JPH06153524A - コンデンサレス・インバータ装置 - Google Patents
コンデンサレス・インバータ装置Info
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- JPH06153524A JPH06153524A JP4332126A JP33212692A JPH06153524A JP H06153524 A JPH06153524 A JP H06153524A JP 4332126 A JP4332126 A JP 4332126A JP 33212692 A JP33212692 A JP 33212692A JP H06153524 A JPH06153524 A JP H06153524A
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- waveform
- inverter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流脈動電圧電源の出力により基準正弦波を
変調することにより、直流電圧の脈動を補償されたＰＷ
Ｍ出力波形を得て、このＰＷＭ出力波形によりインバー
タ部を駆動するとともに負荷側からの回生電力を電源側
に効率良く送り返すことにより高効率のコンデンサレス
・インバータ装置を提供することを目的とする。 【構成】 インバータ部を駆動するための制御回路（２
０、６６）が、脈動電圧検出手段（２４、６８）により
脈動電圧（Ｅｒ、Ｅｒｄ）を検出し、基準波形発生手段
（２６、１７２）の基準波形出力を変調手段（３０、７
４）により変調して変調波形データ（３０ａ、７４ａ）
を出力し、この変調波形データと三角波データ（３２
ａ、７６ａ）とを比較することにより直流脈動電圧に対
して、補償されたＰＷＭ出力波形を出力し、負荷（Ｍ）
側からの回生電力を回生整流部（１６）を介して電源側
に効率良く送り返すようにしている。
変調することにより、直流電圧の脈動を補償されたＰＷ
Ｍ出力波形を得て、このＰＷＭ出力波形によりインバー
タ部を駆動するとともに負荷側からの回生電力を電源側
に効率良く送り返すことにより高効率のコンデンサレス
・インバータ装置を提供することを目的とする。 【構成】 インバータ部を駆動するための制御回路（２
０、６６）が、脈動電圧検出手段（２４、６８）により
脈動電圧（Ｅｒ、Ｅｒｄ）を検出し、基準波形発生手段
（２６、１７２）の基準波形出力を変調手段（３０、７
４）により変調して変調波形データ（３０ａ、７４ａ）
を出力し、この変調波形データと三角波データ（３２
ａ、７６ａ）とを比較することにより直流脈動電圧に対
して、補償されたＰＷＭ出力波形を出力し、負荷（Ｍ）
側からの回生電力を回生整流部（１６）を介して電源側
に効率良く送り返すようにしている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＰＷＭ方式のインバータ
装置に関し、さらに詳しくは、直流電圧の平滑のための
大容量コンデンサを用いないで、しかも負荷側よりの回
生電力を効率よく電源側に送り返すようにしたコンデン
サレスのインバータ装置に関する。
装置に関し、さらに詳しくは、直流電圧の平滑のための
大容量コンデンサを用いないで、しかも負荷側よりの回
生電力を効率よく電源側に送り返すようにしたコンデン
サレスのインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、「交流−直流−交流」変換のＰＷ
Ｍ方式のインバータ装置が実用化されていたが、これら
は直流回路に大容量のコンデンサ（専ら電解コンデン
サ）を使用していた。このため以下に上げる問題点があ
った。
Ｍ方式のインバータ装置が実用化されていたが、これら
は直流回路に大容量のコンデンサ（専ら電解コンデン
サ）を使用していた。このため以下に上げる問題点があ
った。
【０００３】（１）インバータ装置の寿命計算に電解コ
ンデンサの寿命を考慮しなくてはならない。とくに製品
寿命に電解コンデンサの寿命をもって決定されることが
多い。また電解コンデンサの破壊モードに爆発、液漏れ
などがあり破壊モードが激烈である。 （２）交流整流後に大形の直流リアクトルが必要であ
り、装置が大形で重量が大きくなる。交流整流後に直流
リアクトルを省いたコンデンサインプット方式があるが
入力電流が大きく、入力力率が非常に悪く、更に力率改
善が非常に難しく電源設備の面で問題になることが多
い。 （３）大容量のコンデンサの充電を考慮した回路としな
くてはならない。またこの回路は装置起動前のみしか動
作しない場合が大半で通常運転中は全く不要である。 （４）インバータ装置が大容量コンデンサの放電を考慮
した回路設計を必要とする。また電源断より放電のため
の時間が長く危険となる場合がある。 （５）大容量コンデンサの装置内で占める体積と重量が
大きく、機構設計の面で自由度が奪われている。また装
置が大型化する原因となっている。 （６）電源へ回生を行う場合コンデンサインプット方式
の回路だと大容量コンデンサを低インピーダンスの電源
へ直接送り返す事は難しく、電源のインピーダンスをわ
ざと上げるなど苦しい対応をした回路となる。
ンデンサの寿命を考慮しなくてはならない。とくに製品
寿命に電解コンデンサの寿命をもって決定されることが
多い。また電解コンデンサの破壊モードに爆発、液漏れ
などがあり破壊モードが激烈である。 （２）交流整流後に大形の直流リアクトルが必要であ
り、装置が大形で重量が大きくなる。交流整流後に直流
リアクトルを省いたコンデンサインプット方式があるが
入力電流が大きく、入力力率が非常に悪く、更に力率改
善が非常に難しく電源設備の面で問題になることが多
い。 （３）大容量のコンデンサの充電を考慮した回路としな
くてはならない。またこの回路は装置起動前のみしか動
作しない場合が大半で通常運転中は全く不要である。 （４）インバータ装置が大容量コンデンサの放電を考慮
した回路設計を必要とする。また電源断より放電のため
の時間が長く危険となる場合がある。 （５）大容量コンデンサの装置内で占める体積と重量が
大きく、機構設計の面で自由度が奪われている。また装
置が大型化する原因となっている。 （６）電源へ回生を行う場合コンデンサインプット方式
の回路だと大容量コンデンサを低インピーダンスの電源
へ直接送り返す事は難しく、電源のインピーダンスをわ
ざと上げるなど苦しい対応をした回路となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この発明は従来技術の
問題を全て解決するためになされたもので、コンデンサ
レスのインバータ装置で問題となる直流電圧の脈動の相
殺の問題を解決し、さらに、回生電力を電源側に効率よ
く送り返すようにしたコンデンサレスのインバータ装置
を実用化させるためになされた。
問題を全て解決するためになされたもので、コンデンサ
レスのインバータ装置で問題となる直流電圧の脈動の相
殺の問題を解決し、さらに、回生電力を電源側に効率よ
く送り返すようにしたコンデンサレスのインバータ装置
を実用化させるためになされた。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明のインバータ装
置は、交流電源の電圧を直流脈動電圧に整流する回生整
流部と、前記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交
流電圧に変換して負荷に供給するインバータ部と、前記
インバータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れな
いように、前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を
行いながら前記インバータ部を制御するようにしたイン
バータ装置において、前記回生整流部が前記電源電圧の
電力を前記インバータ部へ通過させるための順方向整流
ダイオード手段と、前記回生電力を前記回生整流部から
前記交流電源側に導通させるための逆方向環流手段とか
らなることを特徴とする。
置は、交流電源の電圧を直流脈動電圧に整流する回生整
流部と、前記直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交
流電圧に変換して負荷に供給するインバータ部と、前記
インバータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動が現れな
いように、前記直流電圧の脈動を相殺するための補償を
行いながら前記インバータ部を制御するようにしたイン
バータ装置において、前記回生整流部が前記電源電圧の
電力を前記インバータ部へ通過させるための順方向整流
ダイオード手段と、前記回生電力を前記回生整流部から
前記交流電源側に導通させるための逆方向環流手段とか
らなることを特徴とする。
【０００６】
【作用】上記特徴によれば、ＰＷＭ出力波形には下記式
１のごとく脈動電圧成分と電源電圧変動分は含まれてお
らず、基準となる正弦波と同じ瞬時値成分を持つＰＷＭ
出力波形となり、直流電圧の脈動に関係なく基準波形に
忠実な出力電圧波形が得られ、電動機側からの回生電力
は電源側に効率良く送り返される。
１のごとく脈動電圧成分と電源電圧変動分は含まれてお
らず、基準となる正弦波と同じ瞬時値成分を持つＰＷＭ
出力波形となり、直流電圧の脈動に関係なく基準波形に
忠実な出力電圧波形が得られ、電動機側からの回生電力
は電源側に効率良く送り返される。
【０００７】
【式１】 出力電圧瞬時値 ：Ｖｏ［Ｖ］ 基準波形発生器瞬時値 ：Ｖｉ［Ｖ］ 出力電圧設定係数 ：Ｋ１ 直流電圧検出器分圧率 ：Ｋ２ 直流脈動電圧検出値 ：Ｅｒ［Ｖ］ 主回路直流脈動電圧 ：Ｋ２×Ｅｒ［Ｖ］ Ｖｏ＝主回路直流脈動電圧×ＰＷＭ出力波形パターン Ｖｏ＝Ｋ２×Ｅｒ×（Ｋ１×Ｖｉ／Ｅｒ） Ｖｏ＝Ｋ１×Ｋ２×Ｖｉ〔Ｖ］ Ｖｏ＝Ｖｉ
【０００８】
【実施例】以下、この発明によるコンデンサレス・イン
バータ装置の第１実施例を図１に基づき説明する。図１
において、インバータ装置１０は交流電源１２と誘導電
動機１４との間に接続されている。インバータ装置１０
は交流電源１２からの電源電圧を直流脈動電圧に整流す
る回生整流部（直流脈動電圧源）１６と、直流脈動電圧
を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換するインバー
タ部１８と、インバータ部１８の出力電圧に直流電圧の
脈動が現れないように直流電圧の脈動を相殺するための
補償を行いながらインバータ部１８を制御する制御回路
２０を具える。回生整流部１６とインバータ部１８との
間にはサージ吸収用の小容量コンデンサ２２が接続され
ている。回生整流部１６は後述のように負荷側の回生電
力を電源側に効率よく送り返すものである。
バータ装置の第１実施例を図１に基づき説明する。図１
において、インバータ装置１０は交流電源１２と誘導電
動機１４との間に接続されている。インバータ装置１０
は交流電源１２からの電源電圧を直流脈動電圧に整流す
る回生整流部（直流脈動電圧源）１６と、直流脈動電圧
を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換するインバー
タ部１８と、インバータ部１８の出力電圧に直流電圧の
脈動が現れないように直流電圧の脈動を相殺するための
補償を行いながらインバータ部１８を制御する制御回路
２０を具える。回生整流部１６とインバータ部１８との
間にはサージ吸収用の小容量コンデンサ２２が接続され
ている。回生整流部１６は後述のように負荷側の回生電
力を電源側に効率よく送り返すものである。
【０００９】制御装置２０は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
検出する手段２４と、正弦波または台形波（以下基準正
弦波と言う。）を発生する基準正弦波発生器２６と、基
準正弦波発生器２６に可変の出力電圧設定係数Ｋ１を供
給して出力電圧を調整するための基準電圧発生手段２８
と、除算器からなっていて、直流脈動電圧補償手段とし
て作用する基準正弦波変調手段３０と、三角波信号３２
ａを発生する手段３２と、ＰＷＭ波形出力３４ａを発生
する手段３４と、ＰＷＭ波形出力３４ａに応答してドラ
イブ信号を作成するドライブ回路手段３６とを具える。
検出する手段２４と、正弦波または台形波（以下基準正
弦波と言う。）を発生する基準正弦波発生器２６と、基
準正弦波発生器２６に可変の出力電圧設定係数Ｋ１を供
給して出力電圧を調整するための基準電圧発生手段２８
と、除算器からなっていて、直流脈動電圧補償手段とし
て作用する基準正弦波変調手段３０と、三角波信号３２
ａを発生する手段３２と、ＰＷＭ波形出力３４ａを発生
する手段３４と、ＰＷＭ波形出力３４ａに応答してドラ
イブ信号を作成するドライブ回路手段３６とを具える。
【００１０】直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒは制御装置２０の
直流脈動電圧検出器２４に入力され、直流脈動電圧検出
器２４は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを（１／Ｋ２）倍する
と共に主回路との絶縁を兼ねることを目的としている。
直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒは直流脈動電圧検出器２４で
（１／Ｋ２）倍にされ検出電圧Ｅｒとなる。検出電圧Ｅ
ｒの波形は図２の様な波形となっている。これは三相交
流を整流したままの脈動電圧波形である。この検出電圧
Ｅｒは直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒと同じ波形の形をしてい
る。基準波形発生器２６は目的とする出力波形を発生さ
せる。
直流脈動電圧検出器２４に入力され、直流脈動電圧検出
器２４は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを（１／Ｋ２）倍する
と共に主回路との絶縁を兼ねることを目的としている。
直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒは直流脈動電圧検出器２４で
（１／Ｋ２）倍にされ検出電圧Ｅｒとなる。検出電圧Ｅ
ｒの波形は図２の様な波形となっている。これは三相交
流を整流したままの脈動電圧波形である。この検出電圧
Ｅｒは直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒと同じ波形の形をしてい
る。基準波形発生器２６は目的とする出力波形を発生さ
せる。
【００１１】図１の実施例では出力が三相であるので３
つの波形発生器が同一の波形を位相差１２０゜で発生し
ている。また出力が単相の場合は波形発生器は１つでよ
い。各々の波形発生器２６の出力Ｋ１・Ｖｉは出力電圧
設定レベルＫ１にてレベルが変化できるような構成とな
っている。
つの波形発生器が同一の波形を位相差１２０゜で発生し
ている。また出力が単相の場合は波形発生器は１つでよ
い。各々の波形発生器２６の出力Ｋ１・Ｖｉは出力電圧
設定レベルＫ１にてレベルが変化できるような構成とな
っている。
【００１２】基準波形発生器２６の出力Ｋ１・Ｖｉは除
算器からなる直流脈動電圧補償手段３０に入力される。
除算器３０はＫ１・Ｖｉを検出電圧Ｅｒで除算し、検出
電圧Ｅｒにて変調または補償された出力波形または動作
波形３０ａを算出する。動作波形３０ａはＰＷＭ波形信
号発生器として作用する電圧比較器３４に入力される。
電圧比較器３４は動作波形３０ａとを常に一定周期一定
振幅で三角波を発生している三角波発生器３２からの三
角波３２ａとを比較し、ＰＷＭ波形信号３４ａを出力す
る。ドライブ回路３６はＰＷＭ波形信号３４ａをインバ
ータ部１８の動作に適した信号レベルに変換し、インバ
ータ部１８を駆動する。
算器からなる直流脈動電圧補償手段３０に入力される。
除算器３０はＫ１・Ｖｉを検出電圧Ｅｒで除算し、検出
電圧Ｅｒにて変調または補償された出力波形または動作
波形３０ａを算出する。動作波形３０ａはＰＷＭ波形信
号発生器として作用する電圧比較器３４に入力される。
電圧比較器３４は動作波形３０ａとを常に一定周期一定
振幅で三角波を発生している三角波発生器３２からの三
角波３２ａとを比較し、ＰＷＭ波形信号３４ａを出力す
る。ドライブ回路３６はＰＷＭ波形信号３４ａをインバ
ータ部１８の動作に適した信号レベルに変換し、インバ
ータ部１８を駆動する。
【００１３】以上の構成により動作する各部の波形を図
３に示す。図３では説明の簡略化のため“Ｘ”の点で直
流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２のレベルになったとして
説明する。ここで常に一定の波形を繰返しているものは
基準波形Ｋ１・Ｖｉと三角波３２ａである。基準波形と
して台形のパターンを発生しているものとした。
３に示す。図３では説明の簡略化のため“Ｘ”の点で直
流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２のレベルになったとして
説明する。ここで常に一定の波形を繰返しているものは
基準波形Ｋ１・Ｖｉと三角波３２ａである。基準波形と
して台形のパターンを発生しているものとした。
【００１４】図４に基準波形で駆動したインバータ装置
の出力電圧波形３８を示す。図５に基準波形で駆動した
インバータ装置の出力電圧４０の平均値を示す。出力電
圧４０はほぼ正弦波に近似できる。ところがコンデンサ
レス・インバータでは主回路の直流電圧が図２のような
脈動電圧となっており、この電圧が図６のように出力電
圧波形４２に重畳されてくる。この脈動電圧が出力電圧
に重畳されると出力電圧の平均値は図７の出力電圧４４
の平均値において直流の脈動電圧の影響が現れてくる。
本発明ではこの脈動電圧により基準正弦波形を瞬時に補
償し図８の様なＰＷＭ出力波形４６とする。この波形か
ら解るように図６の出力波形４２に比較して脈動電圧値
の山の点では導通幅を基準値より狭く、谷の点では導通
幅を基準値より広くしている。図８の様な出力波形でコ
ンデンサレス・インバータ装置を駆動するとその出力電
圧の平均値は図９のような平均出力電圧波形４８となり
直流脈動電圧を供給しても基準波形と全く同様のほぼ正
弦波にすることができる。
の出力電圧波形３８を示す。図５に基準波形で駆動した
インバータ装置の出力電圧４０の平均値を示す。出力電
圧４０はほぼ正弦波に近似できる。ところがコンデンサ
レス・インバータでは主回路の直流電圧が図２のような
脈動電圧となっており、この電圧が図６のように出力電
圧波形４２に重畳されてくる。この脈動電圧が出力電圧
に重畳されると出力電圧の平均値は図７の出力電圧４４
の平均値において直流の脈動電圧の影響が現れてくる。
本発明ではこの脈動電圧により基準正弦波形を瞬時に補
償し図８の様なＰＷＭ出力波形４６とする。この波形か
ら解るように図６の出力波形４２に比較して脈動電圧値
の山の点では導通幅を基準値より狭く、谷の点では導通
幅を基準値より広くしている。図８の様な出力波形でコ
ンデンサレス・インバータ装置を駆動するとその出力電
圧の平均値は図９のような平均出力電圧波形４８となり
直流脈動電圧を供給しても基準波形と全く同様のほぼ正
弦波にすることができる。
【００１５】図３に戻って、ＰＷＭ波形信号３４ａは出
力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）と三角波３２ａを
電圧比較器３４にて比較して得られた信号である。
“Ｘ”の点で直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２になった
とすると図３の様に検出電圧Ｅｒの波形も１／２にな
る。そうすると出力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）
は変調出力波形３０ａ’の様に２倍の振幅となる。ＰＷ
Ｍ波形信号３４ａ’は“Ｘ”の点以降、ＰＷＭ波形信号
３４ａよりも導通幅が大きくなっているのが分かり、ゆ
えに直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが減少すると導通幅を大き
くして出力電圧に直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒの影響が現れ
ない様に動作しているのがわかる。
力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）と三角波３２ａを
電圧比較器３４にて比較して得られた信号である。
“Ｘ”の点で直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２になった
とすると図３の様に検出電圧Ｅｒの波形も１／２にな
る。そうすると出力波形３０ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒ）
は変調出力波形３０ａ’の様に２倍の振幅となる。ＰＷ
Ｍ波形信号３４ａ’は“Ｘ”の点以降、ＰＷＭ波形信号
３４ａよりも導通幅が大きくなっているのが分かり、ゆ
えに直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが減少すると導通幅を大き
くして出力電圧に直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒの影響が現れ
ない様に動作しているのがわかる。
【００１６】図１０において回生整流部１６は順方向整
流ダイオードＤＲＰ、ＤＲＮ、ＤＳＰ、ＤＳＮ、ＤＴ
Ｐ、ＤＴＮと逆方向環流トランジスタＱＲＰ、ＱＲＮ、
ＱＳＰ、ＱＳＮ、ＱＴＰ、ＱＴＮと同期回路１６ａと、
同期回路１６ａの出力１６ａに応答するドライブ回路１
６ｂとをそなえている。動作としては電力が交流電源１
２からインバータ部側に向かっている時は順方向整流ダ
イオードに電流が流れており電力が回生整流部１６から
交流電源１２に向かっている時逆方向環流トランジスタ
に電流が流れるようになっている。この回路は直流電圧
の上昇を確認して逆方向環流トランジスタを制御するよ
うな必要がなく従来の回生法に比して制御回路が非常に
簡単となり、また、調整個所が必要なく直流電圧はどの
様な運転モードの時でも常に一定の脈動電圧となりコン
デンサレスインバータに最も適した回生回路となる。
流ダイオードＤＲＰ、ＤＲＮ、ＤＳＰ、ＤＳＮ、ＤＴ
Ｐ、ＤＴＮと逆方向環流トランジスタＱＲＰ、ＱＲＮ、
ＱＳＰ、ＱＳＮ、ＱＴＰ、ＱＴＮと同期回路１６ａと、
同期回路１６ａの出力１６ａに応答するドライブ回路１
６ｂとをそなえている。動作としては電力が交流電源１
２からインバータ部側に向かっている時は順方向整流ダ
イオードに電流が流れており電力が回生整流部１６から
交流電源１２に向かっている時逆方向環流トランジスタ
に電流が流れるようになっている。この回路は直流電圧
の上昇を確認して逆方向環流トランジスタを制御するよ
うな必要がなく従来の回生法に比して制御回路が非常に
簡単となり、また、調整個所が必要なく直流電圧はどの
様な運転モードの時でも常に一定の脈動電圧となりコン
デンサレスインバータに最も適した回生回路となる。
【００１７】以下、回生整流部１６の動作を説明する。
主回路のＲ、Ｓ、Ｔより同期回路１６ａに同期用信号
Ｒ、Ｓ、Ｔを入力する。図１１に同期回路１６ａの内部
を示す。同期回路１６ａは整流用ダイオードＤａと同期
検出用のフォトカプラＰＣ１−ＰＣ６とフォトカプラ保
護用ダイオードＤｒと抵抗負荷Ｒで構成されている。図
１２は図１１の同期回路の動作を示した波形図である。
Ｒには三相全波整流した電圧が印加され、電流ＩＲが三
相全波整流の波形で流れている。この電流はＩ１〜Ｉ６
の電流に分けられる。電流Ｉ１〜Ｉ６の流入したフォト
カプラは動作し信号を伝達する。フォトカプラより伝達
された信号はドライブ回路１６ａに入力され、それぞれ
波形整形と絶縁を行ってドライブ信号Ｂ１−Ｂ６とな
り、逆方向環流トランジスタＱＲＰ、ＱＲＮ、ＱＳＰ、
ＱＳＮ、ＱＴＰ、ＱＴＮを駆動する。以上の動作で回生
整流回路を構成できる。
主回路のＲ、Ｓ、Ｔより同期回路１６ａに同期用信号
Ｒ、Ｓ、Ｔを入力する。図１１に同期回路１６ａの内部
を示す。同期回路１６ａは整流用ダイオードＤａと同期
検出用のフォトカプラＰＣ１−ＰＣ６とフォトカプラ保
護用ダイオードＤｒと抵抗負荷Ｒで構成されている。図
１２は図１１の同期回路の動作を示した波形図である。
Ｒには三相全波整流した電圧が印加され、電流ＩＲが三
相全波整流の波形で流れている。この電流はＩ１〜Ｉ６
の電流に分けられる。電流Ｉ１〜Ｉ６の流入したフォト
カプラは動作し信号を伝達する。フォトカプラより伝達
された信号はドライブ回路１６ａに入力され、それぞれ
波形整形と絶縁を行ってドライブ信号Ｂ１−Ｂ６とな
り、逆方向環流トランジスタＱＲＰ、ＱＲＮ、ＱＳＰ、
ＱＳＮ、ＱＴＰ、ＱＴＮを駆動する。以上の動作で回生
整流回路を構成できる。
【００１８】図１３は本発明の望ましい実施例のコンデ
ンサレス・インバータ装置を示す。図１３において、交
流電源５０と誘導電動機５２との間に接続された誘導電
動機用のコンデンサレス・インバータ装置５４の望まし
い第２実施例が示されている。インバータ装置５４は回
生整流部５６とインバータ部５８とサージ吸収用の小容
量コンデンサ６０とノイズフィルタ６４を具えている。
インバータ装置５４はさらにインバータ部５８を制御す
るための制御回路６６を具える。制御回路６６は脈動電
圧検出器６８と、Ａ／Ｄ変換器７０と、基準波形発生Ｒ
ＯＭ７２と、Ａ／Ｄ変換器７０の検出電圧デジタルデー
タＥｒｄと基準波形に対応した出力電圧データＶｉとに
より変調された出力波形データ７４ａを発生するマイク
ロコンピュータ７４と、三角波デジタルデータ７６ａを
発生するアップダウンカウンタ７６と、出力波形データ
と三角波デジタルデータ７６ａとを比較してＰＷＭ出力
波形７８ａを発生するデジタル比較器７８と、ＰＷＭ出
力７８ａに応答したドライブ信号を発生するドライブ回
路８０とを具える。
ンサレス・インバータ装置を示す。図１３において、交
流電源５０と誘導電動機５２との間に接続された誘導電
動機用のコンデンサレス・インバータ装置５４の望まし
い第２実施例が示されている。インバータ装置５４は回
生整流部５６とインバータ部５８とサージ吸収用の小容
量コンデンサ６０とノイズフィルタ６４を具えている。
インバータ装置５４はさらにインバータ部５８を制御す
るための制御回路６６を具える。制御回路６６は脈動電
圧検出器６８と、Ａ／Ｄ変換器７０と、基準波形発生Ｒ
ＯＭ７２と、Ａ／Ｄ変換器７０の検出電圧デジタルデー
タＥｒｄと基準波形に対応した出力電圧データＶｉとに
より変調された出力波形データ７４ａを発生するマイク
ロコンピュータ７４と、三角波デジタルデータ７６ａを
発生するアップダウンカウンタ７６と、出力波形データ
と三角波デジタルデータ７６ａとを比較してＰＷＭ出力
波形７８ａを発生するデジタル比較器７８と、ＰＷＭ出
力７８ａに応答したドライブ信号を発生するドライブ回
路８０とを具える。
【００１９】図１３の実施例において、直流脈動電圧Ｋ
２・Ｅｒは制御回路６６の脈動電圧検出器６８に入力さ
れる。脈動電圧検出器６８は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
（１／Ｋ２）倍すると共に主回路との絶縁を兼ねること
を目的としている。この動作は第１実施例と同じであ
る。アナログ検出電圧ＥｒはＡ／Ｄ変換器７０にてデジ
タル信号に変換されて、デジタルの検出電圧データＥｒ
ｄとなる。基準波形発生器として作用する基準波形ＲＯ
Ｍ７２は基準波形に対応したデジタルの出力電圧データ
をマイクロコンピュータ７４に入力する。マイクロコン
ピュータ７４は以下のステップを経て出力波形データ７
４ａを求める。：
２・Ｅｒは制御回路６６の脈動電圧検出器６８に入力さ
れる。脈動電圧検出器６８は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
（１／Ｋ２）倍すると共に主回路との絶縁を兼ねること
を目的としている。この動作は第１実施例と同じであ
る。アナログ検出電圧ＥｒはＡ／Ｄ変換器７０にてデジ
タル信号に変換されて、デジタルの検出電圧データＥｒ
ｄとなる。基準波形発生器として作用する基準波形ＲＯ
Ｍ７２は基準波形に対応したデジタルの出力電圧データ
をマイクロコンピュータ７４に入力する。マイクロコン
ピュータ７４は以下のステップを経て出力波形データ７
４ａを求める。：
【００２０】（ａ）基準波形における現瞬間の出力電圧
データＶｉ（正弦波、台形波等）を基準波形ＲＯＭより
読み出す； （ｂ）出力したいレベル値定数Ｋ１をＶｉに乗じＫ１・
Ｖｉを算出する； （ｃ）現瞬間の直流脈動電圧データＥｒｄを読み出す； （ｄ）Ｋ１・ＶｉとＥｒｄより変調された出力波形デー
タ７４ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒｄ）を求める。 以上（ａ）−（ｄ）のステップを一定時間おきに繰返処
理して出力波形データ７４ａの瞬時値を次々に出力す
る。
データＶｉ（正弦波、台形波等）を基準波形ＲＯＭより
読み出す； （ｂ）出力したいレベル値定数Ｋ１をＶｉに乗じＫ１・
Ｖｉを算出する； （ｃ）現瞬間の直流脈動電圧データＥｒｄを読み出す； （ｄ）Ｋ１・ＶｉとＥｒｄより変調された出力波形デー
タ７４ａ（＝Ｋ１・Ｖｉ／Ｅｒｄ）を求める。 以上（ａ）−（ｄ）のステップを一定時間おきに繰返処
理して出力波形データ７４ａの瞬時値を次々に出力す
る。
【００２１】アップダウンカウンタ７６は第１実施例の
三角波発生器３２に相当するものであり、デジタル三角
波７６ａは一定時間おきに値を＋１してゆき、設定され
た最大値に達すると今度は一定時間おきに値を−１して
ゆき、設定された最小値に達すると再び一定時間おきに
値を＋１してゆく動作を繰返している。デジタル比較器
７８は変調された出力波形データの瞬時値７４ａとデジ
タル三角波７６ａの値を比較し、ＰＷＭ出力波形７８ａ
を発生させる。デジタル比較器７８ａは第１実施例の電
圧比較器３４に対応するものである。ドライブ回路８０
はＰＷＭ出力波形７８ａをインバータ部５８の動作の適
した信号レベルに変換して駆動する。また、ドライブ回
路８０は主回路との電器的絶縁も目的も兼ねている。以
上の動作を示した流れ図を図１４に示す。
三角波発生器３２に相当するものであり、デジタル三角
波７６ａは一定時間おきに値を＋１してゆき、設定され
た最大値に達すると今度は一定時間おきに値を−１して
ゆき、設定された最小値に達すると再び一定時間おきに
値を＋１してゆく動作を繰返している。デジタル比較器
７８は変調された出力波形データの瞬時値７４ａとデジ
タル三角波７６ａの値を比較し、ＰＷＭ出力波形７８ａ
を発生させる。デジタル比較器７８ａは第１実施例の電
圧比較器３４に対応するものである。ドライブ回路８０
はＰＷＭ出力波形７８ａをインバータ部５８の動作の適
した信号レベルに変換して駆動する。また、ドライブ回
路８０は主回路との電器的絶縁も目的も兼ねている。以
上の動作を示した流れ図を図１４に示す。
【００２２】図１４において、マイクロコンピュータ７
４はステップ９０にて処理開始し、ステップ９２におい
て基準波形ＲＯＭ７２から出力電圧データＶｉを読み出
し、ステップ９４において出力電圧データＶｉと出力電
圧設定定数Ｋ１とからＫ１・Ｖｉを算出し、一方ステッ
プ９６において検出電圧データＥｒｄを読み出し、ス において出力波形データをデジタル比較器７８に出力
し、ステップ１０２にて処理が終了となる。これらの処
理は５０〜１００μｓｅｃごとに繰返される。図１３の
実施例における各種波形は図２〜図９と同様なので、こ
の実施例においてこれら波形図は省略する。
４はステップ９０にて処理開始し、ステップ９２におい
て基準波形ＲＯＭ７２から出力電圧データＶｉを読み出
し、ステップ９４において出力電圧データＶｉと出力電
圧設定定数Ｋ１とからＫ１・Ｖｉを算出し、一方ステッ
プ９６において検出電圧データＥｒｄを読み出し、ス において出力波形データをデジタル比較器７８に出力
し、ステップ１０２にて処理が終了となる。これらの処
理は５０〜１００μｓｅｃごとに繰返される。図１３の
実施例における各種波形は図２〜図９と同様なので、こ
の実施例においてこれら波形図は省略する。
【００２３】
【発明の効果】以上より明らかなように、この発明は制
御回路によって直流脈動電圧の補償を行うようにＰＷＭ
出力波形を発生させ、さらに負荷側の回生電力を電源側
に容易に送り返すことにより、大容量の平滑コンデンサ
を不要にして、入力力率が高く、長寿命でしかも極めて
小形のコンデンサレス・インバータ装置を実現すること
ができ、実用上の大きな利点がもたらせる。
御回路によって直流脈動電圧の補償を行うようにＰＷＭ
出力波形を発生させ、さらに負荷側の回生電力を電源側
に容易に送り返すことにより、大容量の平滑コンデンサ
を不要にして、入力力率が高く、長寿命でしかも極めて
小形のコンデンサレス・インバータ装置を実現すること
ができ、実用上の大きな利点がもたらせる。
【００２４】
【図１】本発明による望ましい実施例のコンデンサレス
・インバータ装置を示す。
・インバータ装置を示す。
【図２】脈動電圧検出器の出力である脈動電圧波形図で
ある。
ある。
【図３】（ａ）は基準波形を示し、（ｂ）は三角波と出
力波形との関係を示し、（ｃ）はＰＷＭ波形信号を示
す。
力波形との関係を示し、（ｃ）はＰＷＭ波形信号を示
す。
【図４】基準波形で駆動したインバータ装置の出力電圧
波形を示す。
波形を示す。
【図５】図４の出力電圧波形の平均値を示す。
【図６】脈動電圧と出力電圧との関係を示す波形図を示
す。
す。
【図７】図６の出力電圧波形の平均値を示す波形図を示
す。
す。
【図８】本発明のコンデンサレス・インバータ装置によ
る直流脈動電圧と出力電圧波形との関係を示す。
る直流脈動電圧と出力電圧波形との関係を示す。
【図９】図８の出力電圧波形の平均値を示す。
【図１０】図１のコンデンサレス・インバータ装置の回
生整流部の具体的な回路例を示す。
生整流部の具体的な回路例を示す。
【図１１】図１０の回生整流部の同期回路の具体的回路
例を示す。
例を示す。
【図１２】図１１の同期回路の動作を示した波形図であ
る。
る。
【図１３】本発明のコンデンサレス・インバータ装置の
他の望ましい実施例を示す。
他の望ましい実施例を示す。
【図１４】図１３のインバータ装置における各処理を示
すブロック図を示す。
すブロック図を示す。
【符号の説明】 １２ 交流電源 １４ 交流誘導電動機 １６ コンバータ部 １８ インバータ部 ２０ 制御回路 ２４ 脈動電圧検出器 ２６ 基準波形発生器 ３０ 除算器 ３２ 三角波発生器 ３４ 比較器 ３６ ドライブ回路 ５０ 交流電源 ５２ 交流誘導電動機 ５６ コンバータ部 ５８ インバータ部 ６６ 制御回路 ６８ 脈動電圧検出器 ７０ Ａ／Ｄ変換器 ７２ 基準波形発生器 ７４ マイクロコンピュータ ７６ アップルダウンカウンタ ７８ デジタル比較器 ８０ ドライブ回路
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源の電圧を直流脈動電圧に整流す
る回生整流部と、前記直流脈動電圧を可変電圧・可変周
波数の交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ部
と、前記インバータ部の出力電圧に前記直流電圧の脈動
が現れないように、前記直流電圧の脈動を相殺するため
の補償を行いながら前記インバータ部を制御するように
したインバータ装置において、前記回生整流部が前記電
源電圧の電力を前記インバータ部へ通過させるための順
方向整流ダイオード手段と、前記回生電力を前記回生整
流部から前記交流電源側に導通させるための逆方向環流
手段とからなることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 前記回生整流部が前記電源の電圧に応答
して同期信号を発生する同期回路手段と、前記同期信号
に応答して前記逆方向環流手段を駆動するためのドライ
ブ信号を発生するドライブ回路手段とからなる請求項１
記載のインバータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332126A JPH06153524A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | コンデンサレス・インバータ装置 |
| US08/145,907 US5481451A (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | AC-to-AC power inverter apparatus functioning without smoothing capacitor, and control method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332126A JPH06153524A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | コンデンサレス・インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153524A true JPH06153524A (ja) | 1994-05-31 |
Family
ID=18251446
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4332126A Pending JPH06153524A (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | コンデンサレス・インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06153524A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004120936A (ja) * | 2002-09-27 | 2004-04-15 | Denso Corp | インバータ一体型電源装置 |
| US9192877B2 (en) | 2010-12-10 | 2015-11-24 | Angus Chemical Company | Apparatus and process for using a nitroalkane as an entrainer for azeotropic removal of water from aqueous acid solution |
| US9389002B2 (en) | 2010-09-30 | 2016-07-12 | Dow Global Technologies Llc | Process for producing superheated steam from a concentrating solar power plant |
-
1992
- 1992-10-30 JP JP4332126A patent/JPH06153524A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004120936A (ja) * | 2002-09-27 | 2004-04-15 | Denso Corp | インバータ一体型電源装置 |
| US9389002B2 (en) | 2010-09-30 | 2016-07-12 | Dow Global Technologies Llc | Process for producing superheated steam from a concentrating solar power plant |
| US9192877B2 (en) | 2010-12-10 | 2015-11-24 | Angus Chemical Company | Apparatus and process for using a nitroalkane as an entrainer for azeotropic removal of water from aqueous acid solution |
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