JPH06153534A - コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法 - Google Patents
コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法Info
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- JPH06153534A JPH06153534A JP4332127A JP33212792A JPH06153534A JP H06153534 A JPH06153534 A JP H06153534A JP 4332127 A JP4332127 A JP 4332127A JP 33212792 A JP33212792 A JP 33212792A JP H06153534 A JPH06153534 A JP H06153534A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流脈動電圧電源の出力により基準波または
基準ベクトルパターンの出力を変調することにより、直
流電圧の脈動を補償されたＰＷＭ出力波形を得て、この
ＰＷＭ出力波形によりインバータ部を駆動することによ
りコンデンサレス・インバータ装置を提供することを目
的とする。 【構成】 インバータ部を駆動するための制御回路（２
０、６６、１１２）が、脈動電圧検出手段（２４、６
８、１１４）により脈動電圧（Ｅｒ、Ｅｒｄ）を検出
し、脈動電圧検出値（Ｅｒ、Ｅｒｄ）により基準波また
は基準ベクトルパターンの出力（Ｖｉ）を補償して直流
脈動電圧に対して、補償されたＰＷＭ出力波形を出力す
るようにしている。
基準ベクトルパターンの出力を変調することにより、直
流電圧の脈動を補償されたＰＷＭ出力波形を得て、この
ＰＷＭ出力波形によりインバータ部を駆動することによ
りコンデンサレス・インバータ装置を提供することを目
的とする。 【構成】 インバータ部を駆動するための制御回路（２
０、６６、１１２）が、脈動電圧検出手段（２４、６
８、１１４）により脈動電圧（Ｅｒ、Ｅｒｄ）を検出
し、脈動電圧検出値（Ｅｒ、Ｅｒｄ）により基準波また
は基準ベクトルパターンの出力（Ｖｉ）を補償して直流
脈動電圧に対して、補償されたＰＷＭ出力波形を出力す
るようにしている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ装置に関し、
さらに詳しくは、直流電圧の平滑のための大容量コンデ
ンサを用いないコンデンサレスのインバータ装置に関す
る。
さらに詳しくは、直流電圧の平滑のための大容量コンデ
ンサを用いないコンデンサレスのインバータ装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、「交流−直流−交流」変換のＰＷ
Ｍ方式のインバータ装置が実用化されていたが、これら
は直流回路に大容量のコンデンサ（専ら電解コンデン
サ）を使用していた。このため以下に上げる問題点があ
った。
Ｍ方式のインバータ装置が実用化されていたが、これら
は直流回路に大容量のコンデンサ（専ら電解コンデン
サ）を使用していた。このため以下に上げる問題点があ
った。
【０００３】（１）インバータ装置の寿命計算に電解コ
ンデンサの寿命を考慮しなくてはならない。とくに製品
寿命に電解コンデンサの寿命をもって決定されることが
多い。また電解コンデンサの破壊モードに爆発、液漏れ
などがあり破壊モードが激烈である。 （２）交流整流後に大形の直流リアクトルが必要であ
り、装置が大形で重量が大きくなる。交流整流後に直流
リアクトルを省いたコンデンサインプット方式があるが
入力電流が大きく、入力力率が非常に悪く、更に力率改
善が非常に難しく電源設備の面で問題になることが多
い。 （３）大容量のコンデンサの充電を考慮した回路としな
くてはならない。またこの回路は装置起動前のみしか動
作しない場合が大半で通常運転中は全く不要である。 （４）インバータ装置が大容量コンデンサの放電を考慮
した回路設計を必要とする。また電源断より放電のため
の時間が長く危険となる場合がある。 （５）大容量コンデンサの装置内で占める体積と重量が
大きく、機構設計の面で自由度が奪われている。また装
置が大型化する原因となっている。
ンデンサの寿命を考慮しなくてはならない。とくに製品
寿命に電解コンデンサの寿命をもって決定されることが
多い。また電解コンデンサの破壊モードに爆発、液漏れ
などがあり破壊モードが激烈である。 （２）交流整流後に大形の直流リアクトルが必要であ
り、装置が大形で重量が大きくなる。交流整流後に直流
リアクトルを省いたコンデンサインプット方式があるが
入力電流が大きく、入力力率が非常に悪く、更に力率改
善が非常に難しく電源設備の面で問題になることが多
い。 （３）大容量のコンデンサの充電を考慮した回路としな
くてはならない。またこの回路は装置起動前のみしか動
作しない場合が大半で通常運転中は全く不要である。 （４）インバータ装置が大容量コンデンサの放電を考慮
した回路設計を必要とする。また電源断より放電のため
の時間が長く危険となる場合がある。 （５）大容量コンデンサの装置内で占める体積と重量が
大きく、機構設計の面で自由度が奪われている。また装
置が大型化する原因となっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この発明は従来技術の
問題を全て解決するためになされたもので、コンデンサ
レスのインバータ装置で問題となる直流電圧の脈動の相
殺の問題を解決し、コンデンサレスのインバータ装置を
実用化させるためになされた。
問題を全て解決するためになされたもので、コンデンサ
レスのインバータ装置で問題となる直流電圧の脈動の相
殺の問題を解決し、コンデンサレスのインバータ装置を
実用化させるためになされた。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明のインバータ装
置は、第１には、直流脈動電圧源と、前記直流脈動電圧
の直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が基準正
弦波発生手段と、前記基準正弦波発生手段の出力を前記
直流脈動電圧により変調した出力波形を発生する正弦波
変調手段と、前記出力波形に応答したＰＷＭ波形信号を
作成するＰＷＭ波形発生手段と、前記ＰＷＭ波形信号に
応答したドライブ信号により前記インバータ部を駆動す
るドライバ回路手段とからなることを特徴とする。
置は、第１には、直流脈動電圧源と、前記直流脈動電圧
の直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が基準正
弦波発生手段と、前記基準正弦波発生手段の出力を前記
直流脈動電圧により変調した出力波形を発生する正弦波
変調手段と、前記出力波形に応答したＰＷＭ波形信号を
作成するＰＷＭ波形発生手段と、前記ＰＷＭ波形信号に
応答したドライブ信号により前記インバータ部を駆動す
るドライバ回路手段とからなることを特徴とする。
【０００６】この発明のインバータ装置は、第２には、
電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ部と、前
記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換する交流電圧に変換するインバータ部と、前記インバ
ータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れないよう
に、前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を行いな
がら前記インバータ部を制御する制御回路とを具え、前
記制御回路が前記直流脈動電圧をデジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換手段と、基準波形に対応した出力電圧を
発生する基準波形発生手段と、前記デジタルデータに応
答して前記基準波形を変調した出力波形データを発生さ
せる手段と、前記出力波形データに応答してＰＷＭ波形
信号を発生する手段と、前記ＰＷＭ波形信号に応答した
ドライブ信号を発生するドライブ回路手段とを具えたこ
とを特徴とする。
電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ部と、前
記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換する交流電圧に変換するインバータ部と、前記インバ
ータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れないよう
に、前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を行いな
がら前記インバータ部を制御する制御回路とを具え、前
記制御回路が前記直流脈動電圧をデジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換手段と、基準波形に対応した出力電圧を
発生する基準波形発生手段と、前記デジタルデータに応
答して前記基準波形を変調した出力波形データを発生さ
せる手段と、前記出力波形データに応答してＰＷＭ波形
信号を発生する手段と、前記ＰＷＭ波形信号に応答した
ドライブ信号を発生するドライブ回路手段とを具えたこ
とを特徴とする。
【０００７】この発明のインバータ装置は、第３には、
電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ部と、前
記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が前記直
流脈動電圧を瞬時値データ（Ｅｒｄ）に変換するＡ／Ｄ
変換手段と、基準正弦波に対応した出力電圧データ（Ｖ
ｉ）を発生する基準正弦波発生手段と、前記瞬時値デー
タ（Ｅｒｄ）を読み出し、出力したいレベル値定数Ｋ１
を前記出力電圧データ（Ｖｉ）に乗じて−出力値Ｋ１・
Ｖｉを算出し、前記出力値Ｋ１・Ｖｉと前記瞬時値デー
タ（Ｅｒｄ）より変調された出力波形データ（＝Ｋ１・
Ｖｉ／Ｅｒｄ）を出力するマイクロコンピュータとを具
え、前記マイクロコンピュータが、前記出力波形データ
に応答して直流脈動電圧補償形ＰＷＭ信号を発生する手
段を具えたことを特徴とする。
電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ部と、前
記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が前記直
流脈動電圧を瞬時値データ（Ｅｒｄ）に変換するＡ／Ｄ
変換手段と、基準正弦波に対応した出力電圧データ（Ｖ
ｉ）を発生する基準正弦波発生手段と、前記瞬時値デー
タ（Ｅｒｄ）を読み出し、出力したいレベル値定数Ｋ１
を前記出力電圧データ（Ｖｉ）に乗じて−出力値Ｋ１・
Ｖｉを算出し、前記出力値Ｋ１・Ｖｉと前記瞬時値デー
タ（Ｅｒｄ）より変調された出力波形データ（＝Ｋ１・
Ｖｉ／Ｅｒｄ）を出力するマイクロコンピュータとを具
え、前記マイクロコンピュータが、前記出力波形データ
に応答して直流脈動電圧補償形ＰＷＭ信号を発生する手
段を具えたことを特徴とする。
【０００８】この発明のインバータ装置の制御方法は、
第４には電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ
部と、前記直流脈動電圧を交流電圧に変換するインバー
タ部と、前記インバータ部の出力電圧に前記直流電圧の
脈動が現れないように、前記直流電圧の脈動を相殺する
ための補償を行いながら前記インバータ部を制御する制
御回路を具えたインバータ装置の制御方法において、
（ａ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）を検出するステップ
と、（ｂ）出力するべき電圧値を与えるための定数（Ｋ
１）を与えるステップと、（ｃ）規則正しくカウントア
ップとカウントダウンを繰り返すデジタル三角波データ
を発生させるステップと、（ｄ）一定時間おきに基準正
弦波データ（ＰＷＭ０）を読み出すステップと、（ｅ）
前記脈動電圧（Ｅｒ）と出力するべき前記電圧値を与え
るための定数（Ｋ１）と前記基準正弦波データ（ＰＷＭ
０）より変調されたＰＷＭ出力波形データ（ＰＷＭ１＝
ＰＷＭ０×Ｋ１／Ｅｒ）を算出するステップと、（ｆ）
前記ＰＷＭ出力波形データ（ＰＷＭ１）に応答して前記
インバータ部を駆動するためのドライブ信号を発生させ
るステップとからなることを特徴とする。
第４には電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ
部と、前記直流脈動電圧を交流電圧に変換するインバー
タ部と、前記インバータ部の出力電圧に前記直流電圧の
脈動が現れないように、前記直流電圧の脈動を相殺する
ための補償を行いながら前記インバータ部を制御する制
御回路を具えたインバータ装置の制御方法において、
（ａ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）を検出するステップ
と、（ｂ）出力するべき電圧値を与えるための定数（Ｋ
１）を与えるステップと、（ｃ）規則正しくカウントア
ップとカウントダウンを繰り返すデジタル三角波データ
を発生させるステップと、（ｄ）一定時間おきに基準正
弦波データ（ＰＷＭ０）を読み出すステップと、（ｅ）
前記脈動電圧（Ｅｒ）と出力するべき前記電圧値を与え
るための定数（Ｋ１）と前記基準正弦波データ（ＰＷＭ
０）より変調されたＰＷＭ出力波形データ（ＰＷＭ１＝
ＰＷＭ０×Ｋ１／Ｅｒ）を算出するステップと、（ｆ）
前記ＰＷＭ出力波形データ（ＰＷＭ１）に応答して前記
インバータ部を駆動するためのドライブ信号を発生させ
るステップとからなることを特徴とする。
【０００９】この発明のインバータ装置は、第５には、
電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ部と、前
記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が前記直
流脈動電圧を瞬時値データ（Ｅｒｄ）に変換するＡ／Ｄ
変換手段と、基準ベクトルパターンに対応した出力電圧
データ（Ｖｉ）を発生する基準ベクトルパターン記憶手
段と、前記瞬時値データに応答して前記出力電圧データ
に変調をかけて直流脈動電圧補償形ＰＷＭ波形信号を出
力するマイクロコンピュータと、前記ＰＷＭ波形信号に
応答して前記インバータ部を駆動するドライバ手段とを
具えたことを特徴とする。
電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバータ部と、前
記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が前記直
流脈動電圧を瞬時値データ（Ｅｒｄ）に変換するＡ／Ｄ
変換手段と、基準ベクトルパターンに対応した出力電圧
データ（Ｖｉ）を発生する基準ベクトルパターン記憶手
段と、前記瞬時値データに応答して前記出力電圧データ
に変調をかけて直流脈動電圧補償形ＰＷＭ波形信号を出
力するマイクロコンピュータと、前記ＰＷＭ波形信号に
応答して前記インバータ部を駆動するドライバ手段とを
具えたことを特徴とする。
【００１０】この発明のインバータ装置の制御方法は、
第６には、電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバー
タ部と、前記直流脈動電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ部と、前記インバータ部の出力電圧に前記直流電圧
の脈動が現れないように、前記直流電圧の脈動を相殺す
るための補償を行いながら前記インバータ部を制御する
制御回路を具えたインバータ装置の制御方法において、
（ａ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）を検出するステップ
と、（ｂ）一定時間おきにベクトルパターン（Ｖｉ）を
読み出すステップと、（ｃ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）
と前記ベクトルパターンとに応答して前記直流電圧の脈
動を相殺するような変調ベクトルパターンを発生するス
テップと、（ｄ）前記変調ベクトルパターンに応答して
ＰＷＭ波形信号を発生するステップと、（ｅ）前記ＰＷ
Ｍ波形信号に応答して前記インバータ部を駆動するため
のドライブ信号を発生させるステップとからなることを
特徴とする。
第６には、電源電圧を直流脈動電圧に整流するコンバー
タ部と、前記直流脈動電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ部と、前記インバータ部の出力電圧に前記直流電圧
の脈動が現れないように、前記直流電圧の脈動を相殺す
るための補償を行いながら前記インバータ部を制御する
制御回路を具えたインバータ装置の制御方法において、
（ａ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）を検出するステップ
と、（ｂ）一定時間おきにベクトルパターン（Ｖｉ）を
読み出すステップと、（ｃ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）
と前記ベクトルパターンとに応答して前記直流電圧の脈
動を相殺するような変調ベクトルパターンを発生するス
テップと、（ｄ）前記変調ベクトルパターンに応答して
ＰＷＭ波形信号を発生するステップと、（ｅ）前記ＰＷ
Ｍ波形信号に応答して前記インバータ部を駆動するため
のドライブ信号を発生させるステップとからなることを
特徴とする。
【００１１】
【作用】上記特徴によれば、ＰＷＭ出力波形には下記式
１のごとく脈動電圧成分と電源電圧変動分は含まれてお
らず、基準となる正弦波と同じ瞬時値成分を持つＰＷＭ
出力波形となり、直流電圧の脈動に関係なく基準波形に
忠実な出力電圧波形が得られる。
１のごとく脈動電圧成分と電源電圧変動分は含まれてお
らず、基準となる正弦波と同じ瞬時値成分を持つＰＷＭ
出力波形となり、直流電圧の脈動に関係なく基準波形に
忠実な出力電圧波形が得られる。
【００１２】
【式１】 出力電圧瞬時値 ：Ｖｏ〔Ｖ〕 基準波形発生器瞬時値 ：Ｖｉ〔Ｖ〕 出力電圧設定係数 ：Ｋ１ 直流電圧検出器分圧率 ：Ｋ２ 直流脈動電圧検出値 ：Ｅｒ〔Ｖ〕 主回路直流脈動電圧 ：Ｋ２×Ｅｒ〔Ｖ〕 Ｖｏ＝主回路直流脈動電圧×ＰＷＭ出力波形パターン Ｖｏ＝Ｋ２×Ｅｒ×（Ｋ１×Ｖｉ／Ｅｒ） Ｖｏ＝Ｋ１×Ｋ２×Ｖｉ〔Ｖ〕 Ｖｏ∝Ｖｉ
【００１３】
【実施例】以下、この発明によるコンデンサレス・イン
バータ装置の第１実施例を図１に基づき説明する。図１
において、インバータ装置１０は交流電源１２と交流電
動機１４との間に接続されている。インバータ装置１０
は交流電源１２からの電源電圧を直流脈動電圧に整流す
るコンバータ部（直流脈動電圧源）１６と、直流脈動電
圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換するインバ
ータ部１８と、インバータ部１８の出力電圧に直流電圧
の脈動が現れないように直流電圧の脈動を相殺するため
の補償を行いながらインバータ１８を制御する制御回路
２０を具える。コンバータ部１６とインバータ部１８と
の間にはサージ吸収用の小容量コンデンサ２２が接続さ
れている。
バータ装置の第１実施例を図１に基づき説明する。図１
において、インバータ装置１０は交流電源１２と交流電
動機１４との間に接続されている。インバータ装置１０
は交流電源１２からの電源電圧を直流脈動電圧に整流す
るコンバータ部（直流脈動電圧源）１６と、直流脈動電
圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換するインバ
ータ部１８と、インバータ部１８の出力電圧に直流電圧
の脈動が現れないように直流電圧の脈動を相殺するため
の補償を行いながらインバータ１８を制御する制御回路
２０を具える。コンバータ部１６とインバータ部１８と
の間にはサージ吸収用の小容量コンデンサ２２が接続さ
れている。
【００１４】制御装置２０は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
検出する手段２４と、正弦波または台形波（以下基準正
弦波と言う。）を発生する基準正弦波発生器２６と、基
準正弦波発生器２６に可変の出力電圧設定係数Ｋ１を供
給して出力電圧を調整するための基準電圧発生手段２８
と、除算器からなっていて、直流脈動電圧補償手段とし
て作用する基準正弦波変調手段３０と、三角波信号３２
ａを発生する手段３２と、ＰＷＭ波形出力３４ａを発生
する手段３４と、ＰＷＭ波形出力３４ａに応答してドラ
イブ信号を作成するドライブ回路手段３６とを具える。
検出する手段２４と、正弦波または台形波（以下基準正
弦波と言う。）を発生する基準正弦波発生器２６と、基
準正弦波発生器２６に可変の出力電圧設定係数Ｋ１を供
給して出力電圧を調整するための基準電圧発生手段２８
と、除算器からなっていて、直流脈動電圧補償手段とし
て作用する基準正弦波変調手段３０と、三角波信号３２
ａを発生する手段３２と、ＰＷＭ波形出力３４ａを発生
する手段３４と、ＰＷＭ波形出力３４ａに応答してドラ
イブ信号を作成するドライブ回路手段３６とを具える。
【００１５】直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒは制御装置２０の
直流脈動電検出器２４に入力され、直流脈動電圧検出器
２４は直流脈動Ｋ２・Ｅｒを（１／Ｋ２）倍すると共に
主回路との絶縁を兼ねることを目的としている。直流脈
動電圧Ｋ２・Ｅｒは直流脈動電圧検出器２４で（１／Ｋ
２）倍にされ検出電圧Ｅｒとなる。検出電圧Ｅｒの波形
は図２の様な波形となっている。これは三相交流を整流
したままの脈動電圧波形である。この検出電圧Ｅｒは直
流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒと同じ波形の形をしている。基準
波形発生器２６は目的とする出力波形を発生させる。
直流脈動電検出器２４に入力され、直流脈動電圧検出器
２４は直流脈動Ｋ２・Ｅｒを（１／Ｋ２）倍すると共に
主回路との絶縁を兼ねることを目的としている。直流脈
動電圧Ｋ２・Ｅｒは直流脈動電圧検出器２４で（１／Ｋ
２）倍にされ検出電圧Ｅｒとなる。検出電圧Ｅｒの波形
は図２の様な波形となっている。これは三相交流を整流
したままの脈動電圧波形である。この検出電圧Ｅｒは直
流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒと同じ波形の形をしている。基準
波形発生器２６は目的とする出力波形を発生させる。
【００１６】図１の実施例では出力が三相であるので３
つの波形発生器が同一の波形を位相差１２０°で発生し
ている。また出力が単相の場合は波形発生器は１つでよ
い。各々の波形発生器２６の出力Ｋ１・Ｖｉは出力電圧
設定レベルＫ１にてレベルが変化できるような構成とな
っている。
つの波形発生器が同一の波形を位相差１２０°で発生し
ている。また出力が単相の場合は波形発生器は１つでよ
い。各々の波形発生器２６の出力Ｋ１・Ｖｉは出力電圧
設定レベルＫ１にてレベルが変化できるような構成とな
っている。
【００１７】基準波形発生器２６の出力Ｋ１・Ｖｉは除
算器からなる直流脈動電圧補償手段３０に入力される。
除算器３０はＫ１・Ｖｉを検出電圧Ｅｒで除算し、検出
電圧Ｅｒにて変調または補償された出力波形または動作
波形３０ａを算出する。動作波形３０ａはＰＷＭ波形信
号発生器として作用する電圧比較器３４に入力される。
電圧比較器３４は動作波形３０ａとを常に一定周期一定
振幅で三角波を発生している三角波発生器３２からの三
角波３２ａとを比較し、ＰＷＭ波形信号３４ａを出力す
る。ドライブ回路３６はＰＷＭ波形信号３４ａをインバ
ータ部１８の動作に適した信号レベルに変換し、インバ
ータ部１８を駆動する。
算器からなる直流脈動電圧補償手段３０に入力される。
除算器３０はＫ１・Ｖｉを検出電圧Ｅｒで除算し、検出
電圧Ｅｒにて変調または補償された出力波形または動作
波形３０ａを算出する。動作波形３０ａはＰＷＭ波形信
号発生器として作用する電圧比較器３４に入力される。
電圧比較器３４は動作波形３０ａとを常に一定周期一定
振幅で三角波を発生している三角波発生器３２からの三
角波３２ａとを比較し、ＰＷＭ波形信号３４ａを出力す
る。ドライブ回路３６はＰＷＭ波形信号３４ａをインバ
ータ部１８の動作に適した信号レベルに変換し、インバ
ータ部１８を駆動する。
【００１８】以上の構成により動作する各部の波形を図
３に示す。図３では説明の簡略化のため“Ｘ”の点で直
流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２のレベルになったとして
説明する。ここで常に一定の波形を繰返しているものは
基準波形Ｋ１・Ｖｉと三角波３２ａである。基準波形と
して台形のパターンを発生しているものとした。
３に示す。図３では説明の簡略化のため“Ｘ”の点で直
流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２のレベルになったとして
説明する。ここで常に一定の波形を繰返しているものは
基準波形Ｋ１・Ｖｉと三角波３２ａである。基準波形と
して台形のパターンを発生しているものとした。
【００１９】図４に基準波形で駆動したインバータ装置
の出力電圧波形３８を示す。図５に基準波形で駆動した
インバータ装置の出力電圧４０の平均値を示す。出力電
圧４０はほぼ正弦波に近似できる。ところがコンデンサ
レス・インバータでは主回路の直流電圧が図２のような
脈動電圧となっており、この電圧が図６のように出力電
圧波形４２に重畳されてくる。この脈動電圧が出力電圧
に重畳されると出力電圧の平均値は図７の出力電圧４４
の平均値において直流の脈動電圧の影響が現れてくる。
本発明ではこの脈動電圧により基準正弦波形を瞬時に補
償し図８の様なＰＷＭ出力波形４６とする。この波形か
ら解るように図６の出力波形４２に比較して脈動電圧値
の山の点では導通幅を基準値より狭く、谷の点では導通
幅を基準値より広くしている。図８の様な出力波形でコ
ンデンサレス・インバータ装置を駆動するとその出力電
圧の平均値は図９のような平均出力電圧波形４８となり
直流脈動電圧を供給しても基準波形と全く同様のほぼ正
弦波にすることができる。
の出力電圧波形３８を示す。図５に基準波形で駆動した
インバータ装置の出力電圧４０の平均値を示す。出力電
圧４０はほぼ正弦波に近似できる。ところがコンデンサ
レス・インバータでは主回路の直流電圧が図２のような
脈動電圧となっており、この電圧が図６のように出力電
圧波形４２に重畳されてくる。この脈動電圧が出力電圧
に重畳されると出力電圧の平均値は図７の出力電圧４４
の平均値において直流の脈動電圧の影響が現れてくる。
本発明ではこの脈動電圧により基準正弦波形を瞬時に補
償し図８の様なＰＷＭ出力波形４６とする。この波形か
ら解るように図６の出力波形４２に比較して脈動電圧値
の山の点では導通幅を基準値より狭く、谷の点では導通
幅を基準値より広くしている。図８の様な出力波形でコ
ンデンサレス・インバータ装置を駆動するとその出力電
圧の平均値は図９のような平均出力電圧波形４８となり
直流脈動電圧を供給しても基準波形と全く同様のほぼ正
弦波にすることができる。
【００２０】図３に戻って、ＰＷＭ波形信号３４ａは出
力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）と三角波３２ａを
電圧比較器３４にて比較して得られた信号である。
“Ｘ”の点で直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２になった
とすると図３の様に検出電圧Ｅｒの波形も１／２にな
る。そうすると出力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）
は変調出力波形３０ａ’の様に２倍の振幅となる。ＰＷ
Ｍ波形信号３４ａ’は“Ｘ”の点以降、ＰＷＭ波形信号
３４ａよりも導通幅が大きくなっているのが分かり、ゆ
えに直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが減少すると導通幅を大き
くして出力電圧に直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒの影響が現れ
ない様に動作しているのがわかる。
力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）と三角波３２ａを
電圧比較器３４にて比較して得られた信号である。
“Ｘ”の点で直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２になった
とすると図３の様に検出電圧Ｅｒの波形も１／２にな
る。そうすると出力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）
は変調出力波形３０ａ’の様に２倍の振幅となる。ＰＷ
Ｍ波形信号３４ａ’は“Ｘ”の点以降、ＰＷＭ波形信号
３４ａよりも導通幅が大きくなっているのが分かり、ゆ
えに直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが減少すると導通幅を大き
くして出力電圧に直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒの影響が現れ
ない様に動作しているのがわかる。
【００２１】図１０は本発明の望ましい第２実施例のイ
ンバータ装置を示す。図１０において、交流電源５０と
交流電動機５２との間に接続された電動機用のコンデン
サレス・インバータ装置５４の望ましい第２実施例が示
されている。インバータ装置５４はコンバータ部５６と
インバータ部５８とサージ吸収用の小容量コンデンサ６
０と電流平滑用の小型リアクトル６２とノイズフィルタ
６４を具えている。インバータ装置５４はさらにインバ
ータ部５８を制御するための制御回路６６を具える。制
御回路６６は脈動電圧検出器６８と、Ａ／Ｄ変換器７０
と、基準波形発生ＲＯＭ７２と、Ａ／Ｄ変換器７０の検
出電圧デジタルデータＥｒｄと基準波形に対応した出力
電圧データＶｉとにより変調された出力波形データ７４
ａを発生するマイクロコンピュータ７４と、三角波デジ
タルデータ７６ａを発生するアップダウンカウンタ７６
と、出力波形データと三角波デジタルデータ７６ａとを
比較してＰＷＭ出力波形７８ａを発生するデジタル比較
器７８と、ＰＷＭ出力波形７８ａに応答したドライブ信
号を発生するドライブ回路８０とを具える。
ンバータ装置を示す。図１０において、交流電源５０と
交流電動機５２との間に接続された電動機用のコンデン
サレス・インバータ装置５４の望ましい第２実施例が示
されている。インバータ装置５４はコンバータ部５６と
インバータ部５８とサージ吸収用の小容量コンデンサ６
０と電流平滑用の小型リアクトル６２とノイズフィルタ
６４を具えている。インバータ装置５４はさらにインバ
ータ部５８を制御するための制御回路６６を具える。制
御回路６６は脈動電圧検出器６８と、Ａ／Ｄ変換器７０
と、基準波形発生ＲＯＭ７２と、Ａ／Ｄ変換器７０の検
出電圧デジタルデータＥｒｄと基準波形に対応した出力
電圧データＶｉとにより変調された出力波形データ７４
ａを発生するマイクロコンピュータ７４と、三角波デジ
タルデータ７６ａを発生するアップダウンカウンタ７６
と、出力波形データと三角波デジタルデータ７６ａとを
比較してＰＷＭ出力波形７８ａを発生するデジタル比較
器７８と、ＰＷＭ出力波形７８ａに応答したドライブ信
号を発生するドライブ回路８０とを具える。
【００２２】図１０の実施例において、直流脈動電圧Ｋ
２・Ｅｒは制御回路６６の脈動電圧検出器６８に入力さ
れる。脈動電圧検出器６８は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
（１／Ｋ２）倍すると共に主回路との絶縁を兼ねること
を目的としている。この動作は第１実施例と同じであ
る。アナログの検出電圧ＥｒはＡ／Ｄ変換器７０にてデ
ジタル信号に変換されて、デジタルの検出電圧データＥ
ｒｄとなる。
２・Ｅｒは制御回路６６の脈動電圧検出器６８に入力さ
れる。脈動電圧検出器６８は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
（１／Ｋ２）倍すると共に主回路との絶縁を兼ねること
を目的としている。この動作は第１実施例と同じであ
る。アナログの検出電圧ＥｒはＡ／Ｄ変換器７０にてデ
ジタル信号に変換されて、デジタルの検出電圧データＥ
ｒｄとなる。
【００２３】基準波形発生器として作用する基準波形Ｒ
ＯＭ７２は基準波形に対応したデジタルの出力電圧デー
タをマイクロコンピュータ７４に入力する。マイクロコ
ンピュータ７４は以下のステップを経て出力波形データ
７４ａを求める。：
ＯＭ７２は基準波形に対応したデジタルの出力電圧デー
タをマイクロコンピュータ７４に入力する。マイクロコ
ンピュータ７４は以下のステップを経て出力波形データ
７４ａを求める。：
【００２４】（ａ）基準波形における現瞬間の出力電圧
データＶｉ（正現波、台形波等）を基準波形ＲＯＭより
読み出す； （ｂ）出力したいレベル値定数Ｋ１をＶｉに乗じＫ１・
Ｖｉを算出する； （ｃ）現瞬間の直流脈動電圧データＥｒｄを読み出す； （ｄ）Ｋ１・ＶｉとＥｒｄより変調された出力波形デー
タ７４ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒｄ）を求める。 以上（ａ）−（ｄ）のステップを一定時間おきに繰返処
理して出力波形データ７４ａの瞬時値を次々に出力す
る。
データＶｉ（正現波、台形波等）を基準波形ＲＯＭより
読み出す； （ｂ）出力したいレベル値定数Ｋ１をＶｉに乗じＫ１・
Ｖｉを算出する； （ｃ）現瞬間の直流脈動電圧データＥｒｄを読み出す； （ｄ）Ｋ１・ＶｉとＥｒｄより変調された出力波形デー
タ７４ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒｄ）を求める。 以上（ａ）−（ｄ）のステップを一定時間おきに繰返処
理して出力波形データ７４ａの瞬時値を次々に出力す
る。
【００２５】アップダウンカウンタ７６は第１実施例の
三角波発生器３２に相当するものであり、デジタル三角
波７６ａは一定時間おきに値を＋１してゆき、設定され
た最大値に達すると今度は一定時間おきに値を−１して
ゆき、設定された最小値に達すると再び一定時間おきに
値を＋１してゆく動作を繰返している。デジタル比較器
７８は変調された出力波形データの瞬時値７４ａとデジ
タル三角波７６ａの値を比較し、ＰＷＭ出力波形７８ａ
を発生させる。デジタル比較器７８は第１実施例の電圧
比較器３４に対応するものである。ドライブ回路８０は
ＰＷＭ出力波形７８ａをインバータ部５８の動作の適し
た信号レベルに変換して駆動する。また、ドラドライブ
回路８０は主回路との電気的絶縁も目的も兼ねている。
以上の動作を示した流れ図を図９に示す。
三角波発生器３２に相当するものであり、デジタル三角
波７６ａは一定時間おきに値を＋１してゆき、設定され
た最大値に達すると今度は一定時間おきに値を−１して
ゆき、設定された最小値に達すると再び一定時間おきに
値を＋１してゆく動作を繰返している。デジタル比較器
７８は変調された出力波形データの瞬時値７４ａとデジ
タル三角波７６ａの値を比較し、ＰＷＭ出力波形７８ａ
を発生させる。デジタル比較器７８は第１実施例の電圧
比較器３４に対応するものである。ドライブ回路８０は
ＰＷＭ出力波形７８ａをインバータ部５８の動作の適し
た信号レベルに変換して駆動する。また、ドラドライブ
回路８０は主回路との電気的絶縁も目的も兼ねている。
以上の動作を示した流れ図を図９に示す。
【００２６】図１１において、マイクロコンピュータ７
４はステップ９０にて処理開始し、ステップ９２におい
て基準波形ＲＯＭ７２から出力電圧データＶｉを読み出
し、ステップ９４において出力電圧データＶｉと出力電
圧設定定数Ｋ１とからＫ１・Ｖｉを算出し、一方ステッ
プ９６において検出電圧データＥｒｄを読み出し、ス において出力波形データをデジタル比較器７８に出力
し、ステップ１０２にて処理が終了となる。これらの処
理は５０〜１００μｓｅｃごとに繰返される。図１０の
実施例における各種波形は図２〜図９と同様なので、こ
の実施例においてこれら波形図は省略する。
４はステップ９０にて処理開始し、ステップ９２におい
て基準波形ＲＯＭ７２から出力電圧データＶｉを読み出
し、ステップ９４において出力電圧データＶｉと出力電
圧設定定数Ｋ１とからＫ１・Ｖｉを算出し、一方ステッ
プ９６において検出電圧データＥｒｄを読み出し、ス において出力波形データをデジタル比較器７８に出力
し、ステップ１０２にて処理が終了となる。これらの処
理は５０〜１００μｓｅｃごとに繰返される。図１０の
実施例における各種波形は図２〜図９と同様なので、こ
の実施例においてこれら波形図は省略する。
【００２７】図１２は本発明の望ましい第３実施例によ
るベクトル制御形のコンデンサレス・インバータ装置を
示し、図１０と同一部品については同一符号を付けてあ
る。図１２において、ベクトル制御形インバータ装置１
１０は制御回路１１２を具える。制御回路には直流脈動
電圧検出器１１４と、Ａ／Ｄ変換器１１６と、基準ベク
トルパターンＲＯＭ１１８と、マイクロコンピュータ１
２０と、ドライバ回路１２２とを具える。図１２の実施
例において、コンデンサレスのインバータ装置を駆動す
る制御方法は： （ａ）前記インバータ装置の直流脈動電圧（Ｅｒ）を検
出するステップと； （ｂ）出力するべき電圧値を与えるための定数（Ｋ１）
を与えるステップと； （ｃ）一定時間（ｔ）置きに空間ベクトルパターン（Ｖ
ｉ）を読み出すステップと； （ｄ）直流脈動電圧（Ｅｒ）と出力するべき電圧値を与
えるための定数（Ｋ１）から動作ベクトル長（ｔｘ） ｔｘ＝ｔ×Ｋ１／Ｅｒ を算出するステップと； （ｅ）一定時間（ｔ）中にｔｘだけ空間ベクトルパター
ンを発生し動作ベクトル（Ｖｏ）とするステップと； からなることによって達成される。上記Ｋ１は出力電圧
を任意の値に調節するための値でありＫ１を変化させる
と出力電圧がそれに比例して変化する。上記方式によれ
ば動作ベクトルには脈動電圧成分と電源電圧変動分は含
まれておらず基準となる空間ベクトルパターンの形に忠
実な出力電圧ベクトルパターンが得られる。この制御方
法は以下の説明によりさらに理解しやすくしてある。
るベクトル制御形のコンデンサレス・インバータ装置を
示し、図１０と同一部品については同一符号を付けてあ
る。図１２において、ベクトル制御形インバータ装置１
１０は制御回路１１２を具える。制御回路には直流脈動
電圧検出器１１４と、Ａ／Ｄ変換器１１６と、基準ベク
トルパターンＲＯＭ１１８と、マイクロコンピュータ１
２０と、ドライバ回路１２２とを具える。図１２の実施
例において、コンデンサレスのインバータ装置を駆動す
る制御方法は： （ａ）前記インバータ装置の直流脈動電圧（Ｅｒ）を検
出するステップと； （ｂ）出力するべき電圧値を与えるための定数（Ｋ１）
を与えるステップと； （ｃ）一定時間（ｔ）置きに空間ベクトルパターン（Ｖ
ｉ）を読み出すステップと； （ｄ）直流脈動電圧（Ｅｒ）と出力するべき電圧値を与
えるための定数（Ｋ１）から動作ベクトル長（ｔｘ） ｔｘ＝ｔ×Ｋ１／Ｅｒ を算出するステップと； （ｅ）一定時間（ｔ）中にｔｘだけ空間ベクトルパター
ンを発生し動作ベクトル（Ｖｏ）とするステップと； からなることによって達成される。上記Ｋ１は出力電圧
を任意の値に調節するための値でありＫ１を変化させる
と出力電圧がそれに比例して変化する。上記方式によれ
ば動作ベクトルには脈動電圧成分と電源電圧変動分は含
まれておらず基準となる空間ベクトルパターンの形に忠
実な出力電圧ベクトルパターンが得られる。この制御方
法は以下の説明によりさらに理解しやすくしてある。
【００２８】図１３に示すように、インバータ部５８は
交互にＯＮ、ＯＦＦする上下アーム一対のスイッチ素子
アーム５８ａ〜５８ｃより構成されており、アームの上
側がＯＮのとき１、アームの上側がＯＦＦのとき０、と
あてはめると〔アーム５８ａ、アーム５８ｂ、アーム５
８ｃ〕は、 〔０、０、０〕〔０、０、１〕〔０、１、０〕〔０、
１、１〕 〔１、０、０〕〔１、０、０〕〔１、１、０〕〔１、
１、１〕 の８通りの状態が存在することが解る。この１つ１つを
ベクトルと呼び、図１４に展開したベクトル図が示され
ている。図１４において、長さを持ったベクトルに１−
６の番号をつけ、電圧ベクトル（単位ベクトル）と呼
ぶ。長さを持たないベクトルは０と７でありこれらをゼ
ロベクトルと称する。電圧ベクトルではいずれのベクト
ルの両隣のベクトルにおいては必ず１つのアームしか反
転していない。１−６ベクトルを組み合わせてなるべく
円に近付く様にパターン化した図が図１５であり、図１
２の実施例ではこのベクトル選択パターンを基準ベクト
ルパターンＲＯＭに記憶してある。インバータ部出力電
圧はこの基準ベクトルパターン通りに動作させると最大
出力電圧が得られるが通常はゼロベクトルと組み合わせ
電圧調整が行えるようにする。図１５のＡ部詳細が図１
６に示してあり、図１６ではゼロベクトルを挿入し、ベ
クトル長を調整して電圧制御を行っており、図１７にそ
のドライブ法が示してある。図１７において、一定時間
ｔごとに長さを持ったベクトルを出力し、ｔ１経過時に
０または７のゼロベクトルに切り換えている。ゼロベク
トルの送出時間はｔ２でありｔ＝ｔ１＋ｔ２となってい
る。出力電圧は（ｔ１／ｔ）に比例している。つまりｔ
時間中ゼロベクトルの送出時間割合が長いと出力電圧は
小さくなる。ゼロベクトル０か７かの選択はなるべくス
イッチ数が少なくなるように選択する。ｔ時間ごとにｔ
１とｔ２の比率を変え、より一層出力電圧ベクトルパタ
ーンを円に近づける制御も可能である。以上が基本的な
空間ベクトル制御方式であるが直流の脈動電圧を補償す
るためのベクトル制御方式につき以下に説明する。
交互にＯＮ、ＯＦＦする上下アーム一対のスイッチ素子
アーム５８ａ〜５８ｃより構成されており、アームの上
側がＯＮのとき１、アームの上側がＯＦＦのとき０、と
あてはめると〔アーム５８ａ、アーム５８ｂ、アーム５
８ｃ〕は、 〔０、０、０〕〔０、０、１〕〔０、１、０〕〔０、
１、１〕 〔１、０、０〕〔１、０、０〕〔１、１、０〕〔１、
１、１〕 の８通りの状態が存在することが解る。この１つ１つを
ベクトルと呼び、図１４に展開したベクトル図が示され
ている。図１４において、長さを持ったベクトルに１−
６の番号をつけ、電圧ベクトル（単位ベクトル）と呼
ぶ。長さを持たないベクトルは０と７でありこれらをゼ
ロベクトルと称する。電圧ベクトルではいずれのベクト
ルの両隣のベクトルにおいては必ず１つのアームしか反
転していない。１−６ベクトルを組み合わせてなるべく
円に近付く様にパターン化した図が図１５であり、図１
２の実施例ではこのベクトル選択パターンを基準ベクト
ルパターンＲＯＭに記憶してある。インバータ部出力電
圧はこの基準ベクトルパターン通りに動作させると最大
出力電圧が得られるが通常はゼロベクトルと組み合わせ
電圧調整が行えるようにする。図１５のＡ部詳細が図１
６に示してあり、図１６ではゼロベクトルを挿入し、ベ
クトル長を調整して電圧制御を行っており、図１７にそ
のドライブ法が示してある。図１７において、一定時間
ｔごとに長さを持ったベクトルを出力し、ｔ１経過時に
０または７のゼロベクトルに切り換えている。ゼロベク
トルの送出時間はｔ２でありｔ＝ｔ１＋ｔ２となってい
る。出力電圧は（ｔ１／ｔ）に比例している。つまりｔ
時間中ゼロベクトルの送出時間割合が長いと出力電圧は
小さくなる。ゼロベクトル０か７かの選択はなるべくス
イッチ数が少なくなるように選択する。ｔ時間ごとにｔ
１とｔ２の比率を変え、より一層出力電圧ベクトルパタ
ーンを円に近づける制御も可能である。以上が基本的な
空間ベクトル制御方式であるが直流の脈動電圧を補償す
るためのベクトル制御方式につき以下に説明する。
【００２９】図１２において、直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅ
ｒ）は制御装置１１２の直流電圧検出器１１４に入力さ
れ、直流電圧検出器１１４は直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅ
ｒ）を（１／Ｋ２）倍すると共に主回路との絶縁を兼ね
ることを目的としている。直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅｒ）
は直流脈動電圧検出器８で（１／Ｋ２）倍にされて出力
（Ｅｒ）となる。これは前述した如く三相交流電圧を整
流したままの脈動電圧波形である。この出力Ｅｒの波形
は直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅｒ）と同じ形をしている。こ
の出力（Ｅｒ）はＡ／Ｄ変換器１１６で変換されてデジ
タル電圧データ（Ｅｒｄ）として出力されてマイクロコ
ンピュータ１２０に供給される。マイクロコンピュータ
１２０は次の手段で処理をする。すなわち、
ｒ）は制御装置１１２の直流電圧検出器１１４に入力さ
れ、直流電圧検出器１１４は直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅ
ｒ）を（１／Ｋ２）倍すると共に主回路との絶縁を兼ね
ることを目的としている。直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅｒ）
は直流脈動電圧検出器８で（１／Ｋ２）倍にされて出力
（Ｅｒ）となる。これは前述した如く三相交流電圧を整
流したままの脈動電圧波形である。この出力Ｅｒの波形
は直流脈動電圧（Ｋ２・Ｅｒ）と同じ形をしている。こ
の出力（Ｅｒ）はＡ／Ｄ変換器１１６で変換されてデジ
タル電圧データ（Ｅｒｄ）として出力されてマイクロコ
ンピュータ１２０に供給される。マイクロコンピュータ
１２０は次の手段で処理をする。すなわち、
【００３０】（１）基準ベクトルパターンＲＯＭ１１８
は目的とする出力空間ベクトルのパターンが記録されて
いて、マイクロコンピュータ１２０が一定時間（ｔ）ご
とにベクトルＶｉを読み出し、Ｅｒｄをサンプリングす
る。基準ベクトルはマイクロコンピュータのプログラム
で演算により求めても良い。 （２）マイクロコンピュータ１２０はサンプリングした
Ｅｒｄと出力電圧レベルＫ１より基準ベクトルの出力時
間ｔｘを以下の式で求める。 ｔｘ×Ｋ１×ｔ／Ｅｒｄ （３）マイクロコンピュータ１２０は基準ベクトルＶｉ
をｔｘ時間Ｖｏに送出したならＶｏをゼロベクトルに切
り換える。 以上（１）−（３）のステップをｔ時間おきに繰返す。
以上の方法により動作するＶｏを、脈動電圧に対する補
償のない基準の空間ベクトル方式と比較した図が図１８
に示してある。図１８において、ＶＶａは直流脈動電圧
による補償を行わない場合のＶｏであり、時間ｔ１とｔ
２の比率は直流脈動電圧とは関係なく決められた値のま
まとなっている。一方、ＶＶｂは直流脈動電圧による補
償を施した本発明の第３実施例によるもので、直流脈動
電圧Ｅｒｄの比較的低いＥ１の点では単位ベクトルの送
出時間を長めに、直流脈動電圧Ｅｒｄの比較的高いＥ３
の点では単位ベクトルの送出時間を短めに、補償されて
いるのがわかる。
は目的とする出力空間ベクトルのパターンが記録されて
いて、マイクロコンピュータ１２０が一定時間（ｔ）ご
とにベクトルＶｉを読み出し、Ｅｒｄをサンプリングす
る。基準ベクトルはマイクロコンピュータのプログラム
で演算により求めても良い。 （２）マイクロコンピュータ１２０はサンプリングした
Ｅｒｄと出力電圧レベルＫ１より基準ベクトルの出力時
間ｔｘを以下の式で求める。 ｔｘ×Ｋ１×ｔ／Ｅｒｄ （３）マイクロコンピュータ１２０は基準ベクトルＶｉ
をｔｘ時間Ｖｏに送出したならＶｏをゼロベクトルに切
り換える。 以上（１）−（３）のステップをｔ時間おきに繰返す。
以上の方法により動作するＶｏを、脈動電圧に対する補
償のない基準の空間ベクトル方式と比較した図が図１８
に示してある。図１８において、ＶＶａは直流脈動電圧
による補償を行わない場合のＶｏであり、時間ｔ１とｔ
２の比率は直流脈動電圧とは関係なく決められた値のま
まとなっている。一方、ＶＶｂは直流脈動電圧による補
償を施した本発明の第３実施例によるもので、直流脈動
電圧Ｅｒｄの比較的低いＥ１の点では単位ベクトルの送
出時間を長めに、直流脈動電圧Ｅｒｄの比較的高いＥ３
の点では単位ベクトルの送出時間を短めに、補償されて
いるのがわかる。
【００３１】
【発明の効果】以上より明らかなように、この発明は制
御回路によって直流脈動電圧の補償を行うようにＰＷＭ
出力波形を発生させることにより、大容量の平滑コンデ
ンサを不要にして、入力力率が高く、長寿命でしかも極
めて小形のコンデンサレス・インバータ装置を実現する
ことができ、実用上の大きな利点がもたらせる。
御回路によって直流脈動電圧の補償を行うようにＰＷＭ
出力波形を発生させることにより、大容量の平滑コンデ
ンサを不要にして、入力力率が高く、長寿命でしかも極
めて小形のコンデンサレス・インバータ装置を実現する
ことができ、実用上の大きな利点がもたらせる。
【００３２】
【図１】本発明による望ましい実施例のコンデンサレス
・インバータ装置を示す。
・インバータ装置を示す。
【図２】脈動電圧検出器の出力である脈動電圧波形図で
ある。
ある。
【図３】（ａ）は基準波形を示し、（ｂ）は三角波と出
力波形との関係を示し、（ｃ）はＰＷＭ波形信号を示
す。
力波形との関係を示し、（ｃ）はＰＷＭ波形信号を示
す。
【図４】基準波形で駆動したインバータ装置の出力電圧
波形を示す。
波形を示す。
【図５】図４の出力電圧波形の平均値を示す。
【図６】脈動電圧と出力電圧との関係を示す波形図を示
す。
す。
【図７】図６の出力波形の平均値を示す波形図を示す。
【図８】本発明のコンデンサレス・インバータ装置によ
る直流脈動電圧と出力電圧波形との関係を示す。
る直流脈動電圧と出力電圧波形との関係を示す。
【図９】図８の出力電圧波形の平均値を示す。
【図１０】本発明のコンデンサレス・インバータ装置の
他の望ましい実施例を示す。
他の望ましい実施例を示す。
【図１１】図１０のインバータ装置における各処理を示
すブロック図を示す。
すブロック図を示す。
【図１２】本発明の他の望ましい実施例によるインバー
タ装置のブロック図を示す。
タ装置のブロック図を示す。
【図１３】図１２のインバータ部の具体的構造の一部を
示す。
示す。
【図１４】図１２のインバータ部のＯＮ／ＯＦＦ状態と
６個の単位ベクトルと２個のゼロベクトルを示す。
６個の単位ベクトルと２個のゼロベクトルを示す。
【図１５】図１４のベクトル制御による出力電圧ベクト
ル軌跡を示す。
ル軌跡を示す。
【図１６】図１５のＡ部の出力電圧ベクトルの拡大図を
示す。
示す。
【図１７】図１５の出力電圧ベクトルを得るためのイン
バータドライブ法の説明図を示す。
バータドライブ法の説明図を示す。
【図１８】図１２における脈動電圧によるベクトル補正
を行う方法を示す説明図を示す。
を行う方法を示す説明図を示す。
１２ 交流電源 １４ 交流誘導電動機 １６ コンバータ部 １８ インバータ部 ２０ 制御回路 ２４ 脈動電圧検出器 ２６ 基準波形発生器 ３０ 除算器 ３２ 三角波発生器 ３４ 比較器 ３６ ドライブ回路 ５０ 交流電源 ５２ 交流誘導電動機 ５６ コンバータ部 ５８ インバータ部 ６６ 制御回路 ６８ 脈動電圧検出器 ７０ Ａ／Ｄ変換器 ７２ 基準波形発生器 ７４ マイクロコンピュータ ７６ アップルダウンカウンタ ７８ デジタル比較器 ８０ ドライブ回路 １１２ 制御回路 １１４ 脈動電圧検出器 １１６ Ａ／Ｄ変換器 １１８ 基準ベクトルパターンＲＯ
Ｍ １２０ マイクロコンピュータ
Ｍ １２０ マイクロコンピュータ
Claims (9)
- 【請求項１】 直流脈動電圧源と、前期直流脈動電圧源
の直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変
換するインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に
前記直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の
脈動を相殺するための補償を行いながら前記インバータ
部を制御する制御回路とを具え、前記制御回路が基準正
弦波発生手段と、前記基準正弦波発生手段の出力を前記
直流脈動電圧により変調した出力波形を発生する正弦波
変調手段と、前記出力波形に応答したＰＷＭ波形信号を
作成するＰＷＭ波形発生手段と、前記ＰＷＭ波形信号に
応答したドライブ信号により前記インバータ部を駆動す
るドライバ回路手段とからなるインバータ装置。 - 【請求項２】 前記変調手段が前記基準正弦波発生手段
の出力を前記直流脈動電圧により除算する除算手段から
なることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項３】 前記ＰＷＭ波形発生手段が三角波発生手
段と、前記出力波形と前記三角波発生手段の出力とを比
較して前記ＰＷＭ波形信号を発生する比較手段とからな
ることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 交流電圧を直流脈動電圧に整流するコン
バータ部と、前記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数
の交流電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ
部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れないように、
前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を行いながら
前記インバータ部を制御する制御回路とを具え、前記制
御回路が前記直流脈動電圧をデジタルデータに変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、基準波形に対応した出力電圧データ
を発生する基準波形発生手段と、前記デジタルデータに
応答して前記基準波形を変調した出力波形データを発生
させる手段と、前記出力波形データに応答してＰＷＭ波
形信号を発生する手段と、前記ＰＷＭ波形信号に応答し
たドライブ信号を発生するドライブ回路手段とを具えた
インバータ装置。 - 【請求項５】 前記ＰＷＭ波形信号発生手段がデジタル
三角波データ発生手段を具え、前記出力波形データと前
記デジタル三角波データとを比較して前記ＰＷＭ波形信
号を発生する請求項４記載のインバータ装置。 - 【請求項６】 交流電源電圧を直流脈動電圧に整流する
コンバータ部と、前記直流脈動電圧を可変電圧・可変周
波数の交流電圧に変換するインバータ部と、前記インバ
ータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れないよう
に、前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を行いな
がら前記インバータ部を制御する制御回路とを具え、前
記制御回路が前記直流脈動電圧を瞬時値データ（Ｅｒ
ｄ）に変換するＡ／Ｄ変換手段と、基準波形に対応した
出力電圧データ（Ｖｉ）を発生する基準波形データ発生
手段と、前記瞬時値データ（Ｅｒｄ）を読み出し、出力
したいレベル値定数Ｋ１を前記出力電圧データ（Ｖｉ）
に乗じて出力値Ｋ１・Ｖｉを算出し、前記出力値Ｋ１・
Ｖｉと前記瞬時値データ（Ｅｒｄ）より変調された出力
波形データ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒｄ）を出力するマイク
ロコンピュータとを具え、前記マイクロコンピュータ
が、前記出力波形データに応答して直流脈動電圧補償形
ＰＷＭ波形信号を発生する手段を具えたインバータ装
置。 - 【請求項７】 交流電源電圧を直流脈動電圧に整流する
コンバータ部と、前記直流脈動電圧を交流電圧に変換す
るインバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に前記
直流電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の脈動
を相殺するための補償を行いながら前記インバータ部を
制御する制御回路を具えたインバータ装置の制御方法に
おいて、（ａ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）を検出するス
テップと、（ｂ）出力するべき電圧値を与えるための定
数（Ｋ１）を与えるステップと、（ｃ）規則正しくカウ
ントアップとカウントダウンを繰り返すデジタル三角波
データを発生させるステップと、（ｄ）一定時間おきに
基準正弦波データ（ＰＷＭ０）を読み出すステップと、
（ｅ）前記脈動電圧（Ｅｒ）と出力するべき前記電圧値
を与えるための定数（Ｋ１）と前記基準正弦波データ
（ＰＷＭ０）より変調されたＰＷＭ出力波形データ（Ｐ
ＷＭ１＝ＰＷＭ０×Ｋ１／Ｅｒ）を算出するステップ
と、（ｆ）前記ＰＷＭ出力波形データ（ＰＷＭ１）に応
答して前記インバータ部を駆動するためのドライブ信号
を発生させるステップとからなるインバータ装置の制御
方法。 - 【請求項８】 交流電源電圧を直流脈動電圧に整流する
コンバータ部と、前記直流脈動電圧を可変電圧・可変周
波数の交流電圧に変換するインバータ部と、前記インバ
ータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れないよう
に、前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を行いな
がら前記インバータ部を制御する制御回路とを具え、前
記制御回路が前記直流脈動電圧を瞬時値データ（Ｅｒ
ｄ）に変換するＡ／Ｄ変換手段と、基準ベクトルパター
ンに対応した出力電圧データ（Ｖｉ）を発生する基準ベ
クトルパターン記憶手段と、前記瞬時値データに応答し
て前記出力電圧データに変調をかけて直流脈動電圧補償
形ＰＷＭ波形信号を出力するマイクロコンピュータと、
前記ＰＷＭ波形信号に応答して前記インバータ部を駆動
するドライバ手段とを具えたインバータ装置。 - 【請求項９】 電源電圧を直流脈動電圧に整流するコン
バータ部と、前記直流脈動電圧を交流電圧に変換するイ
ンバータ部と、前記インバータ部の出力電圧に前記直流
電圧の脈動が現れないように、前記直流電圧の脈動を相
殺するための補償を行いながら前記インバータ部を制御
する制御回路を具えたインバータ装置の制御方法におい
て、（ａ）前記直流脈動電圧（Ｅｒ）を検出するステッ
プと、（ｂ）一定時間おきにベクトルパターン（Ｖｉ）
を読み出すステップと、（ｃ）前記直流脈動電圧（Ｅ
ｒ）と前記ベクトルパターンとに応答して前記直流電圧
の脈動を相殺するような変調ベクトルパターンを発生す
るステップと、（ｄ）前記変調ベクトルパターンに応答
してＰＷＭ波形信号を発生するステップと、（ｅ）前記
ＰＷＭ波形信号に応答して前記インバータ部を駆動する
ためのドライブ信号を発生するステップと、からなるイ
ンバータ装置の制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332127A JPH06153534A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法 |
| US08/145,907 US5481451A (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | AC-to-AC power inverter apparatus functioning without smoothing capacitor, and control method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332127A JPH06153534A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153534A true JPH06153534A (ja) | 1994-05-31 |
Family
ID=18251459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4332127A Pending JPH06153534A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | コンデンサレス・インバータ装置とその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06153534A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6687139B2 (en) | 1999-11-29 | 2004-02-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control apparatus |
| JP2007202378A (ja) * | 2005-12-28 | 2007-08-09 | Toshiba Schneider Inverter Corp | インバータ装置 |
| WO2007108185A1 (ja) | 2006-03-15 | 2007-09-27 | Mitsubishi Electric Corporation | 電動機駆動装置及び圧縮機駆動装置 |
| WO2008026270A1 (fr) | 2006-08-31 | 2008-03-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Dispositif de commande de moteur électrique, et dispositif de commande de compresseur |
| WO2008146381A1 (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| WO2013046728A1 (ja) * | 2011-09-30 | 2013-04-04 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6195003B1 (ja) * | 2016-09-30 | 2017-09-13 | ダイキン工業株式会社 | インバータ装置 |
-
1992
- 1992-10-30 JP JP4332127A patent/JPH06153534A/ja active Pending
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2013085455A (ja) * | 2011-09-30 | 2013-05-09 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| CN103858333A (zh) * | 2011-09-30 | 2014-06-11 | 大金工业株式会社 | 电力转换装置 |
| US9287815B2 (en) | 2011-09-30 | 2016-03-15 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter |
| JP6195003B1 (ja) * | 2016-09-30 | 2017-09-13 | ダイキン工業株式会社 | インバータ装置 |
| WO2018061342A1 (ja) * | 2016-09-30 | 2018-04-05 | ダイキン工業株式会社 | インバータ装置 |
| JP2018057195A (ja) * | 2016-09-30 | 2018-04-05 | ダイキン工業株式会社 | インバータ装置 |
| CN109804546A (zh) * | 2016-09-30 | 2019-05-24 | 大金工业株式会社 | 逆变器装置 |
| US10651757B2 (en) | 2016-09-30 | 2020-05-12 | Daikin Industries, Ltd. | Inverter with reduced output ripple |
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