CN101803172A - 电动机控制装置和驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电动机控制装置和驱动装置，其能够实时且自动地将三相电流传感器的电动机电流检测值修正为平衡值。分别由各电流传感器检测三相电动机的三相各自的电流，基于检测出的三相各电流的总和即三相总和(0°移相电流)的相位和振幅，计算出三相中的至少二相的相电流的修正量，以计算出的修正量修正相电流检测值，并使用于上述三相电动机的反馈控制的反馈电流值。更具体地说，根据三相总和即不平衡电流的相位和振幅，计算出不平衡电流的至少二相的成分，相应地修正三相各电流的对应相电流。三相总和的相位(φ)和振幅(A)是使三相总和移相至0°和90°的正交的二轴，基于二轴值而计算出的。

Description

电动机控制装置和驱动装置

技术领域

本发明涉及利用三相电流反馈控制来控制三相电动机的驱动的电动机控制装置，特别涉及分别由各电流传感器检测三相电动机的三相的各相电流并反馈至电动机控制的电动机控制装置。本发明的电动机控制装置例如能够使用于控制从逆变器向三相电动机供给的电力和其反方向的再生电力的电动机控制装置，以及，以三相电动机驱动车轮的电动车辆(EV)、和进而具有被发动机驱动并对电池充电的电动机的电动车辆(HEV)的驱动装置。

背景技术

在利用三相电流反馈控制来控制三相电动机的驱动的电动机控制中，在由于制造时的偏差或者信号电路的调整的偏差等，三相电流传感器中存在增益不平衡的情况下，会发生电动机电流脉动、电动机转矩脉动。为了防止该情况，进行电流传感器的校正(例如专利文献1、2)，或者在安全侧设置容限(margin)使得即使电流发生脉动也不会产生过电流。

在专利文献1中记载有，由电流传感器3检测三相电动机的二相U、W的电流iu、iw，分别由乘法器21、23乘以增益，基于此运算出剩余的V相的电流iv，得到三相的各相电流值，将它们作为反馈值通过矢量控制，经由PWM逆变器控制感应电动机的驱动的电路。反馈至矢量控制的上述三相的各相电流值的检测增益的修正，是在使切换开关33向修正电路侧闭路时进行的。即，通过该闭路修正电路将上述三相的各相电流值通过三相/二相变换而变换为d轴值和q轴值，抽出包含d轴电流的高谐波成分，调整W相的乘法器23的增益以使其绝对值最大，将调整值存储于存储元件32而结束修正，在进行下一次修正之前将乘法器23的增益维持为该调整后的值。

专利文献2记载有下述电梯控制装置，将接受逆变器4的供电而对电梯进行升降驱动的三相交流电动机的三相的各个电流由电流检测器10a、10b、10c进行检测，并变换为2轴值，对用于使它们为目标值的误差输出进行二相/三相变换，然后变换为PWM信号，驱动逆变器。电动机的各相电流的检测增益的修正是，将修正指令开关23切换至修正电路侧，并且，将转矩电流指令固定为规定值，而且，决定转子电角中一相为零、其它两相的和为零的60°、120°等特定的定时，在该定时调整二相的增益，使得三相检测电流的总和为0。

专利文献1：日本特开2003-259698号公报

专利文献2：日本特开2005-162462号公报

在专利文献1和2的任一个中，均利用切换开关启动增益调整，而且，均需要将调整增益更新存储于存储元件并进行保持，因此，增益调整需要耗费时间，并且需要进行增益调整的管理。在从之前的增益调整到之后的增益调整的期间中增益是固定的，因此，由于该期间的过程中的电动机的运转状态的变化所引起的电动机电流的较大变动，或者电流传感器的温度变化所引起的电路特性的偏移等，增益可能变得不合适。

发明内容

本发明的目的在于实时(real-time)且自动地将三相电流传感器的电动机电流检测值修正为平衡值。

在本发明中，分别由各电流传感器检测三相电动机的三相各自的电流，基于检测出的三相各电流的总和即三相总和(0°移相电流)的相位和振幅，计算出三相中的至少二相的相电流的修正量，以计算出的修正量修正相电流检测值，并使用于上述三相电动机的反馈控制的反馈电流值。更具体地说，根据三相总和即不平衡电流的相位和振幅，计算出不平衡电流的至少二相的成分，相应地修正三相各电流的对应相电流。实施此过程的本发明的第一方式的电动机驱动控制装置，记载于下述(1)中。

(1)一种电动机控制装置，其包括：

供电单元(18～29)，其向三相电动机供电；

三相电流传感器(14～16)，其分别检测上述三相电动机的三相各自的相电流；

加法运算单元(44)，其使该三相电流传感器检测出的三相各自的相电流(iu、iv、iw)相加，计算出三相总和(isum)；以及

检测电流修正单元(31a/31b/31c/31d)，其基于该三相总和的相位(φ)和振幅(A)，计算三相中至少二相的相电流的修正量(Δiu、Δiv、Δiw)，以计算出的修正量修正相电流检测值，以及

电动机控制单元(30)，其通过基于由该检测电流修正单元修正后的三相电流和目标电流的反馈控制，控制上述供电单元(18～29)向上述三相电动机(10)的供电。

其中，为了容易理解，在括号内标注了在附图中表示并且与后述的实施例的要素或事项对应或相当的符号作为例示，以进行参考。以下也是同样的。

由此，能够实时且自动地修正三相电流传感器的电动机电流检测值，能够实现稳定且正确的电动机驱动控制。

(2)上述(1)所述的电动机控制装置，其中，上述检测电流修正单元(31a/31b/31c/31d)具有使上述三相总和移相至不同的二轴的移相单元(45、46)，基于由该移相单元移相后的三相总和，计算出上述三相总和的移相(φ)和振幅(A)。

(3)上述(2)所述的电动机控制装置，其中，上述移相单元(45、46)向0°和90°的正交的二轴移相。

(4)上述(1)～(3)中任一项所述的电动机控制装置，其中，上述检测电流修正单元(31a/31b/31c)使用上述相位和振幅，计算出三相内的二相的修正量，以各修正量来修正对应的相电流检测值，上述电动机控制单元(30)基于修正后的二相的电流和另一相的相电流的检测值进行反馈控制。

(5)上述(1)～(3)中任一项所述的电动机控制装置，其中，上述检测电流修正单元(31d)使用上述相位和振幅，计算出三相的修正量，以各修正量来修正对应的相电流检测值，上述电动机控制单元(30)基于修正后的三相的电流进行反馈控制。

(6)上述(1)～(5)中任一项所述的电动机控制装置(图1)，其中，上述供电单元(18～29)包括直流电源(18～26)、和控制上述三相电动机(10)与上述直流电源之间的电力的交换的逆变器(28)，

上述电动机控制单元(30)将由上述检测电流修正单元修正后的三相电流变换为二轴电流(id、iq)，基于该二轴电流和二轴目标电流生成逆变器驱动信号(MU、MV、MW)，控制上述逆变器，其中，该二轴目标电流基于上述三相电动机的目标转矩和旋转速度，用于使该三相电动机的输出转矩成为上述目标转矩。

(7)上述(1)～(6)中任一项所述的电动机控制装置(图1～4，图6)，其中，上述检测电流修正单元(31a/31b/31c/31d/31e)是数字数据处理单元，其对于将三相电流传感器的模拟检测信号A/D变换后的三相电流数据，通过进行数字数据处理而进行上述修正，上述电动机控制单元(30)将三相电流传感器的模拟检测信号A/D变换为三相电流数据，并施加于上述数字数据处理单元，将该数字数据处理单元修正后的三相电流数据变换为上述二轴电流(id、iq)。

(8)上述(1)～(6)中任一项所述的电动机控制装置(图5)，其中，上述检测电流修正单元(31a/31b/31c/31d/31e)是检测电流修正电路，其对三相电流传感器的模拟检测信号通过模拟处理电路进行上述修正，上述电动机控制单元(30)对上述检测电流修正电路修正后的模拟检测信号进行A/D变换并读入。

(9)一种驱动装置(图1、图5)，其包括：上述(1)～(8)中任一项所述的电动机控制装置；以及被该电动机控制装置的上述逆变器供电的上述电动机，其为驱动车轮的电动机(10)。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施例的结构的概要的框图；

图2是表示图1所示的电动机控制装置30的功能结构的概要的框图；

图3(a)是表示图2所示的检测电流修正31a的功能结构的框图；

图3(b)是表示检测电流修正的其它方式的功能结构的框图；

图3(c)是表示检测电流修正的其它方式的功能结构的框图；

图3(d)是表示检测电流修正的其它方式的功能结构的框图；

图4是表示图2所示的微机MPU的电动机控制的概要的流程图；

图5是表示本发明的第二实施例的结构的概要的框图；以及

图6是表示在由三相电流传感器分别检测三相的各相电动机电流的情况下的三相检测电流iU、iV、iW的不平衡和这些三相检测电流的总和isum的波动的图表。

符号说明

10电动机；11～13三相定子线圈；14～16电流传感器；17解算器；18车辆上的电池；19初级侧电容器；21电抗器(reactor)；22升压开关元件；23降压开关元件；24、25二极管；26次级侧电容器；27次级电压传感器；61电抗器；Vuc次级电压

具体实施方式

本发明的其它目的和特征能够根据参照附图的以下的实施例的说明而明确。

实施例1

-第一实施例-

图1表示本发明的第一实施例的概要。作为控制对象电动机的电动机10，在该实施例中，是安装于车辆中的用于使车轮旋转驱动的永磁体型同步电动机，在转子中内置有永磁体，定子有U相、V相和W相的三相线圈11～13。电压型逆变器28将车辆上的电池18的电力供给至电动机10。用于检测转子的磁极位置的解算器17的转子与电动机10的转子连接。解算器17产生表示其转子的旋转角的模拟电压(旋转角信号)SGθ，并施加于电动机控制装置30。

在作为车辆上的蓄电池的电池18上，在车辆上的电气安装部的电源导通时，连接有初级侧电容器19，与电池18一同构成初级侧直流电源。在初级侧直流电源的正极(+线)上连接有转换器20的电抗器21的一端。

在转换器20中，进而还具有：使该电抗器21的另一端与初级侧直流电源的负极(-线)之间导通、断开的升压开关元件22，使次级侧电容器26的正极与上述另一端之间导通、断开的降压开关23，和与各开关元件22、23并联连接的各二极管24、25。二极管24的阳极与电抗器21的上述另一端连接，阴极与次级侧电容器26的正极连接。二极管25的阳极与次级侧电容器26的正极连接，阴极与电抗器21的上述另一端连接。作为开关元件22、23，在本实施例中，均使用IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor)。

当使升压开关元件22导通(ON)时，电流从初级侧直流电源(18、19)通过电抗器21流向开关元件22，由此电抗器21蓄电，当开关元件22切换为断开(非导通，OFF)时，电抗器21通过二极管25向次级侧电容器26进行高压放电。即，感应比初级侧直流电源的电压高的电压，并对次级侧电容器26进行充电。通过反复进行开关元件22的导通、断开，继续进行次级侧电容器26的高压充电。即，以高电压对次级侧电容器26充电。当以一定周期重复该导通、断开时，与导通期间的长度相对应地电抗器21积蓄的电力上升，因此通过调整该一定周期中的导通时间(导通占空比，相对于该一定周期的导通时间比)，即通过PWM控制，能够调整从初级侧直流电源18、19经由转换器20向次级侧电容器26供电的速度(动力运行用的供电速度，转换器输出电压)。

当使降压开关元件23导通(ON)时，次级侧电容器26的积蓄电力通过开关元件23和电抗器21，施加给初级侧直流电源18、22(反向供电，再生)。在该情况下，通过调整一定周期中的开关元件23的导通时间，即，通过PWM控制，能够调整从次级侧电容器26经由转换器20反向供电至初级侧直流电源18、22的速度(再生用的供电速度，转换器输出电压)

电压型逆变器28具有6个开关晶体管Tr1～Tr6，利用驱动电路29m并行产生的6串的驱动信号的各串对晶体管Tr1～Tr6进行导通(ON)驱动，将次级侧电容器26的直流电压(转换器20的输出电压即次级电压Vuc)转换为3串的相位差为2π/3的交流电压，即三相交流电压，并施加于电动机10的三相(U相、V相、W相)的定子线圈11～13的各个上。由此在电动机10的定子线圈11～13的各个上流动各相电流iu、iv、iw，电动机10的转子旋转。6个开关晶体管Tr1～Tr6均为IGBT。

为了提高利用PWM脉冲的对晶体管Tr1～Tr6的导通/断开驱动(开关)的电力供给能力并抑制电压浪涌。在作为逆变器28的输入线的转换器20的次级侧输出线，连接有大容量的次级侧电容器26。与此相对，构成初级侧直流电源的初级侧电容器19为小型且低成本的小容量电容器，因此，初级侧电容器19的电容相比于次级侧电容器26的电容相当小。电压传感器27检测转换器20的次级电压Vuc并施加于电动机控制装置30。在与电动机10的定子线圈11～13连接的供电线上，安装有使用霍尔IC的电流传感器14～16，分别检测各相电流iu、iv、iw并产生电流检测信号(模拟电压)，施加于电动机控制装置30。

图2表示电动机控制装置30的功能结构。在本实施例中，电动机控制装置30是以微型计算机(以下称为微机)MPU为主体的电子控制装置，在微机MPU与驱动电路29m、电流传感器14～16、解算器17和次级电压传感器27之间，包括未图示的接口(信号处理电路)，而且，在微机与上述车辆上的未图示的车辆行驶控制系统的主控制器之间，也包括未图示的接口(通信电路)。

参照图2可知，基于解算器17赋予的旋转角信号SGθ，电动机控制装置30内的微机计算出电动机10的转子的旋转角度(磁极位置)θ和旋转速度(角速度)ω。

另外，正确地说，虽然电动机10的转子的旋转角度与磁极位置并非相同，但两者存在比例关系，比例系数由电动机10的磁极数p决定。此外，虽然旋转速度和角速度并非相同，但两者也存在比例关系，比例系数由电动机10的磁极数p决定。在本说明书中，旋转角度θ意味着磁极位置。旋转速度ω意味着角速度，但有时也意味着旋转速度。

未图示的车辆行驶控制系统的主控制器将电动机目标转矩TM＊施加于电动机控制装置30的微机MPU。另外，该主控制器基于上述车辆的车速和加速器开度计算车辆要求转矩TO＊，与该车辆要求转矩TO＊对应地产生电动机目标转矩TM＊，并施加于微机MPU。微机MPU将电动机10的旋转速度ωrpm输出至主控制器。

电动机控制装置30的微机MPU，利用转矩指令限制34，从限制转矩表(查找表)中读出与次级目标电压Vuc＊和旋转速度ω对应的限制转矩TM＊max，当目标转矩TM＊超过TM＊max时，将TM＊max定于目标转矩T＊。在为TM＊max以下时，将电动机目标转矩TM＊定于目标转矩T＊。施加这样的限制而生成的电动机目标转矩T＊被施加于次级目标电压运算41和输出运算35。

另外，限制转矩表是以次级目标电压Vuc＊和旋转速度范围内的电压的各值作为地址，将在该各值下电动机10能够生成的最大转矩作为限制转矩TM＊max写入的存储器区域，在本实施例中意味着微机MPU内的未图示的RAM的一个存储器区域。限制转矩TM＊max，在次级目标电压Vuc＊越高时越大，在次级目标电压Vuc＊越低时越小。此外，在旋转速度ω越低时越大，在旋转速度ω越高时越小。

在上述微机MPU内，存在写入该限制转矩表的数据TM＊max的非易失性存储器，在对微机施加动作电压使微机自身和图1所示的电动机驱动系统初始化的过程中，从非易失性存储器读出并写入RAM。在微机中还存在多个其它同样的查找表，这在后面将进行叙述，它们与限制转矩表同样，也意味着被写入位于非易失性存储器的参照数据的RAM上的存储器区域。

电动机控制装置的微机MPU，在次级目标电压计算41中，基于目标转矩T＊和旋转速度ω判定是“动力运行”还是“再生”，如果是“动力运行”则从“动力运行”组内的分配给目标转矩T＊的次级目标电压表中读出分配给电动机10的旋转速度ω的次级目标电压Vuc＊，如果是“再生”，则从“再生”组内的分配给目标转矩T＊的次级目标电压表中读出分配给电动机10的旋转速度ω的次级目标电压Vuc＊。“动力运行”组的各次级目标电压表是存储有与旋转速度对应的动力运行用次级目标电压值的查找表。“再生”组的各次级目标电压表是存储有与旋转速度对应的再生用次级目标电压值的查找表。

微机MPU基于次级目标电压Vuc＊和现在的次级电压Vuc，通过反馈控制计算42，将用于使次级电压Vuc为次级目标电压Vuc＊的控制输出Pvc施加于PWM脉冲产生43。该脉冲产生43将控制信号Pvc变换为对转换器20的升压开关元件22进行导通、断开驱动的PWM脉冲Pvf和对降压开关元件23进行导通、断开驱动的PWM脉冲Pvr，输出至驱动电路29v(图1)。驱动电路29v基于PWM脉冲Pvf、Pvr使开关元件22、23导通、断开。由此，开关元件22、23被PWM脉冲导通、断开驱动，使得转换器20的次级电压Vuc成为目标值Vuc。另外，决定信号Pvf、Pvr的导通指示定时，使得开关元件22、23的导通期间不会重叠，在开关元件22、23的导通之间，设定有两者均断开的停滞时间。

电动机控制装置30的微机，在“输出运算”35中，进行利用公知的d-q轴模型上的矢量控制运算的反馈控制，该d-q轴模型的d轴采用电动机10的转子的磁极对的方向，q轴采用与该d轴成直角的方向。该微机对电流传感器14～16的电流检测信号iu、iv、iw进行数字变换并读入，在“检测电流修正31a”中修正检测电流iu、iv、iw的不平衡部分。该内容在后面参照图3进行叙述。在“电流反馈运算”32中，使用作为公知的固定/旋转坐标变换的三相/二相变换，将修正后的三相电流iu”、iv”、iw”即平衡三相电流(检测值)变换为旋转坐标上的d轴和q轴的二相电流值id、iq(检测值，反馈值)。

作为一个查找表的第一高效率转矩曲线表A位于输出运算35，在该第一高效率转矩曲线表A中写入有与电动机速度ω和电动机目标转矩T＊对应的在各电动机速度下用于产生各目标转矩T＊的各d轴电流值id。

与d轴电流id和q轴电流iq的各值对应地决定电动机的输出转矩，但是，对于一个旋转速度值，即在同一电动机旋转速度下，用于输出同一转矩的id、iq的组合有无数个，且位于定转矩曲线上。在定转矩曲线上，存在电力使用效率最高(最低电力消耗)的id、iq的组合，这是高效率转矩点。连接多个转矩曲线上的高效率转矩点的曲线是高效率转矩曲线，相对于各旋转速度而存在。将相对于电动机的旋转速度的高效率转矩曲线上的被施加的电动机目标转矩T＊的位置的d轴电流id和q轴电流iq作为目标电流值进行电动机10的驱动，电动机10输出目标转矩T＊，而且电动机驱动的电力使用效率高。

在本实施例中，基于高转矩曲线计算d-q坐标上的与目标转矩对应的d轴目标电流id＊和q轴目标电流iq＊，基于此计算出各轴目标电压Vd＊、Vq＊，然后将这些目标电压变换为三相的各相控制电压，但是，高转矩曲线中“动力运行”的和“再生”的是非对称(对于绝对值相同的目标转矩，id＊、iq＊的值不同)的，因此，假设将相对于各目标转矩的一个次级目标电压特性在“动力运行”用和“再生”用中共用，则转矩控制精度下降。于是，在本实施例中，将相对于绝对值相同的目标转矩的次级目标电压特性分为“动力运行”用和“再生”用两种。

在本实施例中，将高效率转矩曲线分为表示d轴的值的第一高效率转矩曲线A和表示q轴的值的第二高效率转矩曲线B这两个系统，而且，第一高效率转矩曲线A是应用于动力运行区域的曲线和应用于再生区域的曲线成对的曲线，均表示相对于电动机旋转速度和目标转矩的d轴目标电流。

第一高效率转矩曲线表A是写入有相对于目标转矩T＊的用于以最低电力消耗产生目标转矩的d轴目标电流的存储器区域，由组合有动力运行用动力运行表A1和再生用的再生表A2的一对曲线构成。基于电动机的旋转速度ω和施加的目标转矩T＊，判定是动力运行还是再生，依据判定结果决定使用动力运行用和再生用中的哪一个表。

但是，随着电动机10的旋转速度ω的上升，定子线圈11～13所产生的反电动势上升，线圈11～13的端子电压上升。随之，从逆变器28向线圈11～13的目标电流的供给变得困难，不能够得到作为目标的转矩输出。此时，在施加的电动机目标转矩T＊的定转矩曲线上，沿着曲线使d轴电流id和q轴电流iq下降Δid、Δiq的量，由此，电力使用效率下降，但能够输出目标转矩T＊。这被称为弱磁控制。d轴弱磁电流Δid通过磁场调整量运算(field adjustment amount calculation)36而生成，以计算d轴电流指令。其内容在后面说明。

微机MPA，在“输出运算”35中的d轴电流指令的计算中，从d轴电流值id减去d轴弱磁电流Δid，以id＊＝-id-Δid而计算出d轴目标电流id＊，该d轴电流值id是与根据转矩指令限制决定的目标转矩T＊对应地从第一高效率转矩曲线表A读出的。

在q轴电流指令的计算中，使用位于输出运算35的第二高效率转矩曲线表B。第二高效率转矩曲线表B是，将高效率转矩曲线的、表示q轴的值的第二高效率转矩曲线B，进一步修正成表示减去与d轴弱磁电流Δid成对的q轴弱磁电流Δiq而得的q轴目标电流的曲线，存储修正后的第二高效率转矩区域B的数据。第二高效率转矩曲线表B是写入有下述内容的存储器区域：相对于目标转矩T＊和d轴弱磁电流Δid的、用于在最低电力消耗下产生目标转矩的d轴目标电流，即修正后的第二高效率转矩曲线B的目标电流值，该第二高效率转矩曲线表B也由组合有动力运行用的动力运行表B1和再生用的再生表B2的一对曲线构成。基于电动机的旋转速度ω和目标转矩T＊，判定是动力运行还是再生，根据判定结果决定使用动力运行用和再生用中的哪一个。然后，在q轴电流指令的计算中，将相对于目标转矩T＊和d轴弱磁电流Δid的q轴目标电流iq＊，从第二高效率转矩曲线表B读出，作为q轴电流指令。

电动机控制装置30的微机，通过输出运算35，计算出d轴目标电流id＊与d轴电流id(检测值)的电流偏差δid，和q轴目标电流iq＊与q轴电流iq(检测值)的电流偏差δiq，基于各电流偏差δid、δiq，进行比例控制和积分控制(反馈控制的PI运算)，计算出作为输出电压的d轴电压指令值vd＊和q轴电压指令值vq＊。

接着，通过作为旋转/固定坐标变换的二相/三相变换37，将旋转坐标上的目标电压vd＊和vq＊依据二相/三相变换，变换为固定坐标上的各相目标电压VU＊、VV＊、VW＊。它们在电压控制模式即调整模式为三相调制时，通过调制39发送至PWM脉冲产生40。在电压控制模式为二相调制时，由调制39的二相调制变换将三相调制模式的各相目标电压VU＊、VV＊、VW＊变换为二相调制的电压，并发送至PWM脉冲产生40。在调制模式为对全相通以矩形波的1pulse模式时，由调制39的1pulse变换，将三相调制模式的各相目标电压VU＊、VV＊、VW＊变换为使各相矩形波通电的目标电压，并施加于PWM脉冲产生40。

PWM脉冲产生40，当被施加三相目标电压VU＊、VV＊、VW＊时，将其变换成用于输出它们各值的电压的PWM脉冲MU、MV、MW，输出至图1所示的驱动电路29m。驱动电路29m基于PWM脉冲MU、MV、MW并行产生6串驱动信号，以各串的驱动信号对电压型逆变器28的晶体管Tr1～Tr6的各个进行导通/断开。由此，对电动机10的定子线圈11～13的各个施加VU＊、VV＊、和VW＊，流过相电流iu、iv、iw。当被施加二相调制模式的各相目标电压时，PWM脉冲产生40中的二相产生PWM脉冲，剩余的一相为导通或断开(定电压输出)信号，依次切换该导通或断开的相。当施加1pulse调制模式的各相目标电压时，输出使各相矩形波通电的通电区间信号。

弱磁电流运算36，计算出作为用于弱磁控制的参数的电压饱和指标m。即，基于d轴电压指令值vd＊和q轴电压指令值vq＊，计算电压饱和算出值ΔV，作为表示电压饱和的程度的值，并计算出磁场调整量。在该磁场调整量的计算中，对ΔV进行累加，在累加值∑ΔV采用正值的情况下，在累加值∑ΔV上乘以比例常数，计算出用于进行弱磁控制的d轴弱磁电流Δid，设定为正值，在电压饱和算出值ΔV或累加值∑ΔV采用零以下的值的情况下，使上述调整值Δid和累加值∑ΔV为零。d轴弱磁电流(调整值)Δid在d轴电流指令的计算和q轴电流指令的计算中使用。

[二相/三相变换]37，在二相/三相变换的过程中计算电动机目标电压Vm＊。根据该电动机目标电压Vm＊和次级侧电容器26的电压Vuc(电压传感器27的电压检测值)，调制控制38计算调制比Mi＝Vm＊/Vuc＊，基于电动机10的目标转矩T＊、旋转速度ω和调制比Mi，决定调制模式。根据决定的调制模式，向调制39指示该调制模式的各相目标电压的输出。

图3(a)表示图2所示的“检测电流的修正”31a的处理功能。电流传感器14～16检测出的U相电流检测值iu、V相电流检测值iv和W相电流检测值iw由加法计算44被相加。相加的总和即合成电流或者不平衡电流isum是isum＝iu+iv+iw。如果电流传感器14～16的增益平衡，则isum ＝0，但如果不平衡，则如图6所示，三相电流检测值iu、iv、iw的峰值水平不同，由此合成电流isum以三相交流周期振动。另外，在以下叙述中，包括平衡的情况，将总和isum＝iu+iv+iw称为不平衡电流。90°移相45使不平衡电流isum移相90°。由此，得到不平衡电流isum和与其正交的90°移相电流，即正交2轴电流。基于该正交2轴电流，能够计算出作为0°移相的不平衡电流isum的移相φ和振幅A，但是，相对于isum，90°移相运算值与该运算所需的时间(延迟时间)相对应地产生偏移。在该延迟时间已知且可以认为实质上一定的情况下，使isum延迟该延迟时间的量，与90°移相运算值成对，能够计算出不平衡电流isum的移相φ和振幅A。但是，在本实施例中，为了使isum延迟90°移相运算所需要的时间，也使用0°移相46，由此，使isum延迟90°移相运算所需要的时间，与90°移相电流一同，输入相位、振幅运算47，计算出isum的相位φ和振幅A。然后，通过修正量计算48a，使用相位φ和振幅A，使W相修正量Δiw＝0(以W相为基准)，计算出U相修正量Δiu和V相修正量Δiv，通过减法计算49、50，与Δiu、Δiv相对应地，修正U相电流检测值iu、V相电流检测值iv，输出至电流反馈32。W相电流检测值iw直接施加于电流反馈32。这样修正后的电流检测值iu”、iv”、iw”是平衡的三相电流。

另外，如图3(b)所示，存在使V相修正量Δiv＝0(以V相为基准)，计算出U相修正量Δiu和W相修正量Δiw，通过减法计算49、50，与Δiu、Δiw相对应地，修正U相电流检测值iu、W相电流检测值iw，输出至电流反馈32，V相电流检测值iv直接施加于电流反馈32的方式。此外，如图3(c)所示，存在使U相修正量Δiu＝0(以U相为基准)，计算出V相修正量Δiv和W相修正量Δiw，通过减法计算50、51，与Δiv、Δiw相对应地，修正V相电流检测值iv、W相电流检测值iw，输出至电流反馈32，U相电流检测值iu直接施加于电流反馈32的方式。进一步，如图3(d)所示，存在对U相修正量Δiu、V相修正量Δiv和W相修正量Δiw的任意一个施加作为修正量的特定量，计算剩余两相的修正量，使得该剩余两相的修正量与该特定值相加的和为零，通过减法计算49、50、51，与这些三相的修正量Δiu、Δiv、Δiw相对应地修正U相、V相、W相电流检测值iu、iv、iw，并施加于电流反馈32的方式。

此处，参照后述“数学式1”和“数学式2”所示的(1)～(20)式，详细解说图3(a)～(d)所示的检测电流修正31a～31d的不平衡修正的内容。

当在三相电流传感器14～16间的增益存在不平衡时，三相电流传感器14～16的检测电流iu、iv、iw能够由(1)式表示。如果将这些检测电流用于“输出运算”35中的矢量控制(中的反馈控制运算)，则因为在“输出运算”35中以使得在各相中流动相同振幅的电流的方式进行反馈控制运算，所以在电动机10的三相线圈中流动的电流中产生不平衡电流。这不仅是引起电动机转矩波动的一个原因，而且使得电动机的电力损失变大。

在不存在不平衡的情况下，三相电流传感器14～16的检测电流iu、iv、iw的总和isum如(2)式所示为0，但在存在不平衡的情况下，该总和isum是与三相电流为相同频率的单相正弦波，能够由(3)式表示。只要能够计算出电流传感器14～16的增益的不平衡引起的电流值的不平衡成分Δiu、Δiv、Δiw，则从各相电流检测值减去该部分以进行修正，能够得到平衡后的三相电流检测值iu”、iv”、iw”。但是，因为

Isum＝Δiu+Δiv+Δiw，所以使一相成分(例如Δiw)为0或者特定值，并计算其它的二相成分即可。

只要已知三相检测电流的总和isum的相位φ和振幅A，则使总和isum的一相成分(例如Δiw)为0或者特定值，能够计算出其它的二相成分。但是，因为从单相正弦波的瞬时值不能够求得相位φ和振幅A，所以利用90°移相45，由(4)式计算出isum的90°移相值即正交轴值isum sin。此外，利用0°移相46，由(5)式计算出具有与90°移相运算的延迟时间相同的延迟的0°移相值isum cos。使用90°移相值isum sin和0°移相值isum cos，由(6)式计算出相位φ。也存在由(7)式进行计算的方式。振幅A由(8)式或者(9)式计算出。图3(a)～(d)的“相位、振幅计算”47，基于(6)式计算相位φ，此外，基于(8)式计算振幅A。

[数学式1]

<检测电流>

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{iu}=(1+\mathrm{ku}){\mathrm{iu}}^{,}=(1+\mathrm{ku})i\cos \mathrm{\&theta;}\\ \mathrm{iv}=(1+\mathrm{kv}){\mathrm{iv}}^{,}=(1+\mathrm{kv})i\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ \mathrm{iw}=(1+\mathrm{kw}){\mathrm{iw}}^{,}=(1+\mathrm{kw})i\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}\right\}...\left(1\right)$

其中，iu’、iv’、iw’是三相电流的真值

iu’+iv’+iw’＝0                            …(2)

$\left.\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sum}}=\mathrm{iu}+\mathrm{iv}+\mathrm{iw}=\mathrm{kuiu}+\mathrm{kviv}+\mathrm{kwiw}\\ =1\{\mathrm{ku}\cos \mathrm{\&theta;}+\mathrm{kv}\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})+\mathrm{kw}\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\}\\ =A\cos (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})\end{array}\right\}...\left(3\right)$

其中，iu、iv、iw是三相电流的检测值，I是电流的振幅，θ是电流的相位，

ku、kv、kw是各相电流传感器的放大系数(增益)，

iu、iV、iw是三相电流的真值

isum是三相检测电流的总和，A是三相电流总和的振幅

φ是三相电流总和的相位

<三相检测电流的总和isum的相位φ和振幅A>

三相检测电流的总和isum的90°移相电流isum sin：

$i_{\mathrm{sum}\sin }=\frac{\mathrm{\&omega;s}}{s^2+\mathrm{\&zeta;\&omega;}+{\mathrm{\&omega;}}^2}\&equiv;A\sin (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})...\left(4\right)$

其中，s是拉普拉斯算子，ω是电流的频率，ζ是设计参数

与90°移相电流isum sin为相同延迟的0°移相电流isum cos：

$i_{\mathrm{sum}\cos }=\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2}{s^2+\mathrm{\&zeta;\&omega;}+{\mathrm{\&omega;}}^2}\&equiv;A\cos (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})...\left(5\right)$

$\mathrm{\&phi;}=\mathrm{arc}\tan \frac{i_{\mathrm{sum}\sin }}{i_{\mathrm{sum}\cos }}-\mathrm{\&theta;}...\left(6\right)$

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\&phi;}=\mathrm{arc}\tan \frac{i_{\mathrm{sum}\sin }\cos \mathrm{\&theta;}-i_{\mathrm{sum}\cos }\sin \mathrm{\&theta;}}{i_{\mathrm{sum}\cos }\cos \mathrm{\&theta;}-i_{\mathrm{sum}\sin }\sin \mathrm{\&theta;}}=\mathrm{arc}\tan \frac{i_{\mathrm{sum}\sin }{i}_{\mathrm{\&alpha;}}-i_{\mathrm{sum}\cos }{i}_{\mathrm{\&beta;}}}{i_{\mathrm{sum}\cos }{i}_{\mathrm{\&alpha;}}+i_{\mathrm{sum}\sin }{i}_{\mathrm{\&beta;}}}\\ i_{\mathrm{\&alpha;}}=\sqrt{\frac{2}{3}}(\mathrm{iu}-\frac{1}{2}\mathrm{iv}-\frac{1}{2}\mathrm{iw}),i_{\mathrm{\&beta;}}=\sqrt{\frac{2}{3}}(\frac{\sqrt{3}}{2}\mathrm{iv}-\frac{\sqrt{3}}{2}\mathrm{iw})\end{array}\right\}...\left(7\right)$

$A=\sqrt{(i_{\mathrm{sum}\sin }^2+i_{\mathrm{sum}\cos }^2)}...\left(8\right)$

A＝i_sum cos cos(θ+φ)+i_sum sin sin(θ+φ)      …(9)

在图3(a)所示的方式中，使W相的不平衡成分Δiw为0，计算U相和V相的不平衡成分Δiu、Δiv，并修正U相和V相的检测电流值iu、iv。在该情况下，Δiu+Δiv+Δiw＝isum cos＝Asin(θ+φ)，Δiw＝0，因此，如果使U相和V相的修正增益为ku’、kv’，则下述(10)式成立，基于此，如(11)式所示计算修正增益ku’、kv’，由(19)式计算出Δiu、Δiv，由(20)式将U相和V相的检测电流值iu、iv修正为iu”、iv”。具体地说，图3(a)的“相位、振幅计算”47和“修正量计算”48a，通过基于组合(6)式、(8)式、(11)式和(19)式而得的运算式的计算，根据90°移相值isum sin和0°移相值isum cos计算修正量Δiu、Δiv、Δiw，通过减法计算49、50，将三相检测电流iu、iv、iw修正为平衡相电流iu”、iv”、iw”(iw”＝iw)，作为三相电流检测值(反馈值)施加于“电流反馈”32，其中组合而得的运算式是将(6)式、(8)式的相位φ、振幅A计算式代入(11)式、将(11)式的增益计算式代入(19)式而得到的以90°移相值isum sin和0°移相值isum cos为输入，输出二相的修正量Δiu、Δiv、Δiw(＝0)的运算式。

在图3(b)所示的方式中，使V相的不平衡成分Δiv为0，计算U相和W相的不平衡成分Δiu、Δiw，并修正U相和W相的检测电流值iu、iw。在该情况下，Δiu+Δiv+Δiw＝isum cos＝Acos(θ+φ)，Δiv＝0，因此，如果使U相和w相的修正增益为ku’、kw’，则下述(12)式成立，基于此，如(13)式所示计算修正增益ku’、kw’，由(19)式计算出Δiu、Δiw，由(20)式将U相和W相的检测电流值iu、iw修正为iu”、iw”。在该方式中，也与上述同样，“相位、振幅计算”47和“修正量计算”48b，通过基于以90°移相值isum sin和0°移相值isum cos为输入，输出二相的修正量Δiu、Δiv(＝0)、Δiw的运算式的运算，根据90°移相值isum sin和0°移相值isum cos计算修正量Δiu、Δiv、Δiw，通过减法计算49、51，将三相检测电流iu、iv、iw修正为平衡相电流iu”、iv”、iw”(iv”＝iv)，作为三相电流检测值(反馈值)施加于“电流反馈”32。

在图3(c)所示的方式中，使U相的不平衡成分Δiu为0，计算V相和W相的不平衡成分Δiv、Δiw，并修正V相和W相的检测电流值iv、iw。在该情况下，Δiu+Δiv+Δiw＝isum cos＝Acos(θ+φ)，Δiu＝0，因此，如果使V相和w相的修正增益为kv’、kw’，则下述(14)式成立，基于此，如(15)式所示计算修正增益kv’、kw’，由(19)式计算出Δiu、Δiw，由(20)式将V相和W相的检测电流值iv、iw修正为iv”、iw”。在该方式中，也与上述同样，“相位、振幅计算”47和“修正量计算”48c，通过基于以90°移相值isum sin和0°移相值isumcos为输入，输出二相的修正量Δiu(＝0)、Δiv、Δiw的运算式的运算，根据90°移相值isum sin和0°移相值isum cos计算修正量Δiu、Δiv、Δiw，通过减法计算50、51，将三相检测电流iu、iv、iw修正为平衡相电流iu”、iv”、iw”(iu”＝iu)，作为三相电流检测值(反馈值)施加于“电流反馈”32。

在图3(d)所示的方式中，Δiu+Δiv+Δiw＝isum cos＝Acos(θ+φ)，因此，(16)式成立，由此，得到(17)式。在该情况下，未知数是各相的修正增益ku’、kv’、kw’，联立方式程的数量更多，因此存在无数解，但作为简单的一个解，采用(18)式。然后，由(19)式计算出Δiu、Δiv、Δiw，由(20)式将U相、V相和W相的检测电流值iu、iv、iw修正为iu”、iv”、iw”。在该方式中，也与上述同样，“相位、振幅计算”47和“修正量计算”48d，通过基于以90°移相值isum sin和0°移相值isum cos为输入，输出三相的修正量Δiu、Δiv、Δiw的运算式的运算，根据90°移相值isum sin和0°移相值isum cos计算修正量Δiu、Δiv、Δiw，通过减法计算49、50、51，将三相检测电流iu、iv、iw修正为平衡相电流iu”、iv”、iw”，作为三相电流检测值(反馈值)施加于“电流反馈”32。

[数学式2]

<平衡放大系数ku’、kv’、kw’的计算>

(A)

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{ku}}^{,}\cos \mathrm{\&theta;}+{\mathrm{kv}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=A\cos (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})\\ ({\mathrm{ku}}^{,}-\frac{1}{2}{\mathrm{kv}}^{,})\cos \mathrm{\&theta;}+\frac{\sqrt{3}}{2}{\mathrm{kv}}^{,}\sin \mathrm{\&theta;}=A\cos \mathrm{\&phi;}\cos \mathrm{\&theta;}-A\sin \mathrm{\&phi;}\sin \mathrm{\&theta;}\end{array}\right\}...\left(10\right)$

$\left.\begin{array}{c}\frac{\sqrt{3}}{2}{\mathrm{kv}}^{,}=-A\sin \mathrm{\&phi;},({\mathrm{ku}}^{,}-\frac{1}{2}{\mathrm{kv}}^{,})=A\cos \mathrm{\&phi;}\\ {\mathrm{kv}}^{,}=-A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin \mathrm{\&phi;},{\mathrm{ku}}^{,}=A\cos \mathrm{\&phi;}-A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin \mathrm{\&phi;}=A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-\mathrm{\&phi;})\end{array}\right\}...\left(11\right)$

(B)

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{ku}}^{,}\cos \mathrm{\&theta;}+{\mathrm{kw}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=A\cos (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})\\ ({\mathrm{ku}}^{,}-\frac{1}{2}{\mathrm{kw}}^{,})\cos \mathrm{\&theta;}+\frac{\sqrt{3}}{2}{\mathrm{kw}}^{,}\sin \mathrm{\&theta;}=A\cos \mathrm{\&phi;}\cos \mathrm{\&theta;}-A\sin \mathrm{\&phi;}\sin \mathrm{\&theta;}\end{array}\right\}...\left(12\right)$

$\left.\begin{array}{c}-\frac{\sqrt{3}}{2}{\mathrm{kw}}^{,}=-A\sin \mathrm{\&phi;},({\mathrm{ku}}^{,}-\frac{1}{2}{\mathrm{kw}}^{,})=A\cos \mathrm{\&phi;}\\ {\mathrm{kw}}^{,}=-A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin \mathrm{\&phi;},{\mathrm{ku}}^{,}=A\cos \mathrm{\&phi;}+A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin \mathrm{\&phi;}=A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}+\mathrm{\&phi;})\end{array}\right\}..\left(13\right)$

(C)

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{kv}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})+{\mathrm{kw}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=A\cos (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})\\ -\frac{1}{2}({\mathrm{kv}}^{,}+{\mathrm{kw}}^{,})\cos \mathrm{\&theta;}+\frac{\sqrt{3}}{2}({\mathrm{kv}}^{,}-{\mathrm{kw}}^{,})\sin \mathrm{\&theta;}-A\cos \mathrm{\&phi;}\cos \mathrm{\&theta;}-A\sin \mathrm{\&phi;}\sin \mathrm{\&theta;}\end{array}\right\}...\left(14\right)$

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{kv}}^{,}-{\mathrm{kw}}^{,}=-2A\cos \mathrm{\&phi;},{\mathrm{kv}}^{,}-{\mathrm{kw}}^{,}=-\frac{2}{\sqrt{3}}A\sin \mathrm{\&phi;}\\ {\mathrm{kv}}^{,}=-A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin (\mathrm{\&phi;}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}),{\mathrm{kw}}^{,}=-A\frac{2}{\sqrt{3}}\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-\mathrm{\&phi;})\end{array}\right\}...\left(15\right)$

(D)

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{ku}}^{,}\cos \mathrm{\&theta;}+{\mathrm{kv}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})+{\mathrm{kw}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})=A\cos (\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&phi;})\\ ({\mathrm{ku}}^{,}-\frac{1}{2}{\mathrm{kv}}^{,}\frac{1}{2}{\mathrm{kw}}^{,})\cos \mathrm{\&theta;}+\frac{\sqrt{3}}{2}({\mathrm{kv}}^{,}-{\mathrm{kw}}^{,})\sin \mathrm{\&theta;}=\\ A\cos \mathrm{\&phi;}\cos \mathrm{\&theta;}-A\sin \mathrm{\&phi;}\sin \mathrm{\&theta;}\end{array}\right\}...\left(10\right)$

${\mathrm{ku}}^{,}-\frac{1}{2}{\mathrm{kv}}^{,}\frac{1}{2}{\mathrm{kw}}^{,}=A\cos \mathrm{\&phi;},$ $\frac{\sqrt{3}}{2}({\mathrm{kv}}^{,}-{\mathrm{kw}}^{,})=A\sin \mathrm{\&phi;}...\left(17\right)$

${\mathrm{ku}}^{,}=\frac{2}{3}A\cos \mathrm{\&phi;},$ ${\mathrm{kv}}^{,}=\frac{2}{3}A\cos (\mathrm{\&phi;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}),$ ${\mathrm{kw}}^{,}=\frac{2}{3}A\cos (\mathrm{\&phi;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})...\left(18\right)$

<各相修正量Δiu、Δiv、Δiw的计算>

Δiu＝ku’cosθ， $\mathrm{\&Delta;iv}={\mathrm{kv}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}),$ $\mathrm{\&Delta;iw}={\mathrm{kw}}^{,}\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})...\left(19\right)$

<平衡各相电流I”u、i”v、i”w的计算>

i”u＝iu+Δiu，i”v＝iv+Δiv，i”w＝iw+Δiw    …(20)

在图2所示的微机MPU中，除了CPU之外，还具有用于记录数据、记录各种程序的RAM、ROM和闪存，将存储在ROM或闪存中的程序、参照数据和查找表写入RAM，基于该程序，进行图2中以双点划线框包围表示的输入处理、运算和输出处理。

图4中表示基于该程序，微机MPU(的CPU)执行的电动机驱动控制MDC的概要。当被施加动作电压时，微机MPU进行自身、PWM脉冲产生40、43和驱动电路29m的初始化，将驱动电动机10的逆变器28设定为停止待机状态。然后，等待来自未图示的车辆行驶控制系统的主控制器的电动机驱动开始指示。当被施加电动机驱动开始指示时，微机MPU通过“开始处理”(步骤1)，将电动机控制的初始值设定于内部寄存器，在“输入读入”(步骤2)中，读入输入信号或数据。即，通过数字变换读入主控制器赋予的第一目标转矩TM＊、电流传感器14～16检测出的各相电流值iu、iv、iw、和解算器17的旋转角信号SGθ。

另外，在以下的内容中，在括号内，省略步骤的用语，仅记载步骤编号。

接着，微机MPU，基于读入的旋转角信号SGθ(旋转角数据SGθ)，计算旋转角度θ和旋转速度ω(3)。将该功能，在图2上表示为角度、速度运算32。接着，微机MPU将读入的三相的电流检测信号iu、iv、iw修正为平衡三相电流值iu”、iv”、iw”(4)。将该功能在图2和图3上表示为“检测电流修正”31a。接着，微机MPU将平衡三相电流值iu”、iv”、iw”，通过三相/二相变换，变换为二相的d轴电流值id和q轴电流值(5)。将该功能在图2上表示为电流反馈32。接着，微机MPU计算用于进行d轴弱磁控制的d轴弱磁电流Δid(6)。将该功能在图2上表示为弱磁电流运算36。接着，微机MPU从限制转矩表读出与读入的电动机目标转矩TM＊、次级目标电压Vuc＊和计算出的旋转速度ω对应的限制转矩TM＊max，当读入的电动机目标转矩TM＊超过TM＊max时，将TM＊max设定为目标转矩T＊。在读入的电动机目标转矩TM＊为TM＊max以下时，将读入的电动机目标转矩TM＊设定为目标转矩T＊(7)。将该功能在图2上表示为转矩指令限制34。

接着，微机MPU，在“次级目标电压计算”(8)中，判定电动机10是“动力运行”式运转还是“再生”式运转，根据判定结果选择组，根据其中的与目标转矩T＊对应的次级目标电压表，读出分配给目前的旋转速度ω的次级目标电压Vuc＊。“次级目标电压计算”(8)的内容，与上述的图2所示的次级目标电压计算41的内容是同样的。

“输出运算”(9)的内容，与上述的图2所示的输出运算35的内容相同。将在该“输出运算”(9)计算出的d-q轴的电压目标值Vd＊、Vq＊变换为三相调制模式的各相目标电压VU＊、VV＊、VW＊(10)。也计算出此时的电动机目标电压Vm＊。在接着的“调制控制”(11)中，计算调制比Mi，基于调制比Mi、目标转矩T＊和旋转速度ω，决定调制模式。

作为为了决定调制模式而进行参照的参数，存在目标转矩T＊、旋转速度ω和调制比Mi。在微机MPU中，有与调制模式(三相调制、二相调制、1pulse)和调制比相对应的调制阈值表(查找表)，在各调制阈值表中存储有调制模式边界的阈值(目标转矩值和旋转速度值)。在“调制控制”(11)中，微机MPU选择与目前的调制模式(三相调制、二相调制或1pulse)和调制比Mi对应的调制阈值表，由此读出阈值，将目标转矩T＊和旋转速度与阈值相对比，决定接着应该采用的调制模式。

在接着的“输出更新”(12)中，将输出由调制控制(11)决定的调制模式的各相目标电压的PWM脉冲输出设定于PWM脉冲产生50。此外，将转换器驱动用的PWM脉冲Pvf、Pvr的输出设定于PWM脉冲产生43。接着，等待下一次的重复处理定时(13)，之后再次进行“输入读入”(2)。然后，进行上述的“输入读入”(2)以下的处理。在等待下一次的重复处理定时的过程中，当存在来自系统控制器的停止指示时，微机MPU在此停止用于电动机旋转驱动的输出(14、15)。

如上所述，将由电流传感器14～16检测出的三相电流值iu、iv、iw，通过图4上的“检测电流修正”(4)(图2上的检测电流修正31a)，修正为平衡三相电流值iu”、iv”、iw”，然后，将它们变换为二轴值id、iq，反馈于图4上的“输出运算”(9)(图2上的输出运算35)，通过与二轴目标值id＊、iq＊的反馈控制运算，产生二轴目标电压值Vd＊、Vq＊，将其通过图4上的三相变换(10)(图2上的二相/三相变换37)变换为三相目标电压VU＊、VV＊、VW＊，通过PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)对电动机10的三相线圈施加VU＊、VV＊、VW＊，因此，由三相电流传感器14～16的电流检测值的不平衡引起的电动机转矩的波动减少，而且电动机的电力损失减少。

实施例2

-第二实施例-

第一实施例的上述图4上的“检测电流修正”(4)(图2上的检测电流修正31a)是，微机MPU通过A/D变换，将由电流传感器14～16检测出的三相电流值iu、iv、iw变换为三相电流数据并读入，然后基于该三相电流数据，通过数字运算处理，计算平衡三相电流值iu”、iv”、iw”。但是，在第二实施例中，如图5所示，在电动机控制装置30之外，还具有作为模拟电路的检测电流修正电路31a。该检测电流修正电路31a将电流传感器14～16检测出的三相电流值iu、iv、iw(模拟)，通过模拟运算处理变换为平衡三相电流值iu”、iv”、iw”(模拟)。

图5所示的第二实施例的电动机控制装置30的功能是，除去图2的检测电流修正31a，除去图4的“检测电流修正”(4)，在“输入读入”(2)，对检测电流修正电路31a输出的平衡三相电流值iu”、iv”、iw”进行数字变换而读入。图5所示的检测电流修正电路31a的结构的概要与图3(a)所示的同样，但图5所示的检测电流修正电路31a内各框44～50均是以运算放大器(Operational Amplifier)和系数设定电阻为主体的模拟电路。

另外，在第二实施例中也存在以下方式：使检测电流修正电路为与图3(b)、(c)和(d)所示的检测电流修正31b、31c或31d的功能框结构(44～48)同样的结构，但是与图5所示的检测电流修正电路31a同样地使各功能框为模拟电路。

Claims (9)

1.一种电动机控制装置，其包括：

供电单元，其向三相电动机供电；

三相电流传感器，其分别检测所述三相电动机的三相各自的相电流；

加法运算单元，其使该三相电流传感器检测出的三相各自的相电流相加，计算出三相总和；以及

检测电流修正单元，其基于该三相总和的相位和振幅，计算三相中至少二相的相电流的修正量，以计算出的修正量修正相电流检测值，以及

电动机控制单元，其通过基于由该检测电流修正单元修正后的三相电流和目标电流的反馈控制，控制所述供电单元向所述三相电动机的供电。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其中，

所述检测电流修正单元具有使所述三相总和移相至不同的二轴的移相单元，基于由该移相单元移相后的三相总和，计算出所述三相总和的移相和振幅。

3.如权利要求2所述的电动机控制装置，其中，

所述移相单元向0°和90°的正交的二轴移相。

4.如权利要求1～3中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述检测电流修正单元使用所述相位和振幅，计算出三相内的二相的修正量，以各修正量来修正对应的相电流检测值，所述电动机控制单元基于修正后的二相的电流和另一相的相电流的检测值进行反馈控制。

5.如权利要求1～3中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述检测电流修正单元使用所述相位和振幅，计算出三相的修正量，以各修正量来修正对应的相电流检测值，所述电动机控制单元基于修正后的三相的电流进行反馈控制。

6.如权利要求1～5中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述供电单元包括直流电源、和控制所述三相电动机与所述直流电源之间的电力的交换的逆变器，

所述电动机控制单元将由所述检测电流修正单元修正后的三相电流变换为二轴电流，基于该二轴电流和二轴目标电流生成逆变器驱动信号，控制所述逆变器，其中，该二轴目标电流基于所述三相电动机的目标转矩和旋转速度，用于使该三相电动机的输出转矩成为所述目标转矩。

7.如权利要求1～6中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述检测电流修正单元是数字数据处理单元，其对于将三相电流传感器的模拟检测信号A/D变换后的三相电流数据，通过进行数字数据处理而进行所述修正，所述电动机控制单元将三相电流传感器的模拟检测信号A/D变换为三相电流数据，并施加于所述数字数据处理单元，将该数字数据处理单元修正后的三相电流数据变换为所述二轴电流。

8.如权利要求1～6中任一项所述的电动机控制装置，其中，

所述检测电流修正单元是检测电流修正电路，其对三相电流传感器的模拟检测信号通过模拟处理电路进行所述修正，所述电动机控制单元对所述检测电流修正电路修正后的模拟检测信号进行A/D变换并读入。

9.一种驱动装置，其包括：权利要求1～8中任一项所述的电动机控制装置；以及被该电动机控制装置的所述逆变器供电的所述电动机，其为驱动车轮的电动机。

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