JP2914364B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電力変換装置に係
り、特にコンバータと、その直流出力電圧を入力して、
可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータを備
えた交流ー交流電力変換装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、この種の制御技術としては、特公
昭61−48356 号公報などが知られている。特公昭61−48
356 号公報には、順変換器（コンバータ）で交流を直流
に変換して、可変電圧・可変周波数のパルス幅変調イン
バータに給電する場合、順変換器の出力電圧つまりイン
バータの入力電圧に脈動分（整流リップル）が含まれる
ため、インバータの出力電圧が脈動し、特にインバー
タの出力周波数がある特定のところで、ビート現象を起
すという問題、この解決法として、インバータの出力
電圧が変動しないように、インバータの入力電圧の変動
に応じて、正弦波信号と三角波の搬送波信号の振幅比つ
まりＰＷＭ信号のパルス幅を調整する制御方式が示され
ている。 【０００３】また、特開昭57−52383 号公報には、やは
り同種の目的を達成するために、パルス処理技術を用い
ることによって、入力電圧の変動に応じてＰＷＭ信号の
パルス幅を調整する制御方式が開示されている。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの制御
方式は、インバータの出力電圧が最大となり、電圧制御
ができない領域、例えば、ＰＷＭインバータの出力電圧
の半サイクルに含まれるパルス数が１パルスでかつ最大
の一定電圧領域では適用できないという問題がある。 【０００５】本発明の目的は、コンバータ出力電圧、つ
まりインバータ入力電圧に含まれる脈動分に起因するイ
ンバータのビート現象を抑制できる電力変換装置を提供
することにある。 【０００６】 【課題を解決するための手段】上記目的は、交流を直流
に変換するコンバータと、このコンバータから給電され
るインバータと、前記インバータの直流入力電圧に対す
る前記コンバータの整流に起因する脈動の度合を検出す
る手段と、この脈動度合に応じて、前記脈動により前記
インバータの直流入力電圧が高くなったとき前記インバ
ータの出力周波数を高め前記脈動により前記インバータ
の直流入力電圧が低くなったとき前記インバータの出力
周波数を低めるように、前記インバータの出力周波数を
調整する手段とを備えることにより達成される。 【０００７】本発明においては、コンバータによる整流
リップル（つまりインバータの入力電圧）の脈動度合に
応じてインバータの動作周波数の脈動度合いを調整す
る。このため、インバータの入力電圧に脈動が在れば、
インバータの動作周波数が過渡的に変化し（定常的には
変化しない）、各半サイクル毎の出力電圧の時間幅（周
期）が調整される。従って、正負各半サイクル当たりの
インバータ出力電圧の電圧・時間積のアンバランスが補
償され、ビート現象が抑制される。 【０００８】このように、インバータ動作（出力）周波
数に従って各半サイクル当たりの周期を過渡的に調整す
るものであるため、ＰＷＭインバータを採用した場合、
その半サイクル当たりの出力電圧が１パルスとなって、
もはや、変調度の制御によってはその時間幅が調整でき
なくなった制御モードにおいても、効果的にビート現象
が抑制される。 【０００９】しかも、入力電圧の度合に応じてインバー
タ出力周波数の度合を調整することにより、ビート現象
抑制精度が向上する。 【００１０】 【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例を示すコ
ンバータ・インバータによる誘導電動機の制御装置の回
路構成であって、１は交流電源、２は交流電源１を直流
に変換するコンバータ、３は直流電圧を平滑するための
フィルタコンデンサである。４はGTOサイリスタ等の制
御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮからなり、直流を交流に
変換する可変電圧・可変周波数のパルス幅変調インバー
タ、５はインバータ４により付勢される誘導電動機であ
る。７は搬送波発生手段７１，変調波発生手段７２，比
較手段７３及びパルス数切換手段７４からなる変調手段
で、この変調手段７の出力により、ゲート信号処理回路
６を介して、所定の順序でインバータ４の制御スイッチ
ング素子ＵＰ〜ＷＮのオン・オフ動作を行う。 【００１１】図１において、誘導電動機５の回転周波数
ｆn を検出手段８で検出し、これにすべり周波数指令ｆ
s を加減算手段９で、力行時には加算し、回生時には減
算する。これがインバータ４の出力周波数の基準指令ｆ
0(＝ｆn ±ｆs ）となる。すべり周波数指令ｆs は誘導
電動機５の電流を検出手段１０で検出した値ＩM とその
指令値ＩP を比較手段１１で比較して、その偏差によ
り、すべり周波数制御手段１２を介して与えられる。 【００１２】一方、ＰＷＭ変調手段７では、インバータ
４の出力周波数指令ｆとして、その基準指令である加減
算手段９の出力ｆ0 が与えられた場合、変調波発生手段
７２は図２（Ａ）の（ロ)，(ハ)，(ニ）に示すように
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、また搬送波発生手段７
１は図２（Ａ）の（イ）に示す三角波を発生する。この
三角波と正弦波を比較手段７３で比較して、図２（Ｂ）
のように制御スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ用パル
スを出力する。なお、図２（Ｂ）の反転したものが負側
の制御スイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとな
る。 【００１３】このようにして得られるインバータ４の出
力電圧は、図２（Ｃ）のようにパルス幅変調（ＰＷＭ）
されたものとなる。ここで、インバータ４の入力電圧Ｅ
を脈動分ΔＥ0 のない直流分Ｅ0 のみとすると、インバ
ータ４の出力電圧(Ｕ−Ｖ間)波形は図２（Ｃ）に示すよ
うに常に一定の波高値となり、正と負の各半サイクル間
でアンバランスは生じない。そして、インバータ４の出
力電圧は、図２（Ｂ）の幅θC を変化させて制御するよ
うに、図２（Ａ）の正弦波の波高値を変化させてる。 【００１４】また、半サイクルに含まれるインバータ４
の出力電圧のパルス数（図２（Ｃ）では３パルス）は、
図２（Ａ）の三角波（イ）と正弦波（ロ)，(ハ)，(ニ）
の周波数比を切換えるように、三角波の周波数をパルス
数切換手段７４で切換えることにより制御する。このパ
ルス数ＮP はインバータ４の出力周波数ｆの基準指令ｆ
0 である加減算手段９の出力に対して、パルス数切換手
段７４により、例えば図３のように、２７−１５−９−
５−３−１と切換える。また、インバータ４の出力電圧
ＶM は、インバータ４の出力周波数ｆ(基準指令ｆ0 )に
対して、図３に示すように制御される。すなわち、周波
数ｆ01以下では、インバータの出力電圧が出力周波数に
比例するように可変電圧・可変周波数(ＶＶＶＦ)制御を
行い、周波数ｆ01以上では、出力電圧を一定値に固定す
る定電圧・可変周波数(ＣＶＶＦ)制御を行う。このＶＶ
ＶＦ制御領域では、電圧制御手段１３により、図２
（Ａ）の正弦波の波高値と三角波の波高値の比つまり変
調率γを演算して、正弦波（図２のＧU ，ＧV ，ＧW ）
の波高値を制御する。なお、パルス数が３パルスから１
パルスに切換わる時に、インバータ４の出力電圧ＶM が
跳躍している。これは制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮ
が消弧するのにある時間が必要なため、図２(Ｂ)の幅θ
C を０まで、つまりインバータ４の出力電圧ＶM が最大
となる１パルスまで連続して制御できないためである。 【００１５】ところで、コンバータ２の出力側に直流電
圧平滑用のフィルタコンデンサ３を設けても、インバー
タ４の入力電圧Ｅには整流リップルに起因する脈動分Δ
Ｅ0が生じる。この脈動分ΔＥ0 はフィルタコンデンサ
３の容量を大きくすれば、小さくなるが、完全に除去す
ることはできない。またフィルタコンデンサ３が大形化
する問題がある。従って、脈動分ΔＥ0 を考慮したイン
バータ４の入力電圧Ｅ(＝直流分Ｅ0＋脈動分ΔＥ0)と出
力電圧(線間)ＶM の関係は、図３のＣＶＶＦ領域（パル
ス数が１パルス、つまり図２の（Ａ）において変調率γ
≧１）においては、図４のようになる。図４(Ａ)は、脈
動分ΔＥ0 の周波数ｆe （これは整流リップルに起因す
るので一定）≫加減算手段９の出力ｆ0 の場合、図４
（Ｃ）は脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe ≪加減算手段９の出
力ｆ0 の場合であって、両者共インバータ４の出力電圧
には、正と負の各半サイクル間でアンバランスはほとん
ど生じない。なお、脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe ≫インバ
ータ指令ｆ0 となるのは低速域であり、パルス数は図３
からも分るように通常多い。この場合でも、インバータ
出力電圧には正と負の各半サイクル間でアンバランスが
生じないことは、図４（Ａ）から容易に推察できる。 【００１６】図４（Ｂ）は、インバータ周波数指令ｆ0
が整流リップル周波数ｆe に近づいた状態、すなわち、
「脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe ≒インバータ周波数ｆ（＝
周波数基準指令ｆ0 ）」の場合であって、インバータ出
力電圧（電圧・時間積）には、正と負の各半サイクル間
でアンバランスが生じる。この様子を図４(Ｂ)，(ロ)に
表している。このアンバランスの大きさは、脈動分ΔＥ
0 の周波数ｆe とインバータ４の出力周波数ｆの差の周
波数で変化、つまりインバータ４の出力電圧がビート現
象を起す。 【００１７】そこで、本実施例においては、以下に述べ
るように、整流リップルに基づく脈動度合に応じてイン
バータの動作周波数脈動度合を調整して、上記アンバラ
ンスの発生を抑えてビート減少を抑制する。 【００１８】まず、インバータ入力電圧Ｅの直流分Ｅ0
を検出手段１４２で検出し、またインバータ４の入力電
圧Ｅの脈動分ΔＥ0 を、所定の位相差αをもって検出手
段１４１で検出する。この検出手段１４１の出力Δ
Ｅ0′(｜ΔＥ0′｜＝｜ΔＥ0｜で位相が異なる）を、検
出手段１４２の出力Ｅ0 で、割算手段１４３によって割
算し、電圧脈動度合ΔＥ0′／Ｅ0を求める。さらにその
割算手段１４３の出力を掛算手段１４４によって加減算
手段９の出力ｆ0 と掛算して、インバータ周波数の調整
分Δｆ0 (＝ΔＥ0′ｆ0 ／Ｅ0 )を出力する。 【００１９】今、掛算手段１７へ与えられる補正係数Ｋ
C を１としてΔｆ0′＝Δｆ0とみなせば、インバータ動
作周波数指令ｆ0 をその調整分Δｆ0 によって修正す
る。 【００２０】すなわち、調整分Δｆ0 を、加減算手段９
の出力ｆ0 に、加算手段１５によって加算して、インバ
ータ周波数指令ｆ（＝ｆ0＋Δｆ0）とするのである。 【００２１】ここで、インバータ入力電圧Ｅの脈動率が
Ｋで、かつその脈動分ΔＥ0 が周波数ｆe でもって正弦
波状に脈動するものとすると、インバータ入力電圧Ｅと
周波数指令ｆは次式で表わされる。 【００２２】 【数１】 Ｅ＝Ｅ0 ＋ΔＥ0 ＝Ｅ0 ＋ＫＥ0 sin(２πｆeｔ) …（数１） 【００２３】 【数２】 ｆ＝ｆ0 ＋Δｆ0＝ｆ0 ＋ΔＥ0′ｆ0 ／Ｅ0 ＝ｆ0 ＋Ｋｆ0 sin(２πｆeｔ＋α) …（数２） ここで、α：脈動分実際値ΔＥ0 と検出値ΔＥ0′間の
位相差である。 【００２４】また、（数２）式のインバータ４の出力周
波数指令ｆがＰＷＭ変調手段７に与えられると、変調波
発生手段７２は次式で表わされるＵ，Ｖ，Ｗ相の変調波
信号ＧU ，ＧV ，ＧW を出力する。 【００２５】 【数３】 【００２６】 【数４】 【００２７】そして、インバータ４の入力電圧Ｅ，イン
バータ周波数の調整分Δｆ0 及び変調波発生手段７２の
出力（ＧU ，ＧV ）の関係は、例えば、図５のようにな
る。ここではインバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0
の周波数ｆe ＝加減算手段９の出力ｆ0 ，脈動分ΔＥ0
とその検出値ΔＥ0′(｜ΔＥ0′｜＝｜ΔＥ0｜）の位相
差α＝０としている。変調波発生手段７２の出力は、
（数４）式の第２項つまりインバータ周波数の調整分Δ
ｆ0 により、図５（Ｃ）の点線から実線となる。その結
果、インバータ４の出力電圧は、パルス数＝１パルス
（図２（Ａ）において変調率γ＝正弦波の波高値／三角
波の波高値≧１，図３のＣＶＶＦ制御領域）の場合、図
５（Ｄ）の点線から実線となって、正と負の各半サイク
ル間のアンバランスが大幅に小さくなる。 【００２８】ここで、インバータ４の出力電圧の正と負
の各サイクルのアンバランス量について、図５により数
式的に説明する。 【００２９】図５（Ｃ）において、変調波発生手段７２
の出力が点線のＧU′，ＧV′の場合、ＧU′とＧV′が０
となるＴU′とＴV′は、 【００３０】 【数５】 【００３１】であり、また変調波発生手段７２の出力が
実線のＧU ，ＧV になると、ＧUとＧVが０となるＴU と
ＴV は、 【００３２】 【数６】 【００３３】となる。その（数６）式のΔＴU とΔＴV
は、（数３)〜(数６）式より、 【００３４】 【数７】 【００３５】となる。 【００３６】（１）本発明によるビートレス制御を行わ
ない場合 インバータ４の出力周波数の調整分Δｆ0 がない場合、
つまり図５（Ｃ）の点線の変調波ＧU′，ＧV′に対応し
た図５（Ｄ）の点線のインバータ４の出力電圧の半サイ
クルの電圧時間積ＥＴ′は、（数１）式を定積分して、 【００３７】 【数８】 【００３８】ここに、 【００３９】 【数９】【００４０】となる。この（数８）式と（数９）式よ
り、インバータ４の出力電圧の正と負の各半サイクル間
のアンバランス量ΔＥＴ′(＝(ＥＴ′(Ｎ)−ＥＴ′(Ｎ
＋１)）／２）は周波数指令９の出力ｆ0 がインバータ
入力電圧の脈動周波数ｆe の近傍のところで、大きさ｜
Ｋ′｜であり、周波数(ｆ0−ｆe)で変動（つまりビー
ト）する。この大きさ｜Ｋ′｜は、（数８）式の第１項
（Ｅ0／３ｆ0）に対して小さくても、その周波数（ｆ0
−ｆe）が小さいところでは、誘導電動機５のインピー
ダンスが小さくなるため、誘導電動機５に過大な電流が
流れ、インバータ４の転流失敗や破損の原因となり、ま
た誘導電動機５のトルクも大きく脈動することになる。 【００４１】（２）本発明によるビートレス制御の場合 インバータ４の出力周波数の調整手段１４を設けた場
合、つまり図５（Ｃ）の実線の変調波ＧU ，ＧV に対応
した図５（Ｄ）の実線のインバータ４の出力電圧の半サ
イクルの電圧時間積ＥＴは、（数１）式を定積分して、 【００４２】 【数１０】 【００４３】となる。この（数１０）式は、インバータ
４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0 と出力周波数の調整分Δ
ｆ0 の位相差αを０とすると、第２項と第３項が打ち消
しあって、（Ｅ0／３ｆ0）となる。すなわち、インバー
タ４の出力電圧の正と負のサイクルのアンバランス量
（＝(ＥＴ(Ｎ)−ＥＴ(Ｎ＋１))／２）は０となり、イン
バータ４の出力電圧のビート現象が抑制される。 【００４４】ところで、特に、鉄道電車では、インバー
タに使用するＧＴＯサイリスタの耐圧利用率を高めるた
め、図３に示すように、電車の定格速度ｎ0 の半分程度
の速度ｎ01に対応する周波数でインバータを最大電圧に
飽和させ、それ以上の速度では周波数のみを調整してい
る。このため、図示するように、電車の定格速度ｎ0の
半分程度の速度ｎ01以上では、インバータの出力電圧の
調整が不可能な１パルス制御となる。一方、インバータ
周波数は、全速度域に亘って、連続的に変化させる。 【００４５】従って、図１の交流電源１が単相５０Ｈｚ
とすれば、コンバータ２の整流リップルの周波数ｆe は
１００Ｈｚであり、この周波数をインバータ周波数が通
過する速度域では、既に、インバータ４は１パルス制御
（図３ＣＶＶＦ制御領域）に入っている。 【００４６】このような場合に、上述した原理によっ
て、コンバータ２の整流リップル周波数ｆe に、インバ
ータ周波数ｆが近づいたとき発生しようとするビート現
象を効果的に抑制し、インバータ電車の円滑な速度制御
を実現する。 【００４７】次に、以上述べた方式の有効性を確認する
ため、誘導電動機５の容量が１３０ＫＷ(定格：電圧１
１００Ｖ，電流８６.７Ａ，周波数７５Ｈｚ）で、その
すべり周波数指令ｆs を一定（３Ｈｚ）とし、インバー
タ４の入力電圧Ｅを（数１）式（直流分Ｅ0＝１５００
Ｖ，脈動率Ｋ＝６％，脈動分ΔＥ0の周波数ｆe ＝１０
０Ｈｚ）とし、大形電子計算機によりディジタル・シミ
ュレーションを行った結果について、以下述べる。 【００４８】図６はインバータ周波数の基準指令ｆ0 を
１０３Ｈｚ（誘導電動機５の回転周波数ｆn ＝１００Ｈ
ｚ）とした場合のシミュレーション結果である。図６
（Ａ）は、インバータ周波数の調整分Δｆ0 がない場合
である。これにより、前述のようにインバータ４の出力
電圧の正と負のサイクルのアンバランスにより、誘導電
動機５の電流が周波数（ｆ0−ｆe）＝３Ｈｚで大きくビ
ートし、また誘導電動機５のトルクもインバータ４の入
力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe （＝１００Ｈｚ）
で大きく脈動していることが分る。図６（Ｂ）は前述の
ように、インバータ４の出力周波数指令ｆを、（数２）
式で、α＝０として、インバータ４の出力周波数調整手
段１４の出力Δｆ0 により調整した場合である。 【００４９】これより、誘導電動機５の電流のビート現
象はほとんどなくなり、また誘導電動機のトルクの脈動
は多少あるが、図６（Ａ）に比べて大幅に小さくなって
いることが分る。図６（Ｃ）は、誘導電動機５のトルク
の脈動をさらに小さくするため、（数２）式のαを種々
変えて、α＝−５°とした場合である。 【００５０】これより、誘導電動機５の電流は図６
（Ｂ）とほとんど変らないで、誘導電動機５のトルクの
脈動がほとんどなくなっていることが分る。すなわち、
誘導電動機５のトルクの脈動の点からは（数２）式のα
を適切に設定すれば良いことが分った。 【００５１】そこで、誘導電動機５の電流及びトルクに
関する記号を図７のように定義、つまりインバータ４の
入力電圧Ｅに脈動分ΔＥ0 がない場合の誘導電動機５の
ピーク電流をｉPn，トルクの平均値をＴav（図７(Ａ)）
とする。また、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ
0 による誘導電動機５のピーク電流の増加分をΔｉ
PW（＝ｉPW−ｉPn），トルクの脈動分をΔＴb(図７
(Ｂ)）として、インバータ周波数の基準指令ｆ0 を種々
変えた場合のΔｉPb(ｉPn）とΔＴb(Ｔav)のシミュレー
ション結果を図８と図９にそれぞれ示す。 【００５２】図８及び図９より、誘導電動機５のピーク
電流の増加分ΔｉPb（図８）及びトルクの脈動分ΔＴb
（図９）は、インバータ周波数の調整分Δｆ0 がない場
合、二点鎖線のように、インバータ周波数の基準指令ｆ
0 ≒インバータ入力電圧の脈動周波数ｆe (＝１００Ｈ
ｚ)のところで最も大きくなることが分る。このΔｉPb
及びΔＴb は、インバータ周波数指令ｆを、前述のよう
に、(数２)式でα＝０°として、インバータ周波数調整
量Δｆ0 により調整すると、一点鎖線（図８，図９）の
如く大幅に小さくなる。しかし、ｆ0 とｆe （＝１００
Ｈｚ）の差が大きいところでは、ｆ0 ≒ｆe のところと
比べて、多少大きいことが分った。 【００５３】これを改善するため、周波数調整量補正手
段１６を設け、その出力(補正係数)Ｋc を掛算する。す
なわち、インバータ周波数指令ｆを、 【００５４】 【数１１】 ｆ＝ｆ0 ＋Δｆ′＝ｆ0 ＋Ｋc Δｆ01 ＝ｆ0 ＋Ｋc Ｋｆ0 sin(２πｆeｔ＋α) …（数１１） の如く調整するようにして、α＝０で、Ｋｃを種々変え
てシミュレーションを行った。 【００５５】その結果、Ｋc は、インバータ入力電圧Ｅ
の脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe を誘導電動機５の回転周波
数ｆn で割算手段１６１で割算し、その出力を掛算手段
162で２乗、つまり、 【００５６】 【数１２】Ｋc ＝(ｆe／ｆn)
2 …（数１
２）とすれば、誘導電動機５のピーク電流の増加分Δｉ
Pb及びトルクの脈動分ΔＴbは、図８及び図９の点線の
ように改善されることが分った。 【００５７】また、図６で述べたように、トルクの脈動
分ΔＴb をさらに改善するため、（数１１）式，（数１
２）式で、αをインバータ周波数の基準指令ｆ0 に対し
て、図９に示すように変えたところ、そのΔＴb は図９
の実線のようにほとんど生じなくなった。 【００５８】このとき、誘導電動機５のピーク電流の増
加分ΔｉPbは図８の実線のように余り変化しない。 【００５９】以上のシミュレーション結果は、インバー
タ４の出力電圧のパルス数が１パルス（図５参照）、つ
まり電圧制御手段１３の出力（変調率）γが１つの場合
であったが、パルス数が多パルス(γ＜１)の場合でも同
様な結果（効果）が得られ、この場合は、インバータ周
波数の調整量Δｆ0 を補正する補正係数Ｋc が、 【００６０】 【数１３】 【００６１】なるように、掛算手段１６２の出力を変調
率γで割算すれば、より効果的であることをシミュレー
ションで確認している。なお、誘導電動機５の起動時及
び低速時においては（数１２）式，（数１３）式から分
るように、Ｋc が大きくなりすぎるので、Ｋc にリミッ
トをかけるのが得策である。 【００６２】最後に、インバータ４の入力電圧Ｅの直流
分Ｅ0 の検出手段１４２とその脈動分ΔＥ0 の検出手段
１４１の一具体例を図１０に示す。 【００６３】すなわち、インバータ４の入力電圧Ｅの直
流分Ｅ0 の検出手段１４２は、演算増幅器ＯＰ２と抵抗
Ｒe２１，Ｒe２２及びＲe２３ 並びにコンデンサＣ２か
らなる平滑回路で、そのゲイン(＝Ｒe２３／Ｒe２１)を
１とし、時定数(＝Ｒe２３×Ｃ２）を大きく設定する。
また、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0 の検出
手段１４１は、演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒe１１〜Ｒe１
５並びにコンデンサＣ１１，Ｃ１２からなるバンドパス
回路である。この回路１４１のゲイン及び位相特性は、
図１１に示すように、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動
分ΔＥ0 の周波数ｆe のところで、ゲインが１（入力Δ
Ｅ0 の大きさ≒出力ΔＥ0′の大きさ)で、かつ入力位相
つまり脈動分ΔＥ0 と周波数調整量Δｆ0 の位相差α
が、図９で述べたように、インバータ周波数基準指令ｆ
0 に対して適切な値となるように、基準指令ｆ0 の大き
さに応じてスイッチＳ１〜Ｓ３により切換える。 【００６４】以上のように、図１の実施例によれば、イ
ンバータ４の入力電圧Ｅに含まれる脈動分ΔＥ0 （コン
バータ２の整流リップル）に起因するインバータ４の出
力電圧及び誘導電動機５の電流のビート現象を抑制でき
るので、誘導電動機５に過大な電流が流れることがなく
なり、インバータ４の転流失敗や破損を防止でき、また
誘導電動機５のトルク脈動も抑制され、誘導電動機５を
円滑に運転できるという効果がある。 【００６５】なお、図１の実施例の説明は、インバータ
４の出力電圧のパルス数が１パルス（図５参照）の場合
を対象としたが、パルス数が多パルスの場合でも、前述
の効果が損なわれるものではないということはもちろん
である。 【００６６】 【発明の効果】本発明によれば、インバータの入力電圧
に含まれる脈動分（コンバータの整流リップル）に起因
するインバータの出力電圧及び誘導電動機の電流のビー
ト現象を効果的に抑制できるので、誘導電動機に過大
な電流が流れることがなくなり、インバータの転流失
敗や破損を防止でき、その負荷を円滑に運転できるとい
う効果がある。
り、特にコンバータと、その直流出力電圧を入力して、
可変電圧・可変周波数の交流に変換するインバータを備
えた交流ー交流電力変換装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、この種の制御技術としては、特公
昭61−48356 号公報などが知られている。特公昭61−48
356 号公報には、順変換器（コンバータ）で交流を直流
に変換して、可変電圧・可変周波数のパルス幅変調イン
バータに給電する場合、順変換器の出力電圧つまりイン
バータの入力電圧に脈動分（整流リップル）が含まれる
ため、インバータの出力電圧が脈動し、特にインバー
タの出力周波数がある特定のところで、ビート現象を起
すという問題、この解決法として、インバータの出力
電圧が変動しないように、インバータの入力電圧の変動
に応じて、正弦波信号と三角波の搬送波信号の振幅比つ
まりＰＷＭ信号のパルス幅を調整する制御方式が示され
ている。 【０００３】また、特開昭57−52383 号公報には、やは
り同種の目的を達成するために、パルス処理技術を用い
ることによって、入力電圧の変動に応じてＰＷＭ信号の
パルス幅を調整する制御方式が開示されている。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの制御
方式は、インバータの出力電圧が最大となり、電圧制御
ができない領域、例えば、ＰＷＭインバータの出力電圧
の半サイクルに含まれるパルス数が１パルスでかつ最大
の一定電圧領域では適用できないという問題がある。 【０００５】本発明の目的は、コンバータ出力電圧、つ
まりインバータ入力電圧に含まれる脈動分に起因するイ
ンバータのビート現象を抑制できる電力変換装置を提供
することにある。 【０００６】 【課題を解決するための手段】上記目的は、交流を直流
に変換するコンバータと、このコンバータから給電され
るインバータと、前記インバータの直流入力電圧に対す
る前記コンバータの整流に起因する脈動の度合を検出す
る手段と、この脈動度合に応じて、前記脈動により前記
インバータの直流入力電圧が高くなったとき前記インバ
ータの出力周波数を高め前記脈動により前記インバータ
の直流入力電圧が低くなったとき前記インバータの出力
周波数を低めるように、前記インバータの出力周波数を
調整する手段とを備えることにより達成される。 【０００７】本発明においては、コンバータによる整流
リップル（つまりインバータの入力電圧）の脈動度合に
応じてインバータの動作周波数の脈動度合いを調整す
る。このため、インバータの入力電圧に脈動が在れば、
インバータの動作周波数が過渡的に変化し（定常的には
変化しない）、各半サイクル毎の出力電圧の時間幅（周
期）が調整される。従って、正負各半サイクル当たりの
インバータ出力電圧の電圧・時間積のアンバランスが補
償され、ビート現象が抑制される。 【０００８】このように、インバータ動作（出力）周波
数に従って各半サイクル当たりの周期を過渡的に調整す
るものであるため、ＰＷＭインバータを採用した場合、
その半サイクル当たりの出力電圧が１パルスとなって、
もはや、変調度の制御によってはその時間幅が調整でき
なくなった制御モードにおいても、効果的にビート現象
が抑制される。 【０００９】しかも、入力電圧の度合に応じてインバー
タ出力周波数の度合を調整することにより、ビート現象
抑制精度が向上する。 【００１０】 【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例を示すコ
ンバータ・インバータによる誘導電動機の制御装置の回
路構成であって、１は交流電源、２は交流電源１を直流
に変換するコンバータ、３は直流電圧を平滑するための
フィルタコンデンサである。４はGTOサイリスタ等の制
御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮからなり、直流を交流に
変換する可変電圧・可変周波数のパルス幅変調インバー
タ、５はインバータ４により付勢される誘導電動機であ
る。７は搬送波発生手段７１，変調波発生手段７２，比
較手段７３及びパルス数切換手段７４からなる変調手段
で、この変調手段７の出力により、ゲート信号処理回路
６を介して、所定の順序でインバータ４の制御スイッチ
ング素子ＵＰ〜ＷＮのオン・オフ動作を行う。 【００１１】図１において、誘導電動機５の回転周波数
ｆn を検出手段８で検出し、これにすべり周波数指令ｆ
s を加減算手段９で、力行時には加算し、回生時には減
算する。これがインバータ４の出力周波数の基準指令ｆ
0(＝ｆn ±ｆs ）となる。すべり周波数指令ｆs は誘導
電動機５の電流を検出手段１０で検出した値ＩM とその
指令値ＩP を比較手段１１で比較して、その偏差によ
り、すべり周波数制御手段１２を介して与えられる。 【００１２】一方、ＰＷＭ変調手段７では、インバータ
４の出力周波数指令ｆとして、その基準指令である加減
算手段９の出力ｆ0 が与えられた場合、変調波発生手段
７２は図２（Ａ）の（ロ)，(ハ)，(ニ）に示すように
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の正弦波を発生し、また搬送波発生手段７
１は図２（Ａ）の（イ）に示す三角波を発生する。この
三角波と正弦波を比較手段７３で比較して、図２（Ｂ）
のように制御スイッチング素子ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ用パル
スを出力する。なお、図２（Ｂ）の反転したものが負側
の制御スイッチング素子ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ用パルスとな
る。 【００１３】このようにして得られるインバータ４の出
力電圧は、図２（Ｃ）のようにパルス幅変調（ＰＷＭ）
されたものとなる。ここで、インバータ４の入力電圧Ｅ
を脈動分ΔＥ0 のない直流分Ｅ0 のみとすると、インバ
ータ４の出力電圧(Ｕ−Ｖ間)波形は図２（Ｃ）に示すよ
うに常に一定の波高値となり、正と負の各半サイクル間
でアンバランスは生じない。そして、インバータ４の出
力電圧は、図２（Ｂ）の幅θC を変化させて制御するよ
うに、図２（Ａ）の正弦波の波高値を変化させてる。 【００１４】また、半サイクルに含まれるインバータ４
の出力電圧のパルス数（図２（Ｃ）では３パルス）は、
図２（Ａ）の三角波（イ）と正弦波（ロ)，(ハ)，(ニ）
の周波数比を切換えるように、三角波の周波数をパルス
数切換手段７４で切換えることにより制御する。このパ
ルス数ＮP はインバータ４の出力周波数ｆの基準指令ｆ
0 である加減算手段９の出力に対して、パルス数切換手
段７４により、例えば図３のように、２７−１５−９−
５−３−１と切換える。また、インバータ４の出力電圧
ＶM は、インバータ４の出力周波数ｆ(基準指令ｆ0 )に
対して、図３に示すように制御される。すなわち、周波
数ｆ01以下では、インバータの出力電圧が出力周波数に
比例するように可変電圧・可変周波数(ＶＶＶＦ)制御を
行い、周波数ｆ01以上では、出力電圧を一定値に固定す
る定電圧・可変周波数(ＣＶＶＦ)制御を行う。このＶＶ
ＶＦ制御領域では、電圧制御手段１３により、図２
（Ａ）の正弦波の波高値と三角波の波高値の比つまり変
調率γを演算して、正弦波（図２のＧU ，ＧV ，ＧW ）
の波高値を制御する。なお、パルス数が３パルスから１
パルスに切換わる時に、インバータ４の出力電圧ＶM が
跳躍している。これは制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮ
が消弧するのにある時間が必要なため、図２(Ｂ)の幅θ
C を０まで、つまりインバータ４の出力電圧ＶM が最大
となる１パルスまで連続して制御できないためである。 【００１５】ところで、コンバータ２の出力側に直流電
圧平滑用のフィルタコンデンサ３を設けても、インバー
タ４の入力電圧Ｅには整流リップルに起因する脈動分Δ
Ｅ0が生じる。この脈動分ΔＥ0 はフィルタコンデンサ
３の容量を大きくすれば、小さくなるが、完全に除去す
ることはできない。またフィルタコンデンサ３が大形化
する問題がある。従って、脈動分ΔＥ0 を考慮したイン
バータ４の入力電圧Ｅ(＝直流分Ｅ0＋脈動分ΔＥ0)と出
力電圧(線間)ＶM の関係は、図３のＣＶＶＦ領域（パル
ス数が１パルス、つまり図２の（Ａ）において変調率γ
≧１）においては、図４のようになる。図４(Ａ)は、脈
動分ΔＥ0 の周波数ｆe （これは整流リップルに起因す
るので一定）≫加減算手段９の出力ｆ0 の場合、図４
（Ｃ）は脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe ≪加減算手段９の出
力ｆ0 の場合であって、両者共インバータ４の出力電圧
には、正と負の各半サイクル間でアンバランスはほとん
ど生じない。なお、脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe ≫インバ
ータ指令ｆ0 となるのは低速域であり、パルス数は図３
からも分るように通常多い。この場合でも、インバータ
出力電圧には正と負の各半サイクル間でアンバランスが
生じないことは、図４（Ａ）から容易に推察できる。 【００１６】図４（Ｂ）は、インバータ周波数指令ｆ0
が整流リップル周波数ｆe に近づいた状態、すなわち、
「脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe ≒インバータ周波数ｆ（＝
周波数基準指令ｆ0 ）」の場合であって、インバータ出
力電圧（電圧・時間積）には、正と負の各半サイクル間
でアンバランスが生じる。この様子を図４(Ｂ)，(ロ)に
表している。このアンバランスの大きさは、脈動分ΔＥ
0 の周波数ｆe とインバータ４の出力周波数ｆの差の周
波数で変化、つまりインバータ４の出力電圧がビート現
象を起す。 【００１７】そこで、本実施例においては、以下に述べ
るように、整流リップルに基づく脈動度合に応じてイン
バータの動作周波数脈動度合を調整して、上記アンバラ
ンスの発生を抑えてビート減少を抑制する。 【００１８】まず、インバータ入力電圧Ｅの直流分Ｅ0
を検出手段１４２で検出し、またインバータ４の入力電
圧Ｅの脈動分ΔＥ0 を、所定の位相差αをもって検出手
段１４１で検出する。この検出手段１４１の出力Δ
Ｅ0′(｜ΔＥ0′｜＝｜ΔＥ0｜で位相が異なる）を、検
出手段１４２の出力Ｅ0 で、割算手段１４３によって割
算し、電圧脈動度合ΔＥ0′／Ｅ0を求める。さらにその
割算手段１４３の出力を掛算手段１４４によって加減算
手段９の出力ｆ0 と掛算して、インバータ周波数の調整
分Δｆ0 (＝ΔＥ0′ｆ0 ／Ｅ0 )を出力する。 【００１９】今、掛算手段１７へ与えられる補正係数Ｋ
C を１としてΔｆ0′＝Δｆ0とみなせば、インバータ動
作周波数指令ｆ0 をその調整分Δｆ0 によって修正す
る。 【００２０】すなわち、調整分Δｆ0 を、加減算手段９
の出力ｆ0 に、加算手段１５によって加算して、インバ
ータ周波数指令ｆ（＝ｆ0＋Δｆ0）とするのである。 【００２１】ここで、インバータ入力電圧Ｅの脈動率が
Ｋで、かつその脈動分ΔＥ0 が周波数ｆe でもって正弦
波状に脈動するものとすると、インバータ入力電圧Ｅと
周波数指令ｆは次式で表わされる。 【００２２】 【数１】 Ｅ＝Ｅ0 ＋ΔＥ0 ＝Ｅ0 ＋ＫＥ0 sin(２πｆeｔ) …（数１） 【００２３】 【数２】 ｆ＝ｆ0 ＋Δｆ0＝ｆ0 ＋ΔＥ0′ｆ0 ／Ｅ0 ＝ｆ0 ＋Ｋｆ0 sin(２πｆeｔ＋α) …（数２） ここで、α：脈動分実際値ΔＥ0 と検出値ΔＥ0′間の
位相差である。 【００２４】また、（数２）式のインバータ４の出力周
波数指令ｆがＰＷＭ変調手段７に与えられると、変調波
発生手段７２は次式で表わされるＵ，Ｖ，Ｗ相の変調波
信号ＧU ，ＧV ，ＧW を出力する。 【００２５】 【数３】 【００２６】 【数４】 【００２７】そして、インバータ４の入力電圧Ｅ，イン
バータ周波数の調整分Δｆ0 及び変調波発生手段７２の
出力（ＧU ，ＧV ）の関係は、例えば、図５のようにな
る。ここではインバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0
の周波数ｆe ＝加減算手段９の出力ｆ0 ，脈動分ΔＥ0
とその検出値ΔＥ0′(｜ΔＥ0′｜＝｜ΔＥ0｜）の位相
差α＝０としている。変調波発生手段７２の出力は、
（数４）式の第２項つまりインバータ周波数の調整分Δ
ｆ0 により、図５（Ｃ）の点線から実線となる。その結
果、インバータ４の出力電圧は、パルス数＝１パルス
（図２（Ａ）において変調率γ＝正弦波の波高値／三角
波の波高値≧１，図３のＣＶＶＦ制御領域）の場合、図
５（Ｄ）の点線から実線となって、正と負の各半サイク
ル間のアンバランスが大幅に小さくなる。 【００２８】ここで、インバータ４の出力電圧の正と負
の各サイクルのアンバランス量について、図５により数
式的に説明する。 【００２９】図５（Ｃ）において、変調波発生手段７２
の出力が点線のＧU′，ＧV′の場合、ＧU′とＧV′が０
となるＴU′とＴV′は、 【００３０】 【数５】 【００３１】であり、また変調波発生手段７２の出力が
実線のＧU ，ＧV になると、ＧUとＧVが０となるＴU と
ＴV は、 【００３２】 【数６】 【００３３】となる。その（数６）式のΔＴU とΔＴV
は、（数３)〜(数６）式より、 【００３４】 【数７】 【００３５】となる。 【００３６】（１）本発明によるビートレス制御を行わ
ない場合 インバータ４の出力周波数の調整分Δｆ0 がない場合、
つまり図５（Ｃ）の点線の変調波ＧU′，ＧV′に対応し
た図５（Ｄ）の点線のインバータ４の出力電圧の半サイ
クルの電圧時間積ＥＴ′は、（数１）式を定積分して、 【００３７】 【数８】 【００３８】ここに、 【００３９】 【数９】【００４０】となる。この（数８）式と（数９）式よ
り、インバータ４の出力電圧の正と負の各半サイクル間
のアンバランス量ΔＥＴ′(＝(ＥＴ′(Ｎ)−ＥＴ′(Ｎ
＋１)）／２）は周波数指令９の出力ｆ0 がインバータ
入力電圧の脈動周波数ｆe の近傍のところで、大きさ｜
Ｋ′｜であり、周波数(ｆ0−ｆe)で変動（つまりビー
ト）する。この大きさ｜Ｋ′｜は、（数８）式の第１項
（Ｅ0／３ｆ0）に対して小さくても、その周波数（ｆ0
−ｆe）が小さいところでは、誘導電動機５のインピー
ダンスが小さくなるため、誘導電動機５に過大な電流が
流れ、インバータ４の転流失敗や破損の原因となり、ま
た誘導電動機５のトルクも大きく脈動することになる。 【００４１】（２）本発明によるビートレス制御の場合 インバータ４の出力周波数の調整手段１４を設けた場
合、つまり図５（Ｃ）の実線の変調波ＧU ，ＧV に対応
した図５（Ｄ）の実線のインバータ４の出力電圧の半サ
イクルの電圧時間積ＥＴは、（数１）式を定積分して、 【００４２】 【数１０】 【００４３】となる。この（数１０）式は、インバータ
４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0 と出力周波数の調整分Δ
ｆ0 の位相差αを０とすると、第２項と第３項が打ち消
しあって、（Ｅ0／３ｆ0）となる。すなわち、インバー
タ４の出力電圧の正と負のサイクルのアンバランス量
（＝(ＥＴ(Ｎ)−ＥＴ(Ｎ＋１))／２）は０となり、イン
バータ４の出力電圧のビート現象が抑制される。 【００４４】ところで、特に、鉄道電車では、インバー
タに使用するＧＴＯサイリスタの耐圧利用率を高めるた
め、図３に示すように、電車の定格速度ｎ0 の半分程度
の速度ｎ01に対応する周波数でインバータを最大電圧に
飽和させ、それ以上の速度では周波数のみを調整してい
る。このため、図示するように、電車の定格速度ｎ0の
半分程度の速度ｎ01以上では、インバータの出力電圧の
調整が不可能な１パルス制御となる。一方、インバータ
周波数は、全速度域に亘って、連続的に変化させる。 【００４５】従って、図１の交流電源１が単相５０Ｈｚ
とすれば、コンバータ２の整流リップルの周波数ｆe は
１００Ｈｚであり、この周波数をインバータ周波数が通
過する速度域では、既に、インバータ４は１パルス制御
（図３ＣＶＶＦ制御領域）に入っている。 【００４６】このような場合に、上述した原理によっ
て、コンバータ２の整流リップル周波数ｆe に、インバ
ータ周波数ｆが近づいたとき発生しようとするビート現
象を効果的に抑制し、インバータ電車の円滑な速度制御
を実現する。 【００４７】次に、以上述べた方式の有効性を確認する
ため、誘導電動機５の容量が１３０ＫＷ(定格：電圧１
１００Ｖ，電流８６.７Ａ，周波数７５Ｈｚ）で、その
すべり周波数指令ｆs を一定（３Ｈｚ）とし、インバー
タ４の入力電圧Ｅを（数１）式（直流分Ｅ0＝１５００
Ｖ，脈動率Ｋ＝６％，脈動分ΔＥ0の周波数ｆe ＝１０
０Ｈｚ）とし、大形電子計算機によりディジタル・シミ
ュレーションを行った結果について、以下述べる。 【００４８】図６はインバータ周波数の基準指令ｆ0 を
１０３Ｈｚ（誘導電動機５の回転周波数ｆn ＝１００Ｈ
ｚ）とした場合のシミュレーション結果である。図６
（Ａ）は、インバータ周波数の調整分Δｆ0 がない場合
である。これにより、前述のようにインバータ４の出力
電圧の正と負のサイクルのアンバランスにより、誘導電
動機５の電流が周波数（ｆ0−ｆe）＝３Ｈｚで大きくビ
ートし、また誘導電動機５のトルクもインバータ４の入
力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe （＝１００Ｈｚ）
で大きく脈動していることが分る。図６（Ｂ）は前述の
ように、インバータ４の出力周波数指令ｆを、（数２）
式で、α＝０として、インバータ４の出力周波数調整手
段１４の出力Δｆ0 により調整した場合である。 【００４９】これより、誘導電動機５の電流のビート現
象はほとんどなくなり、また誘導電動機のトルクの脈動
は多少あるが、図６（Ａ）に比べて大幅に小さくなって
いることが分る。図６（Ｃ）は、誘導電動機５のトルク
の脈動をさらに小さくするため、（数２）式のαを種々
変えて、α＝−５°とした場合である。 【００５０】これより、誘導電動機５の電流は図６
（Ｂ）とほとんど変らないで、誘導電動機５のトルクの
脈動がほとんどなくなっていることが分る。すなわち、
誘導電動機５のトルクの脈動の点からは（数２）式のα
を適切に設定すれば良いことが分った。 【００５１】そこで、誘導電動機５の電流及びトルクに
関する記号を図７のように定義、つまりインバータ４の
入力電圧Ｅに脈動分ΔＥ0 がない場合の誘導電動機５の
ピーク電流をｉPn，トルクの平均値をＴav（図７(Ａ)）
とする。また、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ
0 による誘導電動機５のピーク電流の増加分をΔｉ
PW（＝ｉPW−ｉPn），トルクの脈動分をΔＴb(図７
(Ｂ)）として、インバータ周波数の基準指令ｆ0 を種々
変えた場合のΔｉPb(ｉPn）とΔＴb(Ｔav)のシミュレー
ション結果を図８と図９にそれぞれ示す。 【００５２】図８及び図９より、誘導電動機５のピーク
電流の増加分ΔｉPb（図８）及びトルクの脈動分ΔＴb
（図９）は、インバータ周波数の調整分Δｆ0 がない場
合、二点鎖線のように、インバータ周波数の基準指令ｆ
0 ≒インバータ入力電圧の脈動周波数ｆe (＝１００Ｈ
ｚ)のところで最も大きくなることが分る。このΔｉPb
及びΔＴb は、インバータ周波数指令ｆを、前述のよう
に、(数２)式でα＝０°として、インバータ周波数調整
量Δｆ0 により調整すると、一点鎖線（図８，図９）の
如く大幅に小さくなる。しかし、ｆ0 とｆe （＝１００
Ｈｚ）の差が大きいところでは、ｆ0 ≒ｆe のところと
比べて、多少大きいことが分った。 【００５３】これを改善するため、周波数調整量補正手
段１６を設け、その出力(補正係数)Ｋc を掛算する。す
なわち、インバータ周波数指令ｆを、 【００５４】 【数１１】 ｆ＝ｆ0 ＋Δｆ′＝ｆ0 ＋Ｋc Δｆ01 ＝ｆ0 ＋Ｋc Ｋｆ0 sin(２πｆeｔ＋α) …（数１１） の如く調整するようにして、α＝０で、Ｋｃを種々変え
てシミュレーションを行った。 【００５５】その結果、Ｋc は、インバータ入力電圧Ｅ
の脈動分ΔＥ0 の周波数ｆe を誘導電動機５の回転周波
数ｆn で割算手段１６１で割算し、その出力を掛算手段
162で２乗、つまり、 【００５６】 【数１２】Ｋc ＝(ｆe／ｆn)
2 …（数１
２）とすれば、誘導電動機５のピーク電流の増加分Δｉ
Pb及びトルクの脈動分ΔＴbは、図８及び図９の点線の
ように改善されることが分った。 【００５７】また、図６で述べたように、トルクの脈動
分ΔＴb をさらに改善するため、（数１１）式，（数１
２）式で、αをインバータ周波数の基準指令ｆ0 に対し
て、図９に示すように変えたところ、そのΔＴb は図９
の実線のようにほとんど生じなくなった。 【００５８】このとき、誘導電動機５のピーク電流の増
加分ΔｉPbは図８の実線のように余り変化しない。 【００５９】以上のシミュレーション結果は、インバー
タ４の出力電圧のパルス数が１パルス（図５参照）、つ
まり電圧制御手段１３の出力（変調率）γが１つの場合
であったが、パルス数が多パルス(γ＜１)の場合でも同
様な結果（効果）が得られ、この場合は、インバータ周
波数の調整量Δｆ0 を補正する補正係数Ｋc が、 【００６０】 【数１３】 【００６１】なるように、掛算手段１６２の出力を変調
率γで割算すれば、より効果的であることをシミュレー
ションで確認している。なお、誘導電動機５の起動時及
び低速時においては（数１２）式，（数１３）式から分
るように、Ｋc が大きくなりすぎるので、Ｋc にリミッ
トをかけるのが得策である。 【００６２】最後に、インバータ４の入力電圧Ｅの直流
分Ｅ0 の検出手段１４２とその脈動分ΔＥ0 の検出手段
１４１の一具体例を図１０に示す。 【００６３】すなわち、インバータ４の入力電圧Ｅの直
流分Ｅ0 の検出手段１４２は、演算増幅器ＯＰ２と抵抗
Ｒe２１，Ｒe２２及びＲe２３ 並びにコンデンサＣ２か
らなる平滑回路で、そのゲイン(＝Ｒe２３／Ｒe２１)を
１とし、時定数(＝Ｒe２３×Ｃ２）を大きく設定する。
また、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動分ΔＥ0 の検出
手段１４１は、演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒe１１〜Ｒe１
５並びにコンデンサＣ１１，Ｃ１２からなるバンドパス
回路である。この回路１４１のゲイン及び位相特性は、
図１１に示すように、インバータ４の入力電圧Ｅの脈動
分ΔＥ0 の周波数ｆe のところで、ゲインが１（入力Δ
Ｅ0 の大きさ≒出力ΔＥ0′の大きさ)で、かつ入力位相
つまり脈動分ΔＥ0 と周波数調整量Δｆ0 の位相差α
が、図９で述べたように、インバータ周波数基準指令ｆ
0 に対して適切な値となるように、基準指令ｆ0 の大き
さに応じてスイッチＳ１〜Ｓ３により切換える。 【００６４】以上のように、図１の実施例によれば、イ
ンバータ４の入力電圧Ｅに含まれる脈動分ΔＥ0 （コン
バータ２の整流リップル）に起因するインバータ４の出
力電圧及び誘導電動機５の電流のビート現象を抑制でき
るので、誘導電動機５に過大な電流が流れることがなく
なり、インバータ４の転流失敗や破損を防止でき、また
誘導電動機５のトルク脈動も抑制され、誘導電動機５を
円滑に運転できるという効果がある。 【００６５】なお、図１の実施例の説明は、インバータ
４の出力電圧のパルス数が１パルス（図５参照）の場合
を対象としたが、パルス数が多パルスの場合でも、前述
の効果が損なわれるものではないということはもちろん
である。 【００６６】 【発明の効果】本発明によれば、インバータの入力電圧
に含まれる脈動分（コンバータの整流リップル）に起因
するインバータの出力電圧及び誘導電動機の電流のビー
ト現象を効果的に抑制できるので、誘導電動機に過大
な電流が流れることがなくなり、インバータの転流失
敗や破損を防止でき、その負荷を円滑に運転できるとい
う効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すコンバータ・インバー
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図。 【図２】正弦波の三角波の比較によるパルス幅変調の動
作説明図。 【図３】インバータの出力周波数の基準指令に対するパ
ルス数及びインバータ出力電圧の関係図。 【図４】インバータの入力電圧と出力電圧の波形関係
図。 【図５】インバータ出力電圧のビート現象の抑制の説明
図。 【図６】誘導電動機の電流及びトルクのシミュレーショ
ン波形図。 【図７】誘導電動機の電流及びトルクに関する記号の定
義図。 【図８】誘導電動機のピーク電流に関するシミュレーシ
ョン結果。 【図９】誘導電動機のトルク脈動に関するシミュレーシ
ョン結果。 【図１０】インバータ入力電圧の直流分と脈動分を検出
する手段の具体例。 【図１１】インバータ入力電圧の脈動分を検出する手段
のゲイン及び位相特性図である。 【符号の説明】 １…交流電源、３…フィルタコンデンサ、４…パルス幅
変調インバータ、７…変調手段、９…加減算手段、１４
…インバータ出力周波数の調整手段、１５…加算手段、
１６…インバータ出力周波数の調整量の補正手段、１
７,１４４,１６２…掛算手段、１４３，１６１，１６３
…割算手段。
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図。 【図２】正弦波の三角波の比較によるパルス幅変調の動
作説明図。 【図３】インバータの出力周波数の基準指令に対するパ
ルス数及びインバータ出力電圧の関係図。 【図４】インバータの入力電圧と出力電圧の波形関係
図。 【図５】インバータ出力電圧のビート現象の抑制の説明
図。 【図６】誘導電動機の電流及びトルクのシミュレーショ
ン波形図。 【図７】誘導電動機の電流及びトルクに関する記号の定
義図。 【図８】誘導電動機のピーク電流に関するシミュレーシ
ョン結果。 【図９】誘導電動機のトルク脈動に関するシミュレーシ
ョン結果。 【図１０】インバータ入力電圧の直流分と脈動分を検出
する手段の具体例。 【図１１】インバータ入力電圧の脈動分を検出する手段
のゲイン及び位相特性図である。 【符号の説明】 １…交流電源、３…フィルタコンデンサ、４…パルス幅
変調インバータ、７…変調手段、９…加減算手段、１４
…インバータ出力周波数の調整手段、１５…加算手段、
１６…インバータ出力周波数の調整量の補正手段、１
７,１４４,１６２…掛算手段、１４３，１６１，１６３
…割算手段。
フロントページの続き
(72)発明者 筒井 義雄
茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社
日立製作所 日立研究所内
(72)発明者 三宅 亙
茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社
日立製作所 水戸工場内
(72)発明者 鈴木 克明
東京都千代田区神田駿河台四丁目６番地
株式会社 日立製作所内
(56)参考文献 特開 昭62−254691（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02P 7/63 302
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．交流を直流に変換するコンバータと、このコンバー
タから給電されるインバータと、前記インバータの直流
入力電圧に対する前記コンバータの整流に起因する脈動
の度合を検出する手段と、この脈動度合に応じて、前記
脈動により前記インバータの直流入力電圧が高くなった
とき前記インバータの出力周波数を高め前記脈動により
前記インバータの直流入力電圧が低くなったとき前記イ
ンバータの出力周波数を低めるように、前記インバータ
の出力周波数を調整する手段とを備えた電力変換装置。 ２．交流を直流に変換するコンバータと、このコンバー
タから給電されるインバータと、前記インバータの直流
入力電圧における前記コンバータの整流に起因する脈動
の度合を検出する手段と、この脈動度合に位相差を持た
せて前記インバータの出力周波数を調整する手段とを備
え、前記位相差を前記インバータ出力周波数に応じて変
化させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9299907A JP2914364B2 (ja) | 1987-06-03 | 1997-10-31 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62-138089 | 1987-06-03 | ||
| JP13808987 | 1987-06-03 | ||
| JP9299907A JP2914364B2 (ja) | 1987-06-03 | 1997-10-31 | 電力変換装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62243804A Division JPH0746918B2 (ja) | 1987-06-03 | 1987-09-30 | 電力変換装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10282198A Division JPH11164565A (ja) | 1987-06-03 | 1998-10-05 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164852A JPH10164852A (ja) | 1998-06-19 |
| JP2914364B2 true JP2914364B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=15213695
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9299907A Expired - Lifetime JP2914364B2 (ja) | 1987-06-03 | 1997-10-31 | 電力変換装置 |
| JP10282198A Pending JPH11164565A (ja) | 1987-06-03 | 1998-10-05 | 電力変換装置 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10282198A Pending JPH11164565A (ja) | 1987-06-03 | 1998-10-05 | 電力変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (2) | JP2914364B2 (ja) |
| ZA (1) | ZA883913B (ja) |
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| JP2012228132A (ja) * | 2011-04-22 | 2012-11-15 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| CN102751944B (zh) * | 2012-06-29 | 2014-11-05 | 华为技术有限公司 | 中高压变频器的控制方法和系统 |
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-
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- 1988-06-02 ZA ZA883913A patent/ZA883913B/xx unknown
-
1997
- 1997-10-31 JP JP9299907A patent/JP2914364B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-10-05 JP JP10282198A patent/JPH11164565A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11164565A (ja) | 1999-06-18 |
| JPH10164852A (ja) | 1998-06-19 |
| ZA883913B (en) | 1989-02-22 |
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