。
8. 前記制御手段は、
   前記相電流検出器が検出した電動機の相電流を直交２軸座標系に変換する座標変換手段を有し、
   前記座標変換手段は、
   座標変換後の電流値を前記電流制御手段に出力し、
   前記電流制御手段は、
   座標変換後の前記電流の指令値と、前記座標変換手段の出力とに基づいて、前記電圧の指令値を出力することを特徴とする請求項３ないし請求項７のいずれかに記載の電動機駆動装置。
9. 前記電流制御手段は、
   前記電圧の指令値を出力する際には、座標変換後の２座標軸双方の指令値を出力し、
   前記出力電圧制限手段は、
   当該電圧の指令値に基づいて、電動機に印加する電圧を制限することを特徴とする請求項８に記載の電動機駆動装置。
10. 前記制御手段は、
    電動機の総磁束量を一定に保つように、前記電流の指令値を算出することを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれかに記載の電動機駆動装置。
11. 前記制御手段は、
    電動機の磁束の指令値を受け取り、電動機の総磁束量を一定に保つように、前記電流の指令値を算出する電流指令生成手段を有し、
    前記電流指令生成手段は、
    電動機の相抵抗と、電動機の相電流とに基づいて、前記相抵抗による電圧降下分を算出し、
    電動機に印加する電圧と、前記電圧降下分との差分に基づき、前記総磁束量を算出することを特徴とする請求項１０に記載の電動機駆動装置。
12. 電動機の回転速度が高速になるに従い、前記電動機の磁束の指令値を低減させることを特徴とする請求項１０又は請求項１１に記載の電動機駆動装置。
13. 前記電動機の磁束の指令値に所定の下限値を設けたことを特徴とする請求項１２に記載の電動機駆動装置。
14. 前記電流指令生成手段が、前記電流の指令値を算出する際に、
    前記交流電源のゼロクロス点に相当する位相において、所定のオフセットを持たせたことを特徴とする請求項１１ないし請求項１３のいずれかに記載の電動機駆動装置。
15. 前記電流指令生成手段は、前記電流の指令値を算出する際には、
    前記電流の指令値の振幅を所定の割合で減少させるとともに、所定の値でオフセットさせ、
    前記交流電源のピーク点に相当する位相において、オフセットさせる前と同じ指令値となるように、
    前記電流の指令値を演算補正することを特徴とする請求項１４に記載の電動機駆動装置。
16. 前記制御手段は、
    前記交流電源の位相の検出値、又は電動機の回転位相の検出値を、
    前記制御手段のサンプリング周期の２分の１に相当する位相角度分だけ進み補償することを特徴とする請求項１ないし請求項１５のいずれかに記載の電動機駆動装置。
17. 前記制御手段は、
    電動機に流れる電流と、電動機に印加する電圧とから、電動機の回転位相を推定する位置推定手段を有することを特徴とする請求項８ないし請求項１６のいずれかに記載の電動機駆動装置。
18. 前記座標変換手段は、
    電動機の起動時には、電動機の相電流に基づいて座標変換を行い、
    電動機が所定の回転速度に到達した後は、前記位置推定手段により推定した位相で座標変換を行うことを特徴とする請求項１７に記載の電動機駆動装置。
19. 前記座標変換手段は、
    前記位置推定手段により推定した位相で座標変換を開始する際には、
    電動機への印加電圧を座標変換した後の位相と、電動機の回転位相との差分値を演算により求め、
    当該差分値で、座標変換を開始する前の回転座標角度を補正することを特徴とする請求項１８に記載の電動機駆動装置。
20. 前記制御手段、又は前記制御手段が有する前記各手段が、積分制御を含む制御演算を行う場合において、
    前記座標変換手段が、前記位置推定手段により推定した位相で座標変換を開始する際には、
    電動機への印加電圧を座標変換した後の電圧又は電流を、前記差分値に基づいた回転行列により読み替える演算を実施し、
    当該読み替え後の電圧又は電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化することを特徴とする請求項１９に記載の電動機駆動装置。
21. 前記読み替え後の電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化する際には、
    前記電流の指令値のうち、磁束軸に相当する成分を０に設定し、
    トルク軸に相当する成分を、前記積分器の初期化前における電流のスカラー値に設定することを特徴とする請求項２０に記載の電動機駆動装置。
22. 前記制御手段は、
    電動機の軸同士の干渉成分を、前記電流制御手段の出力に補償するように制御することを特徴とする請求項１ないし請求項２１のいずれかに記載の電動機駆動装置。
23. 下記式（１）を満たす電動機を制御することを特徴とする請求項１ないし請求項２２のいずれかに記載の電動機駆動装置。
    Φ≦２０×（Ｌｑ−Ｌｄ）・・・（１）
    Φ ：電動機の誘起電圧定数
    Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
    Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
24. 前記整流手段の出力側に、
    前記整流手段で整流した電圧を平滑化するコンデンサを接続し、
    前記交流電源の周波数の２倍の周波数で大きく脈動する電源リップルが発生する程度に、前記コンデンサの容量を小容量化したことを特徴とする請求項１ないし請求項２３のいずれかに記載の電動機駆動装置。
25. 前記コンデンサと前記交流電源の間にコイルを設けたことを特徴とする請求項２４に記載の電動機駆動装置。
26. 前記コンデンサと前記コイルとによる共振周波数が、前記交流電源の周波数の４１倍以上となるように構成したことを特徴とする請求項２５に記載の電動機駆動装置。
27. 請求項１ないし請求項２６のいずれかに記載の電動機駆動装置と、
    前記電動機駆動装置により駆動される電動機とを備え、
    前記電動機により圧縮機を駆動することを特徴とする圧縮機駆動装置。
    
    

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