CN101449456A - 电动机驱动装置以及压缩机驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种构成为使对交流电源的整流后的直流电压进行平滑化的电容器小容量化或者不设置该电容器，实现小型、轻量、低成本化并且能够有效降低输入电流的高次谐波电流的电动机驱动装置、以及搭载该电动机的压缩机驱动装置。该电动机驱动装置具备：整流单元(3)，将来自交流电源的交流电压整流为直流电压；逆变器主电路部(6)，将整流单元(3)所输出的直流电压变换为交流电压来施加到电动机(5)上；以及控制单元(10)，控制逆变器主电路部(6)施加到电动机(5)上的电压，其中，控制单元(10)具有输出电压限制单元(23)，该输出电压限制单元(23)进行限制使得施加到电动机(5)上的电压的标量值成为由整流单元(3)输出的直流电压所规定的最大输出电压以下，将输出电压限制单元(23)的电压限制量反馈给控制单元(10)。

Description

电动机驱动装置以及压缩机驱动装置

技术领域

本发明涉及一种驱动电动机的电动机驱动装置、以及搭载该电动机驱动装置的压缩机驱动装置。

背景技术

现有的电动机驱动装置将交流电源进行整流，并将整流后的直流电力利用平滑电容器进行平滑化后通过逆变器向电动机提供电力。在这种结构的情况下平滑电容器是必需的，因此该平滑电容器成为大型化、成本上升的主要原因。但是，当去掉平滑电容器时，可知整流后的直流电压将引起与交流电源同步的脉动，给电动机带来转矩脉动、效率恶化等的恶劣影响。

因此，为了减轻不加该平滑电容器的情况下直流电压脉动带给电动机的恶劣影响，具有使电动机的相位前移的技术(例如参照专利文献1)。

另外，还有预先以电源2倍的周期控制电动机转矩的技术(例如参照专利文献2)。

并且，在三相交流电源的情况下，直流电压的脉动小于单相交流电源，因此还有通过瞬时检测直流电压来补偿直流电压脉动的技术(例如参照专利文献3)。

还有如下的技术：在这种直流电压的脉动条件下驱动电动机时，对于直流电压下降所引起的电压不足，限制从逆变器输出的电压(例如参照专利文献4)。

另外，还有如下的技术：在这种直流电压的脉动条件下驱动电动机时，根据直流电压的下降，研究电流控制的指令值来实现电动机驱动(例如参照专利文献5～7)。

并且，还有如下的技术：为了保护由于直流电压的脉动而在由来自电动机的再生电力所引起的向逆变器的逆潮流中产生的电压上升，设有钳位电路(例如参照专利文献8)。

另外，示出了不利用位置传感器检测永磁电动机的转子位置而驱动电动机的方法(例如参照非专利文献1～2)。

专利文献1：日本特开平10-150795号公报(第5-7页、图1)

专利文献2：日本特开2002-51589号公报

专利文献3：日本特开平6-153534号公报(图2)

专利文献4：日本特开2005-20986号公报(图3)

专利文献5：日本特开2002-223599号公报

专利文献6：日本特开2003-164179号公报

专利文献7：日本特开2005-130666号公报

专利文献8：日本特开2005-39902号公报

非专利文献1：渡边，宫崎，藤井，“永久磁石界磁電動機の回転子位

と速度のセンサレス検出の—方法”，电气学会论文杂志D，110卷11号，平成2年，P.1193-1200

非专利文献2：竹下，市川，李，松井，“速度起電力に基づくセンサレス

極形ブラシレスDCモ—タ制御”，电气学会论文杂志D，117卷1号，平成9年，P.98-104

发明要解决的课题

现有的电动机驱动装置以及压缩机驱动装置提出了如下方案：构成为将对交流电源整流后的直流电压进行平滑化的电容器进行小容量化或者不设置该电容器，实现小型、轻量、低成本化，并且进行控制来减轻伴随电容器小容量化而产生的直流电压脉动，或者高效率且抑制输入电流的高次谐波成分。

然而，这些电动机驱动装置需要将动作范围变窄到能够驱动电动机并且可降低输入电流的高次谐波电流的可变速度范围内。

因此，在想应用到可变速度范围宽的空调机等系统中的情况下，有产生上述限制的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述问题而作出的，其目的在于提供一种如下的电动机驱动装置、以及搭载该电动机的压缩机驱动装置：构成为将对交流电源整流后的直流电压进行平滑化的电容器小容量化或者不设置该电容器，实现小型、轻量、低成本化，并且能够有效降低输入电流的高次谐波电流。

用于解决课题的方案

与本发明有关的电动机驱动装置具备：

整流单元，将来自交流电源的交流电压整流为直流电压；

电力变换单元，将前述整流单元所输出的直流电压变换为交流电压而施加到电动机上；以及

控制单元，控制前述电力变换单元施加到电动机上的电压，

该电动机驱动装置的特征在于，

前述控制单元具有输出电压限制单元，该输出电压限制单元进行限制使得施加到电动机上的电压的标量值成为由前述整流单元输出的直流电压所规定的最大输出电压以下，

将前述输出电压限制单元的电压限制量反馈给前述控制单元。

发明的效果

根据本发明的电动机驱动装置，构成为将平滑电容器小容量化或者不设置该平滑电容器，因此能够实现装置的小型、轻量、低成本化。

另外，反馈进行了输出电压限制时的电压限制量，因此能够瞬时除去基于该电压限制的输出电压误差的影响，由此能够有效降低输入电流的高次谐波成分。

附图说明

图1是与实施方式1有关的电动机驱动装置的电路框图。

图2是表示通过平滑电容器4进行平滑化的直流电压的波形的图。

图3是说明输出电压限制单元23的电压限制动作的图。

图4是表示输出电压限制单元23的结构的图。

图5是表示电流控制单元22的结构的图。

图6是表示在图1的结构中将逆变器主电路部6等效替换为虚拟电流源30的结构的图。

图7是与实施方式2有关的电动机驱动装置的电路框图。

图8是表示电流指令生成单元26的结构的图。

图9是表示电动机5的总磁通进行脉动的样子的图。

图10是表示将磁通指令根据电动机5的转速(回転数)进行变更时的两者的对应关系的图。

图11是表示电动机5进行再生动作时的直流电压波形和输入电流波形的图。

图12是表示r轴的电流指令值Ir^＊中具有偏置(offset)的例子的图。

图13是表示实际的电源相位的波形、和根据基于电源相位检测器9的检测值的采样而生成的运算相位的波形的图。

图14是与实施方式3有关的电动机驱动装置的电路框图。

图15是表示从在开环下动作的状态向闭环切换动作的时序的波形图。

图16是将从开环上的控制轴观看的情况下的电压、和从闭环上的控制轴观看的情况下的电压进行比较的矢量图。

图17是表示从开环向闭环切换控制时的r轴、δ轴的电流指令值的图。

图18是表示电动机5的相电流(U相)的实际波形例子的图。

附图标记说明

1：单相交流电源；2：线圈；3：整流单元；4：平滑电容器；5：电动机；6：逆变器主电路部；7a、7b：相电流检测器；8：直流电压检测单元；9：电源相位检测器；10：控制单元；21：坐标变换单元；22：电流控制单元；23：输出电压控制单元；24a、24b：积分器；25：电流指令值；26：电流指令生成单元；27：位置推定单元。

具体实施方式

实施方式1.

图1是与本发明的实施方式1有关的电动机驱动装置的电路框图。

在图1中，1是单相交流电源，2是线圈，3是整流单元，4是平滑电容器，5是电动机，6是逆变器主电路部，7a和7b是相电流检测器，8是直流电压检测单元，9是电源相位检测器，10是控制单元。

线圈2连接在单相交流电源1和整流单元3之间。

整流单元3将来自单相交流电源1的交流电压整流成直流电压。

平滑电容器4连接在整流单元3的输出侧，将整流单元3整流后的电压进行平滑化。

电动机5连接在逆变器主电路部6的输出侧，成为与本实施方式1有关的电动机驱动装置的驱动对象。

逆变器主电路部6将平滑电容器4平滑化后的直流电压变换为交流电压并施加于电动机5，驱动电动机5。

相电流检测器7a、7b检测电动机5的相电流并输出到控制单元10。

直流电压检测单元8检测整流单元3输出的直流电压，并输出到控制单元10。

电源相位检测器9检测单相交流电源1的电源相位，并输出到控制单元10。

控制单元10接受流过电动机5的电流指令值25(Ir^＊，Iδ^＊)，根据该电流指令值25来控制逆变器主电路部6，控制向电动机5施加的电压。

控制单元10具有坐标变换单元21、电流控制单元22、输出电压控制单元23。

坐标变换单元21从相电流检测器7a、7b接受电动机5的相电流的检测值，输出坐标变换为正交2轴坐标系的(Ir，Iδ)。

电流控制单元22接受电流指令值25、坐标变换单元21的输出、电源相位检测器9的输出、以及后述的电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)，输出向电动机5施加的电压的指令值(Vr0，Vδ0)。

输出电压限制单元23接受直流电压检测单元8的输出以及电流控制单元22的输出，向逆变器主电路部6输出向电动机5施加的电压(Vr，Vδ)的指示。另外，在规定的条件下，将电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)输出到电流控制单元22。

以上结构的细节以及各符号的下标(r，δ)的意思将后述。

图2示出由平滑电容器4进行平滑化后的直流电压的波形。

图2的(a)示出平滑电容器4的容量足够大的情况下的直流电压波形。在这种情况下，如该图所示，直流电压不变动、或者变动量小，因此前述电动机5的输出转矩大体被控制为恒定值。

图2的(b)示出平滑电容器4的容量小而直流电压进行脉动的情况下的波形。在这种情况下，如该图所示，直流电压由于平滑电容器4的小容量化而较大地进行脉动，变成与电源电压相似的形状，因此当与图2的(a)所示的直流电压同样地控制电动机5时，在直流电压下降很大的时刻(单相交流电源1的零交叉附近)不能输出足够的转矩，控制变得不稳定。

如图2的(b)所示，在本发明中将平滑电容器4小容量化到直流电压以单相交流电源1的频率的两倍频率进行较大脉动的程度，实现装置的小型、轻量、低成本化。在后面叙述单相交流电源1在零交叉附近的控制问题。

在此，在详细说明图1的结构之前，研究通过使直流电压的脉动允许范围变大而能够使平滑电容器4的容量变小的理论根据。

(1)

当设电动机5的电感为L、额定电流为I、能够允许的直流电压的脉动范围为V时，根据能量守恒定律，下式(2)成立。

(1/2)CV^2＝(1/2)LI^2  …(2)

(2)

例如，当设L＝10mH、I＝10A时，根据上述式(2)，在脉动范围V是20V的情况下成为C＝2500uF。另一方面，当设脉动范围V为280V时，同样地根据上述式(2)，成为C＝13uF。

(3)

这表示：即如图2的(b)所示，如果使直流电压的脉动范围变大，则能够大幅减小电容器容量。这样，通过理论计算也明白能够减小电容器容量。

此外，实际上利用从单相交流电源1补给的电荷对平滑电容器4进行充电，因此附带地说，上述式(2)的计算方法并非表示完整的物理现象而仅仅是概要计算。

下面返回到图1的结构的详细说明。

坐标变换单元21将相电流检测器7a、7b所检测出的电动机5的相电流变换为正交2轴坐标系中的电流。变换后的正交2轴坐标称作r轴、δ轴，电压、电流的下标也标记相同的符号。

在本实施方式1中，各电流、电压的值还包括电流指令值25(Ir^＊，Iδ^＊)，使用该r轴、δ轴上的值进行控制。下面的实施方式也相同。

坐标变换单元21进行坐标变换后的r轴、δ轴的电流值(Ir，Iδ)被输出到电流控制单元22。电流控制单元22的结构和动作在后述的图5中进行说明。

图3说明输出电压限制单元23执行的电压限制动作。

逆变器主电路部6无法输出由所输入的直流电压所规定的输出电压的最大值以上的电压。该输出电压的最大值设为Vlim(图3的虚线圆弧)。

在对电动机5施加的电压的指令值(Vr0，Vδ0)超过Vlim的情况下，输出电压限制单元23为了使标量值(scalar value)为Vlim以下，需要修正电压的指令值(Vr0，Vδ0)，并根据修正后的电压值(Vr，Vδ)来控制逆变器主电路部6。

输出电压限制单元23起到将这样施加到电动机5上的电压限制为最大值Vlim以下的作用。

图4示出输出电压限制单元23的结构。

(1)输入

输出电压限制单元23将由直流电压检测单元8的输出所规定的上述Vlim值与施加到电动机5上的电压的指令值(Vr0，Vδ0)一起作为输入来接受。

(2)电压限制动作

接着，输出电压限制单元23比较上述Vlim值与电压的指令值(Vr0，Vδ0)的标量值。

(3)输出

在标量值超过上述Vlim值的情况下，修正电压的指令值(Vr0，Vδ0)，将修正后的电压值(Vr，Vδ)作为最终电压来输出。

在标量值没有超过上述Vlim值的情况下，将电压的指令值(Vr0，Vδ0)直接作为(Vr，Vδ)来输出。

另外，在进行了电压的修正的情况下，将修正前后的差分值(Vr0-Vr，Vδ0-Vδ)＝电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)输出到电流控制单元22。

图5示出电流控制单元22的结构。

图5的(a)是进行r轴的电流控制的结构，(b)是进行δ轴的电流控制的结构。由于各自具有相同的结构，因此在此仅说明r轴的电流控制。

(1)基本结构

电流控制单元22将r轴电流的指令值Ir^＊、和坐标变换单元21所输出的坐标变换后的r轴电流值Ir作为输入来接受，并求出其偏差(Ir^＊-Ir)。

接着，根据所求出的偏差进行以下式(3)的比例积分控制运算，求出操作量。

操作量＝Kid×{偏差+(1/Tid)×∫(偏差)dt}  …(3)

Kid：比例增益

Tid：积分增益

通过积分器24a(在δ轴中是积分器24b)来进行上述式(3)中的积分运算。所求出的操作量作为r轴的指令值Vr0而输出到输出电压限制单元23。

(2)使用来自输出电压限制单元23的反馈的运算校正

电流控制单元22的基本结构如上所述，但是在本发明中，还进行将来自输出电压限制单元23的反馈反映到积分器24a的积分值上的运算校正。

在输出电压限制单元23中进行了如图3～图4中说明的电压限制动作的情况下，其电压限制量Vr_rst被反馈到电流控制单元22。

电流控制单元22进行从积分器24a的积分值减去该电压限制量Vr_rst的校正。δ轴(积分器24b)也相同。

下面说明其理由。

在本发明中，使平滑电容器4小容量化，因此直流电压以单相交流电源1的2倍频率较大地进行脉动。为此，在单相交流电源1的每半个周期，向逆变器主电路部6输入的直流电压较大地下降，如前所述，输出电压限制单元23产生限制电压的状况。

在这种情况下，当电流限制单元22中存在积分器时，在积分中残存与该限制的电压量相应的误差，积分值中包括该误差的影响，波形失真从而增加高次谐波成分。

作为除去积分误差影响的手段，还考虑在进行电压限制时停止积分运算(例如前述专利文献4)，这样一来在重新开始积分控制时，其误差残存在积分内部，无法充分降低输入电流的高次谐波成分。特别是在单相交流电源1的电压值高的情况下，电压脉动的瞬时时间变化大，显著地表现出该倾向。

因此，在本发明中不是停止积分运算，而是通过减法运算来校正残存在积分内部的误差，从而解决上述问题。

这样，在输出电压限制单元23进行了电压限制动作的情况下，通过从积分器24a(以及积分器25b)减去其电压限制量Vr_rst，能够瞬时除去由输出电压误差引起的积分误差。

由此，能够更有效地降低输入电流的高次谐波成分，与使积分器24a(以及积分器25b)的积分运算停止的方法相比，能够进一步降低输入电流的高次谐波成分。

接着，研究如下情况：进行控制使得流过逆变器主电路部6的电流的波形变成与单相交流电源1的电压波形相似的形状，由此降低输入电流的高次谐波成分。

首先使用后述的图6来考察理论根据，然后说明本实施方式1中的具体实现方法。

图6示出在图1的结构中将逆变器主电路部6等效替换为虚拟电流源30的结构。虚拟电流源30和平滑电容器4构成并联电路31。

平滑电容器4被小容量化，因此在虚拟电流源30的输出电流与单相交流电源1的电压同步的条件下，并联电路31能够与纯电阻大体等效地处理。

通常在纯电阻电路中，电压和电流的波形中不产生偏移，两个波形成为同相位。即，在上述条件下，输入电流变成与单相交流电源1的电压同相位、相似波形的波形。

与单相交流电源1的电压同相位、相似波形的波形中，不存在失真等高次谐波成分，因此通过将输入电流的波形设为与单相交流电源1的电压同相位、相似波形的波形，能够降低输入电流的高次谐波成分。

为了实现上述目的，例如考虑检测电源电压信息、电源电压的相位信息、电源电压的零点、电源电压的瞬时值、或者直流电压的瞬时脉动电压等，并对电动机5进行控制使得流向逆变器主电路部6的电流变成与单相交流电源1的电压相似的形状。

即，只要检测流过逆变器主电路部6的电流，并进行控制使得该电流变成与电源电压相似的形状即可。

因此，在本发明中着眼于被输入到逆变器主电路6中的电流和所输出的电流根据基尔霍夫定律而一致的情形，通过将电动机5的r轴、δ轴电流的两者控制为与单相交流电源1的电压相似的形状，从而等效地构成为使流入逆变器主电路部6的电流变成与单相交流电源1的电压相似的形状。

通过这样构成，能够用电动机5的相电流检测器7a、7b代替输入电流检测器，没有必要在单相交流电源1侧设置输入电流检测器，因此能够通过削减部件数量来廉价地构成电动机驱动装置。

接着，说明用于将电动机5的r轴、δ轴电流两者控制为与单相交流电源1的电压相似的形状的具体结构。

控制单元10根据电源相位检测器9所检测的单相交流电源1的电源相位，生成与单相交流电源1的电压波形相似形状的正弦波形。

接着，将所生成的正弦波形乘以电流指令值25(Ir^＊，Iδ^＊)，并传递给电流控制单元22。

由此，电流指令值25(Ir^＊，Iδ^＊)与单相交流电源1的电压同步地进行脉动，因此流过电动机5的电流也与单相交流电源1的电压同步地进行脉动。即，能够将电动机5的r轴、δ轴电流两者控制为与单相交流电源1的电压相似的形状，能够实现如上所述的控制。

此外，还存在进行控制只使δ轴的电流进行脉动并使r轴的电流保持大致恒定的现有技术。例如在上述专利文献5中，记载有只使q轴的电流进行脉动并使d轴的电流保持大致恒定的技术。

在这样构成的情况下，虽然与r轴、δ轴一起脉动的本发明相比提高了电源功率因数，但是30次(电源频率的30倍的频率成分)以上的高次谐波电流成分将增加。

由于具有这种高次谐波被法律等规定所限制的情况，因此从符合规定的观点出发，本发明与上述现有技术相比具有优势。根据本发明，即使包括产品偏差，也能够使30次以上的高次谐波电流不超过规定值。

图18示出电动机5的相电流(U相)的实际的波形例子。

在图18中示出设单相交流电源1的频率为50Hz、设4极的电动机5的转速为45rps的情况下的波形例子。

流过电动机5的电流中，电动机5的转速的频率成分成为基频，但是另一方面，如上所述进行使得与单相交流电源1同步的控制，因此单相交流电源1的频率也包含在流过电动机5的电流中。

为此，如图18所示，发生电动机5的相电流差拍(beat)的现象。作为电动机5的转速和单相交流电源1之差的频率而发生差拍现象。

在图18的例子中，整流后的频率是100Hz，因此逆变器频率成为90Hz，其差成为10Hz。

这样，关于与电源差拍的转速，通常使用跳跃(jump)方法。在本发明中，由于去掉电容器或者使其为极小容量，因此发生差拍的频率作为电动机5的转速而跳跃。

在本实施方式1中，将平滑电容器4的容量小容量化到直流电压以单相交流电源1的频率的2倍频率较大地脉动的程度。

这点例如在上述专利文献2中记载了使用以往的100分之1程度的小容量电容器的内容，但是附带地说本发明中的平滑电容器4的容量没有被这种以往的电容器容量、其100分之1这样的数值而限制。

另外，在本实施方式1中，如图5所示，电流控制单元22进行比例积分控制运算，但是并不限于此，只要进行包括积分控制的控制运算，就能够得到相同的效果。

另外，在本实施方式1中，当输出电压限制单元23进行电压限制动作时，将其电压限制量作为输出电压误差而反馈，但是产生输出电压误差的情形并不限于此。

例如，在逆变器主电路部6所使用的半导体开关元件中，当通过电流时产生被称作饱和电压的微小电压。另外，为了防止由于开关元件中流过短路电流而引起的元件损坏，设有短路防止时间。

由于这种饱和电压、短路防止时间也可能产生输出电压误差，因此也可以构成为将这些影响预先存储在控制单元10内的存储器等中，根据该存储值进行减法运算校正。

并且，既可以构成为将饱和电压作为与流过电动机5的电流相应的表而进行存储，也可以构成为将短路防止时间也作为与脉动的直流电压相应的值而进行存储。

另外，在本实施方式1中，平滑电容器4以小容量构成，但是理想的是线圈2也同样地使用小电感的线圈。例如，理想的是由平滑电容器4和线圈2构成的共振频率成为单相交流电源1的频率的40～50倍以上的程度。

并且，附带地说即使是没有设置平滑电容器4的结构，也达到与本实施方式1相同的效果。

如以上所述，根据本实施方式1，控制单元10具有输出电压限制单元23，该输出电压限制单元23限制向电动机5施加的电压的标量值使其成为由整流单元3输出的直流电压所规定的最大输出电压以下，将输出电压限制单元23的电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)反馈到控制单元10，因此，在由于使平滑电容器4小容量化而使直流电压较大地脉动的结构中，能够适当地控制逆变器主电路部6的电压，并且反馈其控制状态，从而能够避免控制运算中的急剧的值变动，并避免输入电流波形的失真而抑制高次谐波成分的增加。

另外，控制单元10具有电流控制单元22，该电流控制单元22接受流过电动机5的电流指令值25，根据电流指令值25输出向电动机5施加的电压的指令值(Vr0，Vδ0)，输出电压限制单元23从电流控制单元22接受电压的指令值(Vr0，Vδ0)，计算出电压的指令值(Vr0，Vδ0)的标量值，当该标量值超过由整流单元3输出的直流电压所规定的最大输出电压时，限制施加到电动机5上的电压，因此，在由于使平滑电容器4小容量化而使直流电压较大地脉动的结构中，能够将电流指令值25的值反映到向电动机5的施加电压的控制，并且能够实现与直流电压的脉动相应的合适的电压控制。

另外，设置了检测流过电动机5的相电流的相电流检测器7a、7b，电流控制单元22根据电流指令值25和相电流检测器7a、7b的输出，输出施加到电动机5上的电压的指令值(Vr0，Vδ0)，因此，将流过电动机5的相电流和电流指令值25进行比较，能够进行控制运算使得两者的值接近。

另外，电流控制单元22具有积分器24a、24b，当输出电压的指令值(Vr0，Vδ0)时，使用积分器24a、24b进行包括积分控制的控制运算，计算出电压的指令值(Vr0，Vδ0)，输出电压限制单元23向电流控制单元22反馈电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)，电流控制单元22从积分器24a、24b的输出减去从输出电压限制单元23接受反馈的电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)，因此，当进行积分控制时，能够通过积分运算除去电压的指令值(Vr0，Vδ0)和实际的输出电压(Vr，Vδ)的误差，能够避免运算后的波形的失真。由此能够避免输入电流波形的失真，有效地较大高次谐波成分。

另外，输出电压限制单元23只在电压的指令值(Vr0，Vδ0)的标量值大于由整流单元3输出的直流电压所规定的最大输出电压的情况下，进行输出电压的限制，并且将电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)反馈到电流控制单元22，电流控制单元22只在从输出电压限制单元23接受电压限制量(Vr_rst，Vδ_rst)的反馈的情况下，从积分器24a、24b的输出进行前述减法运算，因此，能够适当地除去积分运算的误差，并且在不需要减法运算校正时不进行减法运算校正，因此从运算效率的方面也是较好的。

另外，电流控制单元22输出电压的指令值(Vr0，Vδ0)使得流过电动机5的电流的波形变成与来自单相交流电源1的交流电压的波形相似的形状，因此，输入电流变成与单相交流电源1的电压同相位、相似形状的波形，能够降低输入电流的高次谐波成分。

另外，设置了检测单相交流电源1的相位的电源相位检测单元9，控制单元10根据电源相位检测单元9检测出的单相交流电源1的相位，生成与来自单相交流电源1的交流电压的波形相似形状的正弦波形，将该正弦波形乘以电流指令值25而输出到电流控制单元22，因此，能够用电动机5的相电流检测器7a、7b替代输入电流检测器，没有必要在单相交流电源1侧设置输入电流检测器，因此能够通过削减部件数量而廉价地构成电动机驱动装置。

另外，控制单元10具有将相电流检测器7a、7b检测出的电动机5的相电流变换为正交2轴坐标系的坐标变换单元21，坐标变换单元21将坐标变换后的电流值(Ir，Iδ)输出到电流控制单元22，电流控制单元22根据坐标变换后的电流指令值25和坐标变换单元21的输出，输出坐标变换后的2坐标轴两者的电压指令值(Vr0，Vδ0)，因此，即使包括产品偏差，也能够使30次以上的高次谐波电流不超过规定值，这从符合针对高次谐波电流的规则的观点出发是所希望的。

另外，在平滑电容器4和单相交流电源1之间设置线圈2，构成为使平滑电容器4和线圈2引起的共振频率成为单相交流电源1的频率的41倍以上，因此，线圈2本身也能够小型化，还有助于装置整体的小型化等。

实施方式2.

图7是与本发明的实施方式2有关的电动机驱动装置的电路框图。

在图7中，控制单元10具有电流指令生成单元26。

电流指令生成单元26接受速度指令、磁通指令、坐标变换单元21的输出、输出电压限制单元23的输出、以及电源相位检测器9的输出，输出电流指令值25(Ir^＊，Iδ^＊)。

其它结构与实施方式1相同，因此标记相同符号并省略说明。

在本实施方式2中也与实施方式1相同，施加到逆变器主电路部6上的直流电压由于脉动而下降，因此有时必须限制施加到电动机5上的电压。

作为与这种情况对应的技术，有通过弱磁场控制使施加到电动机5上的电压下降的技术(例如上述专利文献1)。这是用从定子输出的磁场削弱由电动机5的转子所产生的磁场。

但是，有必要使转子的磁场变弱的电流重新流过电动机5的定子，因此有效率恶化的担忧。

因此，在本实施方式2中，在必须限制施加到电动机5上的电压的情况下，并不是进行控制使得重新流过用于使转子的磁场变弱的电流，而是适当控制r轴电流，自然地完成弱磁场动作。

通过这样控制，由于使磁场变弱而能够将流过定子的电流抑制到最小限度，能够减少效率恶化的担忧。

为了进行如上所述的控制，在本实施方式2中进行将电动机5的总磁通量保持为一定值的控制。此外，这里的总磁通是指从电动机5的定子侧产生的磁通、和从转子侧产生的磁通的合成矢量。

在此，首先说明通过控制使电动机5的总磁通量保持为一定的过程，之后说明本实施方式2中的具体结构。

(1)保持总磁通量一定的控制过程

根据法拉第定律，总磁通的变化率dΦ/dt等于施加到电动机5上的施加电压、与由电动机5的相电阻引起的电压下降量的差分。

施加到电动机5上的施加电压与从逆变器主电路部6输出的输出电压(Vr，Vδ)相同。

由电动机5的相电阻引起的电压下降量能够由相电阻R、和r轴、δ轴的电流(Ir，Iδ)求出。

在此，保持总磁通量一定这等效于使总磁通不变化、即总磁通的变化率dΦ/dt保持为0，因此下式(4)成立。

dΦ/dt＝(电动机5的施加电压)-(由电动机5的相电阻引起的电压下降量)＝0

即，φ＝∫(电动机5的施加电压-由电动机5的相电阻引起的电压下降量)dt＝const  …(4)

因而，当电动机5的施加电压(Vr，Vδ)下降时，通过与其结合而控制r轴、δ轴的电流(Ir，Iδ)，能够保持电动机5的总磁通量一定。

与弱磁场动作相关联的是r轴的电流，因此通过构成为当电动机5的施加电压由于直流电压的脉动而下降时控制Ir，从而自然地实现弱磁场动作。

(2)本实施方式2中的具体结构

图8是表示电流指令生成单元26的结构的图。

电流指令生成单元26作为输入接受磁通指令、输出电压限制单元23所输出的(Vr，Vδ)的值、以及坐标变换单元21所输出的(Ir，Iδ)的值。

接着，通过上述计算方法求出电动机5的总磁通运算值。

接着，根据磁通指令和总磁通运算值之间的差分进行比例积分控制运算，输出r轴的电流指令值Ir^＊使得电动机5的总磁通量保持一定。此外，相电阻R是已知的。

通过这样输出r轴的电流指令值Ir^＊，当电动机5的施加电压由于直流电压的脉动而下降时通过控制使得Ir满足上述式(4)，自然地实现弱磁场动作。

此外，与实施方式1相同，通过控制使得电流指令值Ir^＊与单相交流电源1同步地脉动，因此当输出电流指令值Ir时，反映电源相位的检测值。

图8的(a)是在进行了比例积分控制运算后反映电源相位的结构，在这种情况下进行控制使得总磁通一定。

图8的(b)是在磁通指令上乘以电源相位后进行比例积分控制的结构。在这种情况下，作为控制基准值的磁通指令本身进行脉动，因此进行控制使得总磁通的平均值一定。

图9是表示电动机5的总磁通进行脉动的样子的图。

如图9所示，总磁通与直流电压的脉动同步地脉动。因而，不仅是如图8的(a)所示构成为总磁通一定，而且即使如图8的(b)所示构成为以进行脉动使得总磁通的平均值一定的方式输出r轴电流指令，也起到相同效果。

图10是表示根据电动机5的转速变更磁通指令时的两者的对应关系的图。

通常，产生如下现象：随着电动机5的转速变高速，即使增加流经电动机5的电流，也难以提高转速。为此，通常进行弱磁场控制使转子的磁场变弱，进一步提高转速。

在这种高速旋转区域中，也如上所述使得自然地进行弱磁场动作，这从运转效率的观点是理想的。

因此，如图10所示，随着电动机5的转速上升，降低磁通指令，从而保持为一定的总磁通量也伴随其而下降。由此，自然地实现弱磁场动作，因此能够实现电动机5的高效运转。

但是，当过于降低总磁通时，将给电动机5的运转本身带来障碍，因此希望如图10所示对磁通指令设置规定的下限值。

接着，说明输入电流的高次谐波成分由于来自电动机5的再生能量而增加的现象的对策。

图11是表示当电动机5进行再生动作时的直流电压波形和输入电流波形的图。

对流过电动机5的电流进行控制使其成为与单相交流电源1的电压同步的相似形状，因此在单相交流电源1的电压的零交叉附近，电动机5的输出转矩从正向负变化。

这意味着电动机5从动力运转变化为再生运转，平滑电容器4通过来自电动机5的再生能量被充电。

当平滑电容器4通过来自电动机5的再生能量而被充电时，由二极管构成的整流单元3不具有再生功能，因此来自单相交流电源1的输入电流中断。图11下图的输入电流波形变平坦的部分与其相当。

如图11所示，输入电流中产生不通电流的期间，从而在输入电流波形中产生失真，输入电流的高次谐波成分增加。

因而，通过降低来自电动机5的再生能量，能够抑制输入电流中产生高次谐波成分。具体方法在下面的图12中进行说明。

图12是表示r轴的电流指令值Ir^＊中具有偏置的例子的图。

在图12中，在单相交流电源1的电压的零交叉附近，r轴的电流指令值Ir^＊高，这意味着在图11的输入电流的不通电流期间，与再生动作方向相当的电流高。

在本实施方式2中，以最小限度的弱磁场电流驱动电动机5，因此在单相交流电源1的零交叉附近产生电动机5的再生动作。

因此，在与单相交流电源1的零交叉点相当的相位中，对r轴的电流指令值Ir^＊设置规定的偏置。

通过这样构成，在单相交流电源1的电压的零交叉附近，降低再生动作方向的电流，因此能够抑制紧接在单相交流电源1的零交叉之后所产生的电动机5的再生动作，能够抑制输入电流的高次谐波成分。

具体地说，通过对r轴的电流指令值Ir^＊进行如下所述的运算校正，能够提供如上所述的零交叉附近中的偏置。

(1)首先，以规定的比例使Ir^＊的振幅(上限和下限之差)减小。

(2)接着，使Ir^＊整体偏置。

(3)调整偏置的值使得在单相交流电源1的峰值点上偏置前后的值一致。

通过这样构成，能够抑制由再生能量引起的直流电压上升，即使不设置钳位电路、浪涌吸收器等，也能够确保与设置了它们的结构同等的可靠性。

接着，使用图13说明基于电源相位检测器9的检测值的采样精度带给输入电流的高次谐波成分的影响、以及针对它的对策。

图13是表示实际的电源相位的波形、和通过基于电源相位检测器9的检测值的采样而生成的运算相位的波形的图。粗线是电源相位的波形，细线是进行采样而生成的相位的波形。

图13的(a)是表示由通常的采样动作所生成的波形的图。

在通常的采样中，在直到进行下次采样为止的期间，将前次的采样值直接用于运算，因此运算相位必然落后于实际的电源相位。这是不管使采样频率如何高速，只要进行采样就必然发生。

在本发明中，通过将流经电动机5的电流控制为与单相交流电源1相似的形状，从而使输入电流的高次谐波成分的降低和电动机驱动的控制并存，因此单相交流电源1的相位信息的精度、即根据电源相位检测器9的检测值而生成脉动指令的精度，非常有助于应对输入电流的高次谐波成分。

图13的(b)是表示在采样的时刻以使相位前移采样周期的2分之1周期部分的方式补偿后的波形的图。

如图13(b)所示，当使采样周期的2分之1周期部分的相位前移时，采样的平均值大致与实际的电源相位一致。

这种结构只利用软件就可以实现，因此成本上升最小，能够非常廉价地实现输入电流的高次谐波对策。

在本实施方式2中，示出了图8中通过比例积分控制来运算r轴的电流指令值的例子，但是不限于此，只要是使磁通指令和总磁通运算值一致的控制，可以使用任何方法，起到相同的效果。

另外，在图10中示出了直线降低磁通指令的例子，但是也可以按2次曲线、指数函数降低。

另外，在本实施方式2中，说明通过抑制来自电动机5的再生能量来降低输入电流的高次谐波成分的结构，但是通过适当设计电动机5的规格，也能够期待相同的效果。

例如，考虑电动机5是嵌入式永磁(Interior PermanentMagnetic：IPM)马达的情况。

IPM马达中的转矩有磁铁转矩、和电感引起的磁阻转矩，用下式(5)表示。

[公式1]

τ＝pΦ_mi_q+p(L_q-L_d)i_di_q    …(5)

τ：转矩

p：极对数

Φm：永磁体的磁通

id：d轴电流

iq：q轴电流

Ld：d轴电感

Lq：q轴电感

式(5)的第1项表示磁铁转矩，第2项表示磁阻转矩。根据两项的总和来决定IPM马达的转矩。

由于电动机5的转子的磁铁进行旋转而产生激励电压，从而产生再生能量，因此在电动机5的设计中，进行设计来提高上述式(5)的第2项(＝磁阻转矩)的比例，由此不降低总转矩而能够降低由于磁铁的旋转而产生的激励电压的影响。

例如，当设电动机的激励电压常数为φ[V/rad/s]时，在电动机5的设计中，能够进行设计使得满足如下关系。

φ≤20×(Lq-Ld)  …(6)

这在上述式(5)中相当于提高总转矩中所占的磁阻转矩的比例。

通过这样构成电动机5，能够抑制由再生能量引起的直流电压的上升，与前述相同，即使不设置钳位电路、浪涌吸收器等，也能够确保与设置了它们的结构同等的可靠性。

此外，在不存在由d轴和q轴的电感引起的磁阻转矩、磁铁转矩的电动机中，上述式(6)不成立，因此需要作为应用上述式(6)的电动机5的对象而除外。例如感应电动机认为是上述式(6)的应用对象之外。

另外，在图13中前移补偿了对电源相位进行采样得到的相位，但是通过前移补偿电动机5的旋转相位角度，也起到相同的效果。

如以上所述，根据本实施方式2，控制单元10计算出流经电动机5的电流指令值25使得电动机5的总磁通量保持一定，根据电流指令值25计算出施加到电动机5上的电压的指令值(Vr0，Vδ0)，因此，在必须限制施加到电动机5上的电压(Vr，Vδ)的情况下，适当控制r轴电流，从而自然地进行弱磁场动作，为了使磁场变弱而将流经定子的电流抑制到最小限度，能够降低效率恶化的担忧。

另外，控制单元10具有电流指令生成单元26，该电流指令生成单元26接受电动机5的磁通的指令值，计算出电流指令值25使得电动机5的总磁通量保持一定，电流指令生成单元26根据电动机5的相电阻R和电动机5的相电流，计算出由相电阻R引起的电压下降量，根据施加到电动机5上的电压(Vr，Vδ)、和电压下降量之间的差分，计算出总磁通量，因此，通过运算能够计算出电动机5的总磁通量，根据运算结果能够进行控制使得自然地进行弱磁场动作，因此不需要新设置传感器等，在成本方面有益。

另外，随着电动机5的转速变成高速，降低电动机5的磁通的指令值，因此在高速旋转区域中也能够有效地实现弱磁场动作。

另外，对电动机5的磁通的指令值设置规定的下限值，因此不会通过极端的弱磁场动作而给电动机5的动作带来障碍。

另外，电流指令生成单元26在计算电流指令值25时，运算校正电流指令值25，使得电流指令值25的振幅以规定的比例减少，并且以规定的值偏置，在与单相交流电源1的峰值点相当的相位中变成与偏置前相同的指令值，因此，能够抑制再生动作方向的电流，抑制紧接在单相交流电源1的零交叉之后产生的电动机5的再生动作，能够抑制输入电流的高次谐波成分。

另外，控制单元10将单相交流电源1的相位的检测值、或者电动机5的旋转相位的检测值，前移补偿与控制单元10的采样周期的2分之1相当的相位角度量，因此，能够通过利用软件进行的运算校正以小成本来提高单相交流电源1的相位信息的精度，能够非常廉价地实现输入电流的高次谐波对策。

另外，通过设为满足上述式(6)条件的电动机5，能够抑制再生能量引起的直流电压的上升，即使不设置钳位电路、浪涌吸收器等，也能够确保与设置了它们的结构同等的可靠性。

实施方式3.

图14是与本发明的实施方式3有关的电动机驱动装置的电路框图。

在图14中，控制单元10具有位置推定单元27。

位置推定单元27接受坐标变换单元21的输出、以及输出电压限制单元23的输出，推定电动机5的通电相位以及转速。

其它结构与实施方式2相同，因此标记相同符号而省略说明。

在此，首先说明推定电动机5的通电相位以及转速时的一般性课题，然后说明本实施方式3中的位置推定单元27的具体动作。

例如，在电动机5是永磁马达的情况下，在进行可变速运转时，根据转子的磁极位置，使电流在定子上流过绕线来控制转矩。为此，需要将回旋式编码器等位置传感器安装在电动机5上。

但是，从可靠性、成本等观点出发，提出了各种无传感器进行控制的方法。本实施方式3提出了通过位置推定单元27推定电动机5的转子位置来实现无传感器控制的一个方式。

通常，电动机5通过下式(7)所示的电压电流方程式被模型化。

[公式2]

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\φ}\end{array}\right]\·\·\·\left(7\right)$

R：相电阻

Ld：d轴电感

Lq：q轴电感

φ：反电动势常数

ω：旋转角速度

p：微分算子

从由上述式(7)表示的电动机模型、和实际流过电动机的电流以及施加电压，可知模型中的理想值和电动机5的实际值之间有差异，因此推定速度以及位置使得降低该差异。

这样，在位置推定单元27中使用向电动机5施加的电压的情况下，是否能够将在实施方式1中说明的输出电压误差降低到以下成为课题。

例如，在起动初期的极低速旋转区域(最大转速的1/20以下程度)中，如同实施方式1中所说明，从逆变器主电路部6中使用的半导体、短路防止时间的影响来看，逆变器主电路部6实际输出的电压和控制单元10所指示的指令电压(Vr，Vδ)不完全一致。

在这种情况下，推定的速度、位置中产生运算误差，有时不能实现平滑的驱动动作。

根据本实施方式3中的位置推定单元27，为了使平滑电容器4小容量化，在直流电压脉动的条件下也能够顺利地起动电动机5、且实现电动机无位置传感器驱动。

接着，说明本实施方式3中的位置推定单元27的具体动作。

在从停止状态起动电动机5的情况下，在起动初期的极低速旋转区域中，进行利用开环的控制。

这里的开环是指，当进行坐标变换单元21的动作时，不使用位置推定单元27的输出而进行动作。即，不使用位置传感器，也不进行位置推定，因此成为不是与电动机5的转子位置相应的通电的状态下的运转。

通过对电动机5施加与用于起动所需相应的电压以及频率，电动机5开始旋转动作使得引入到开环。由于终究是开环控制，因此无法追踪瞬时负荷转矩、急加速，但是只要是紧接在起动之后的极低速旋转时，就能够以开环充分地动作。

接着，在电动机5达到一定的转速的阶段，从这样以开环旋转的状态切换到闭环下的旋转状态。闭环意味着，从逆变器主电路部6的输出电压以及电动机5的相电流推定位置，在推定的位置对逆变器主电路部6的输出电压以及电动机5的相电流进行坐标变换。

在闭环中，代替使用位置传感器而根据位置推定单元27推定转子位置，因此成为与电动机5的转子(推定)位置相应的通电状态下的运转。

通常在电动机5的极低速旋转区域中，从相电流检测器7a、7b得到的信号变得微弱，因此电动机5的正确的位置推定非常困难。

如上所述，通过在极低速旋转区域中进行开环控制，在转速达到一定以上的阶段切换到闭环控制，从而能够进行平滑的控制动作。

但是，由于急剧地切换控制方法，从而控制值变成不连续的值，有控制变得不稳定的担忧。

下面说明解决上述课题的方法。

图15是表示从以开环进行动作的状态向闭环切换动作的时序的波形图。

在开环中，由于不是与电动机5的转子位置相应的通电，因此转子的相位(图15的马达轴)以延迟相位追踪从逆变器主电路部6输出的相位(图15的控制轴)。

接着，将电动机5加速到输出电压误差不影响到位置以及速度推定的转速为止，通过下式(8)所示的一般的电动机5的电压电流方程式，求出控制轴和马达轴之间的差分角度Δθ。

[公式3]

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γ}}\\ V_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R-\mathrm{\ω}1\·L_{\mathrm{\γ\δ}}+p{L}_{\mathrm{\γ}}& -\mathrm{\ω}1\·L_{\mathrm{\δ}}+p{L}_{\mathrm{\γ\δ}}\\ {\mathrm{\ω}1\·L_{\mathrm{\γ}}+\mathrm{pL}}_{\mathrm{\γ\δ}}& R+\mathrm{\ω}1\·L_{\mathrm{\γ\δ}}+{\mathrm{pL}}_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+\mathrm{\ω}1\·\mathrm{\φ}\left[\begin{array}{c}-\sin \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\\ \cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(8\right)$

其中，

Δθ＝θ_r-θ_m

$L_{\mathrm{\γ}}=\frac{1}{2}\{(\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq})+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\·\cos \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)\}$

$L_{\mathrm{\δ}}=\frac{1}{2}\{(\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq})-(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\·\cos \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)\}$

$L_{\mathrm{\γ\δ}}=\frac{1}{2}\·(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\·\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)$

θm：控制轴(γδ轴)上的旋转位置

θr：马达轴(dq轴)上的旋转位置

ω1：控制轴下的角速度

下面说明使用通过上述式(8)求出的Δθ进行的运算校正。

在从图15的开环切换到闭环的时刻，如上所述从逆变器主电路部6输出的相位(图15的控制轴)、和转子的相位(图15的马达轴)不一致。即，通过推定求出的相位和实际的通电相位在该时刻不一致。

因此，从减去两者的差分角度Δθ后的通电相位，开始闭环控制。如果在闭环控制的开始时刻使控制轴的相位和马达轴的相位一致，则以后能够根据由位置推定单元27推定的位置进行控制。

这样，从减去通过上述式(8)求出的差分角度Δθ后的位置开始闭环，因此在图15的切换时刻，控制轴的相位急剧变化。

图16是将输出电压相同时从开环上的控制轴(ro-δo)观看的情况下的电压(Vro，Vδo)、和从闭环上的控制轴(rn-δn)观看的情况下的电压(Vro，Vδo)进行比较的矢量图。

如图15的切换时刻所示，当切换控制轴时变化较大，因此输出的电压、流过的电流的值在控制轴上变化较大。关于电流也相同。

这样，当电流、电压由于轴的切换而变动大时，在电流控制单元22、电流指令生成单元26的内部使用积分器的情况下，由于急剧的变动而存在控制发生故障的危险。

因此，调节(読み替え)与Δθ的差分相应量的控制轴上的电压、电流，使得即使不切换控制轴，逆变器主电路部6的输出电压、电动机5的相电流也变得连续，从而平滑地切换坐标轴。

使用下述式(9)进行调节，利用为了开始闭环控制而调节的r轴、δ轴的电压、电流来初始化积分器。

通过这样初始化积分器，即使如图15的切换时刻所示急剧地切换控制轴，也能够保持逆变器主电路部6的输出电压、电动机5的相电流的连续性，并继续进行平滑的控制动作。

[公式4]

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{rn}}\\ V_{\mathrm{\δn}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)& \sin \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ro}}\\ V_{\mathrm{\δo}}\end{array}\right]\·\·\·\left(9\right)$

如上所述，通过切换到将开环时的控制轴和电动机的旋转轴之间的轴偏差设为初始值的闭环控制，不是直流电压进行脉动的小容量电容器专用的无位置传感器控制，而即使是什么样的无位置传感器方式，也都能够平滑地从开环驱动向闭环的无位置传感器驱动进行切换。

并且，通过控制轴从开环向闭环切换时的电压电流的轴的调节、以及将其值作为用于控制的积分器的初始值来开始闭环的无位置传感器驱动，由此，不是直流电压进行脉动的小容量电容器专用的无位置传感器控制，而即使是什么样的无位置传感器方式，也都能够实现驱动电动机5并且能够降低输入电流的高次谐波成分的控制。

图17是表示从开环向闭环切换控制时的r轴、δ轴的电流指令值的图。

在电流指令生成单元26的积分器中，作为初始值被输入调节的轴的电流值。但是，在开环控制中，电动机5在过激励(過励磁)状态下动作，因此在从开环向闭环切换控制的时刻，作为磁通成分轴的r轴成为过剩电流。

例如，在电动机5是永磁电动机的情况下，通常能够通过使r轴电流为负来实现弱磁场动作。

因此，如图17所示，切换时将r轴的电流指令值设为0，并且保持电流的连续性，因此将δ轴的电流指令值设为开环时的电流标量值。

由此，流经电动机5的电流瞬时降低，能够瞬时完成向基于开环的无位置传感器控制的转移。

另外，也可以设r轴的电流指令值为0，设δ轴的电流指令值为例如开环时的电流标量值的75％的值。

这考虑了如下情况：当从电流的连续性来看时电流瞬时较大地变动，但是最初开环时的电流指令是0，因而进行开环控制的期间处于过激励状态。

由于是过激励状态，所以将r轴侧设为0，因此δ轴侧也降低电流指令使得激励状态多少缓和的一方，更能够抑制闭环下加速时的波动(ripple)。因此，如上所述，有效的措施是将δ轴的电流指令值设为开环时的电流标量值的75％的值。

如上所述，将从开环向闭环切换时的电流中的轴的调节值设定为电流指令的初始值时，关注电动机5在过激励状态下动作的点，并使电流指令值的初始值小于调节值来设定初始值，因此，能够圆滑快速地进行向闭环的转移、并且能够不产生速度波动地加速闭环的无位置传感器驱动。

此外，如式(1)所示，在电动机5是永磁电动机的情况下，产生所谓的相互干涉，如δ轴的值影响r轴的值、r轴的值影响δ轴的值。

当产生相互干涉时，控制变得不稳定，因此也可以构成为对电流控制单元22的输出进行补偿使得抑制这些相互干涉。附带地说，即使这样构成也不破坏本发明的效果。

如上所述，根据本实施方式3，控制单元10具有位置推定单元27，该位置推定单元27根据流经电动机5的电流和施加到电动机5上的电压，推定电动机5的旋转相位，坐标变换单元21在电动机5起动时，进行根据电动机5的相电流而进行坐标变换的开环动作，在电动机5达到规定的转速后，进行以由位置推定单元27所推定的相位进行坐标变换的闭环动作，因此，在无传感器控制困难的极低速旋转区域中进行开环控制，并在转速达到一定以上的阶段切换到闭环控制，从而能够进行平滑的控制动作。

另外，坐标变换单元21在以由位置推定单元27所推定的相位来开始坐标变换时，通过运算来求出将施加到电动机5上的电压进行坐标变换后的相位、和电动机5的旋转相位的差分值，利用该差分值校正开始坐标变换前的旋转坐标角度，因此，能够校正从开环向闭环切换控制时的值的不连续性，能够消除并用开环控制和闭环控制所引起的问题。

另外，在控制单元10、或者控制单元10所具有的各单元进行包括积分控制的控制运算的情况下，坐标变换单元21在以由位置推定单元27所推定的相位开始坐标变换时，实施通过基于前述差分值的旋转矩阵而调节将施加到电动机5上的电压进行坐标变换后的电压或者电流的运算，使用该调节后的电压或者电流，来初始化进行积分控制的运算器，因此，在从开环向闭环切换控制时，能够避免积分控制被破坏的危险，能够进行稳定的控制运算。

另外，当使用前述调节后的电流来初始化进行积分控制的运算器时，将电流指令值25中的与磁通轴相当的成分设定为0，将与转矩轴相当的成分设定为积分器初始化前的电流的标量值，因此，流经电动机5的电流瞬时降低，能够瞬时完成向闭环的无位置传感器的转移。

另外，通过将r轴的电流指令值设为0、将δ轴的电流指令值例如设为开环时的电流标量值的75％的值，从而能够抑制闭环中的加速时的波动。

另外，控制单元10进行控制使得将电动机5的轴彼此的干涉成分补偿到电流控制单元22的输出中，因此能够抑制相互干涉的产生，增加控制的稳定性。

实施方式4.

关于与本发明的实施方式4有关的压缩机，使用实施方式1～3所示的电动机的驱动装置来驱动电动机，并使用该电动机来驱动压缩机。

由此，在例如将与本实施方式4有关的压缩机使用在空调机中的情况下，通过使平滑电容器4小容量化或者不设置平滑电容器4本身，从而能够使装置整体小型化等，有助于节省空间、低成本化等。

另外，能够降低输入电流的高次谐波成分，因此在想设置空调机的场所中设有高次谐波电流规范的情况下，能够提供适合该规范的空调机。

此外，在构成以上的各实施方式1～4的电动机驱动装置的要素中，单词“单元”所表示的部分，实际上能够由与它们对应的装置、机器、电路、程序、或者程序和CPU等构成。

Claims (27)

1.一种电动机驱动装置，具备：

整流单元，将来自交流电源的交流电压整流为直流电压；

电力变换单元，将前述整流单元所输出的直流电压变换为交流电压而施加到电动机上；以及

控制单元，控制前述电力变换单元施加到电动机上的电压，

该电动机驱动装置的特征在于，

前述控制单元具有输出电压限制单元，该输出电压限制单元进行限制使得施加到电动机上的电压的标量值成为由前述整流单元输出的直流电压所规定的最大输出电压以下，

将前述输出电压限制单元的电压限制量反馈给前述控制单元。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元具有电流控制单元，该电流控制单元接受流过电动机的电流的指令值，根据该电流的指令值而输出施加到电动机上的电压的指令值，

前述输出电压限制单元从前述电流控制单元接受前述电压的指令值，计算出该电压的指令值的标量值，

当该标量值超过由前述整流单元输出的直流电压所规定的最大输出电压时，限制施加到电动机上的电压。

3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

设有检测流过电动机的相电流的相电流检测器，

前述电流控制单元根据前述电流的指令值和前述相电流检测器的输出，输出施加到电动机上的电压的指令值。

4.根据权利要求2或者3所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述电流控制单元具有积分器，

当输出前述电压的指令值时，使用前述积分器进行包括积分控制的控制运算，计算出该电压的指令值，

前述输出电压限制单元向前述电流控制单元反馈前述电压限制量，

前述电流控制单元从前述积分器的输出减去从前述输出电压限制单元收到反馈的前述电压限制量。

5.根据权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述输出电压限制单元只在前述电压的指令值的标量值大于由前述整流单元输出的直流电压所规定的最大输出电压的情况下，进行前述限制并且将电压限制量反馈给前述电流控制单元，

前述电流控制单元只在从前述输出电压限制单元接收到电压限制量的反馈的情况下，进行前述减法运算。

6.根据权利要求1至5中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述电流控制单元输出前述电压的指令值使得流过电动机的电流的波形变成与来自前述交流电源的交流电压的波形相似的形状。

7.根据权利要求6所述的电动机驱动装置，其特征在于，

设有检测前述交流电源的相位的电源相位检测单元，

前述控制单元根据前述电源相位检测单元检测出的前述交流电源的相位，生成与来自前述交流电源的交流电压的波形相似形状的正弦波形，

将该正弦波形乘以前述电流的指令值，并输出到前述电流控制单元。

8.根据权利要求3至7中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元具有坐标变换单元，该坐标变换单元将前述相电流检测器检测出的电动机的相电流变换为正交2轴坐标系，

前述坐标变换单元将坐标变换后的电流值输出到前述电流控制单元，

前述电流控制单元根据坐标变换后的前述电流的指令值和前述坐标变换单元的输出，输出前述电压的指令值。

9.根据权利要求8所述的电动机驱动装置，其特征在于，

当输出前述电压的指令值时，前述电流控制单元输出坐标变换后的2坐标轴双方的指令值，

前述输出电压限制单元根据该电压的指令值，限制施加到电动机上的电压。

10.根据权利要求1至9中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元计算出前述电流的指令值使得电动机的总磁通量保持恒定。

11.根据权利要求10所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元具有电流指令生成单元，该电流指令生成单元接受电动机的磁通的指令值，计算出前述电流的指令值使得电动机的总磁通量保持恒定，

前述电流指令生成单元根据电动机的相电阻和电动机的相电流，计算出由前述相电阻引起的电压下降量，

根据施加到电动机的电压和前述电压下降量的差分，计算出前述总磁通量。

12.根据权利要求10或者11所述的电动机驱动装置，其特征在于，

随着电动机的转速变成高速，降低前述电动机的磁通的指令值。

13.根据权利要求12所述的电动机驱动装置，其特征在于，

对前述电动机的磁通的指令值设置了规定的下限值。

14.根据权利要求11至13中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

当前述电流指令生成单元计算前述电流的指令值时，在与前述交流电源的零交叉点相当的相位中具有规定的偏置。

15.根据权利要求14所述的电动机驱动装置，其特征在于，

当前述电流指令生成单元计算前述电流的指令值时，运算校正前述电流的指令值，使得前述电流的指令值的振幅以规定的比例减少，并且以规定的值偏置，在与前述交流电源的峰值点相当的相位中变成与偏置前相同的指令值。

16.根据权利要求1至15中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元将前述交流电源的相位的检测值或者电动机的旋转相位的检测值，前移补偿与前述控制单元的采样周期的2分之1相当的相位角度。

17.根据权利要求8至16中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元具有位置推定单元，该位置推定单元从流过电动机的电流和施加到电动机上的电压推定电动机的旋转相位。

18.根据权利要求17所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述坐标变换单元在电动机的起动时，根据电动机的相电流进行坐标变换，

在电动机达到规定的转速后，以由前述位置推定单元所推定的相位进行坐标变换。

19.根据权利要求18所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述坐标变换单元在以由前述位置推定单元所推定的相位开始坐标变换时，

通过运算而求出对施加到电动机上的电压进行坐标变换后的相位和电动机的旋转相位的差分值，

以该差分值来校正开始坐标变换前的旋转坐标角度。

20.根据权利要求19所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在前述控制单元或者前述控制单元所具有的前述各单元进行包括积分控制的控制运算的情况下，

当前述坐标变换单元以由前述位置推定单元所推定的相位开始坐标变换时，

实施利用基于前述差分值的旋转矩阵来调节对施加到电动机上的电压进行坐标变换后的电压或者电流的运算，

使用该调节后的电压或者电流，初始化进行积分控制的运算器。

21.根据权利要求20所述的电动机驱动装置，其特征在于，

当使用前述调节后的电流来初始化进行积分控制的运算器时，

将前述电流的指令值中的与磁通轴相当的成分设定为0，

将与转矩轴相当的成分设定为前述积分器初始化前的电流的标量值。

22.根据权利要求1至21中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

前述控制单元进行控制使得对前述电流控制单元的输出补偿电动机轴之间的干涉成分。

23.根据权利要求1至22中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，控制满足下述式(1)的电动机，

Φ≤20×(Lq-Ld)...(1)

Φ：电动机的感应电压常数；

Lq：d轴电感；

Lq：q轴电感。

24.根据权利要求1至23中的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在前述整流单元的输出侧连接对由前述整流单元整流后的电压进行平滑化的电容器，

将前述电容器的容量小容量化到产生以前述交流电源的频率的2倍频率较大地脉动的电源波动的程度。

25.根据权利要求24所述的电动机驱动装置，其特征在于，

在前述电容器和前述交流电源之间设置了线圈。

26.根据权利要求25所述的电动机驱动装置，其特征在于，

构成为前述电容器和前述线圈引起的共振频率为前述交流电源的频率的41倍以上。

27.一种压缩机驱动装置，其特征在于，具备：

权利要求1至26中的任一项所述的电动机驱动装置；以及

由前述电动机驱动装置驱动的电动机，

由前述电动机驱动压缩机。

Images