WO2009096065A1 - 電動機制御装置および駆動装置 - Google Patents

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WO2009096065A1 PCT/JP2008/068201 JP2008068201W WO2009096065A1 WO 2009096065 A1 WO2009096065 A1 WO 2009096065A1 JP 2008068201 W JP2008068201 W JP 2008068201W WO 2009096065 A1 WO2009096065 A1 WO 2009096065A1
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Zhiqian Chen
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Aisin Aw Co., Ltd.
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    • H02P2205/01—Current loop, i.e. comparison of the motor current with a current reference

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor control device that controls driving of a three-phase motor by three-phase current feedback control, and in particular, detects each phase current of the three phases of the three-phase motor individually by each current sensor and feeds it back to the motor control.
  • the present invention relates to an electric motor control device.
  • the motor control device of the present invention includes, for example, a motor control device that controls electric power supplied from an inverter to a three-phase motor and regenerative power in the opposite direction, an electric vehicle (EV) that drives wheels with the three-phase motor, and Furthermore, it can be used for the drive apparatus of an electric vehicle (HEV) provided with the electric motor driven with an engine and charging a battery.
  • HEV electric vehicle
  • Patent Document 1 the currents iu and iw of the two-phase U and W of the three-phase motor are detected by the current sensor 3 and multiplied by the gains by the multipliers 21 and 23, respectively.
  • a circuit is described in which the current iv is calculated to obtain three-phase current values, and these are used as feedback values to control the drive of the induction motor via the PWM inverter by vector control. Correction of the detection gain of the three-phase current values fed back to vector control is performed when the changeover switch 33 is closed to the correction circuit side.
  • the correction circuit converts the current value of each phase of the three phases into a d-axis value and a q-axis value by three-phase / two-phase conversion by the closed circuit, and extracts a harmonic component included in the d-axis current.
  • the gain of the multiplier 23 for the W phase is adjusted so that the value is minimized, the adjustment value is stored in the storage element 32, the correction is completed, and the gain of the multiplier 23 is adjusted until the next correction is performed. To maintain.
  • Patent Document 2 the current of each of the three phases of a three-phase AC motor that receives power from the inverter 4 to drive the elevator up and down is detected by current detectors 10a, 10b, and 10c, converted into two-axis values, and these are converted into target values.
  • An elevator control device is described in which an error output is converted into a two-phase / three-phase and converted into a PWM signal to drive an inverter.
  • Correction of the detection gain of each phase current of the motor is performed by switching the correction command switch 23 to the correction circuit side, fixing the torque current command to a predetermined value, and further, the rotor electrical angle is zero for one phase and the other two A specific timing, such as 60 ° or 120 °, at which the sum of the phases becomes zero is determined, and the gain of the two phases is adjusted so that the sum of the three-phase detection currents becomes zero at this timing.
  • the object of the present invention is to automatically correct a motor current detection value of a three-phase current sensor to an equilibrium value in real time (real time).
  • the current of each of the three phases of the three-phase motor is individually detected by each current sensor, and based on the sum of the detected three-phase currents, that is, the phase and amplitude of the three-phase sum (0 ° phase-shift current).
  • a correction amount of the phase current of at least two phases of the three phases is calculated, and the phase current detection value is corrected with the calculated correction amount, and used as a feedback current value for feedback control of the three-phase motor. More specifically, at least two phase components of the unbalanced current are calculated from the sum of the three phases, that is, the phase and amplitude of the unbalanced current, and the corresponding phase current of each of the three phase currents is corrected accordingly.
  • the motor drive control device according to the first aspect of the present invention that implements this is the one described in (1) below.
  • a correction amount ( ⁇ iu, ⁇ iv, ⁇ iw) of at least two phases of the three phases is calculated, and the phase current is calculated with the calculated correction amount.
  • Detection current correction means (31a / 31b / 31c / 31d) for correcting the detection value; and Motor control means (30) for controlling power feeding to the three-phase motor (10) by the power feeding means (18-29) by feedback control based on the three-phase current corrected by the detected current correcting means and the target current; An electric motor control device.
  • the motor current detection value of the three-phase current sensor can be automatically corrected in real time, and stable and accurate motor drive control can be realized.
  • the detection current correction means (31a / 31b / 31c / 31d) includes transfer means (45, 46) for shifting the sum of the three phases to two different axes, and the phase shifted by the phase shift means 3
  • the motor control device according to (1) wherein a phase shift ( ⁇ ) and an amplitude (A) of the three-phase sum are calculated based on the phase sum.
  • phase-shifting means (45, 46) is phase-shifted to two axes perpendicular to each other at 0 ° and 90 °; the motor control device according to (2) above.
  • the detected current correction means (31a / 31b / 31c) calculates a correction amount for two of the three phases using the phase and amplitude, and a corresponding phase current detection value corresponding to each correction amount.
  • the motor control means (30) performs feedback control on the basis of the corrected two-phase current and the detected value of the other one-phase current; any of (1) to (3) above The motor control apparatus as described in any one.
  • the detected current correction means (31d) calculates a three-phase correction amount using the phase and amplitude, and corrects the corresponding phase current detection value by the amount of each correction;
  • the means (30) performs feedback control based on the corrected three-phase current; the motor control device according to any one of (1) to (3) above.
  • the power supply means (18-29) includes a DC power source (18-26) and an inverter (28) for controlling the exchange of power between the three-phase motor (10) and the DC power source.
  • the motor control means (30) converts the three-phase current corrected by the detected current correction means into a biaxial current (id, iq), the biaxial current, the target torque and the rotational speed of the three-phase motor. And generating an inverter drive signal (MU, MV, MW) based on the two-axis target current for setting the output torque of the three-phase motor to the target torque based on the control of the inverter;
  • the electric motor control device according to any one of (1) to (5) above (FIG. 1).
  • the detection current correction means (31a / 31b / 31c / 31d / 31e) corrects the correction by digital data processing on the three-phase current data obtained by A / D converting the analog detection signal of the three-phase current sensor.
  • the motor control means (30) performs A / D conversion of the analog detection signal of the three-phase current sensor into three-phase current data and provides the digital data processing means with the digital data processing means;
  • the three-phase current data corrected by the processing means is converted into the biaxial current (id, iq); the motor control device according to any one of the above (1) to (6) (FIGS. 1 to 4, FIG. 6) ).
  • the detection current correction means (31a / 31b / 31c / 31d / 31e) is a detection current correction circuit that corrects the analog detection signal of the three-phase current sensor by an analog processing circuit;
  • the means (30) reads the analog detection signal corrected by the detection current correction circuit after A / D conversion; the motor control device according to any one of (1) to (6) above (FIG. 5).
  • FIG. 1 is a block diagram showing an outline of the configuration of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an outline of a functional configuration of the motor control device 30 shown in FIG.
  • FIG. 3A is a block diagram showing a functional configuration of the detected current correction 31a shown in FIG.
  • FIG. 3B is a block diagram showing a functional configuration of another form of detection current correction.
  • FIG. 3C is a block diagram showing a functional configuration of another form of detection current correction.
  • FIG. 3D is a block diagram showing a functional configuration of another form of detection current correction.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an outline of motor control of the microcomputer MPU shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an outline of the configuration of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an outline of the configuration of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an outline of a functional configuration of the motor control device 30 shown in FIG
  • FIG. 1 shows an outline of the first embodiment of the present invention.
  • an electric motor 10 that is a motor to be controlled is a permanent magnet type synchronous motor that is mounted on a vehicle and rotationally drives wheels, and has a permanent magnet built in a rotor.
  • a voltage type inverter 28 supplies electric power of the battery 18 on the vehicle to the electric motor 10.
  • the rotor of the resolver 17 for detecting the magnetic pole position of the rotor is connected to the rotor of the electric motor 10.
  • the resolver 17 generates an analog voltage (rotation angle signal) SG ⁇ representing the rotation angle of the rotor and supplies it to the motor control device 30.
  • the battery 18 which is a storage battery on the vehicle is connected to a primary side capacitor 19 when the electrical component on the vehicle is turned on, and constitutes a primary side DC power source together with the battery 18.
  • One end of the reactor 21 of the converter 20 is connected to the positive electrode (+ line) of the primary side DC power supply.
  • the converter 20 further includes a step-up switching element 22 that turns on and off between the other end of the reactor 21 and the negative electrode (-line) of the primary side DC power source, and a positive electrode of the secondary side capacitor 26 and the other end.
  • the anode of the diode 24 is connected to the other end of the reactor 21, and the cathode is connected to the positive electrode of the secondary capacitor 26.
  • the anode of the diode 25 is connected to the positive electrode of the secondary side capacitor 26, and the cathode is connected to the other end of the reactor 21.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the step-up switching element 22 When the step-up switching element 22 is turned on (conductive), a current flows from the primary side DC power supply (18, 19) to the switching element 22 via the reactor 21, whereby the reactor 21 stores electricity and the switching element 22 is turned off (non-conducting). When switched to conduction, the reactor 21 discharges to the secondary capacitor 26 through the diode 25 at a high voltage. That is, a voltage higher than the voltage of the primary side DC power supply is induced to charge the secondary side capacitor 26. By repeatedly turning on and off the switching element 22, the high-voltage charging of the secondary side capacitor 26 is continued. That is, the secondary side capacitor 26 is charged with a high voltage.
  • the electric power stored in the reactor 21 increases according to the length of the ON period, so the ON time during the fixed cycle (ON duty: ON time ratio with respect to the fixed cycle) , That is, by PWM control, the speed at which power is supplied from the primary DC power supplies 18 and 22 to the secondary capacitor 26 via the converter 20 (powering speed for powering: converter output voltage) can be adjusted. I can do it.
  • the step-down switching element 23 When the step-down switching element 23 is turned on (conductive), the stored power of the secondary side capacitor 26 is supplied to the primary side DC power sources 18 and 22 through the switching element 23 and the reactor 21 (reverse power feeding: regeneration). Also in this case, the speed at which reverse power is supplied from the secondary capacitor 26 to the primary DC power supplies 18 and 22 through the converter 20 by adjusting the ON time of the switching element 23 during a certain period, that is, by PWM control. (Power supply speed for regeneration: converter output voltage) can be adjusted.
  • the voltage type inverter 28 includes six switching transistors Tr1 to Tr6, and the transistors Tr1 to Tr6 are turned on (conducted) by each of the six driving signals generated in parallel by the drive circuit 29m, so that the secondary operation is achieved.
  • the DC voltage of the side capacitor 26 (the output voltage of the converter 20, that is, the secondary voltage Vuc) is converted into a triple AC voltage having a phase difference of 2 ⁇ / 3, that is, a three-phase AC voltage, and the three-phase ( (U phase, V phase, W phase) is applied to each of the stator coils 11-13.
  • the six switching transistors Tr1 to Tr6 are all IGBTs.
  • the primary side capacitor 19 constituting the primary side DC power source is a small-sized and low-cost small-capacity, and the capacity of the primary-side capacitor 19 is considerably larger than the capacity of the secondary-side capacitor 26. small.
  • Voltage sensor 27 detects secondary voltage Vuc of converter 20 and provides it to motor control device 30.
  • Current sensors 14 to 16 using Hall ICs are attached to the power supply lines connected to the stator coils 11 to 13 of the electric motor 10, and detect the phase currents iu, iv, iw, respectively, and detect current detection signals ( Analog voltage) is generated and applied to the motor controller 30.
  • FIG. 2 shows a functional configuration of the motor control device 30.
  • the motor control device 30 is an electronic control device mainly composed of a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) MPU, and includes a microcomputer MPU, a drive circuit 29m, current sensors 14 to 16, a resolver 17, and a secondary voltage.
  • a microcomputer hereinafter referred to as a microcomputer MPU
  • An interface (signal processing circuit) (not shown) between the sensor 27 and an interface (communication circuit) (not shown) between the microcomputer and the main controller of the vehicle travel control system (not shown) on the vehicle is also included. .
  • the microcomputer in the motor control device 30 calculates the rotation angle (magnetic pole position) ⁇ and the rotation speed (angular speed) ⁇ of the electric motor 10 based on the rotation angle signal SG ⁇ given by the resolver 17. To do.
  • the rotation angle of the rotor of the electric motor 10 and the magnetic pole position are not the same, they are in a proportional relationship, and the proportionality coefficient is determined by the number of magnetic poles p of the electric motor 10. Further, although the rotational speed and the angular speed are not the same, both are in a proportional relationship, and the proportionality coefficient is determined by the number of magnetic poles p of the electric motor 10.
  • the rotation angle ⁇ means the magnetic pole position.
  • the rotational speed ⁇ means an angular speed, but sometimes means a rotational speed.
  • a main controller of the vehicle travel control system (not shown) supplies the motor target torque TM * to the microcomputer MPU of the motor control device 30.
  • the main controller calculates a vehicle required torque TO * based on the vehicle speed and the accelerator opening of the vehicle, generates a motor target torque TM * corresponding to the required vehicle torque TO *, the microcomputer MPU give.
  • the microcomputer MPU outputs the rotation speed ⁇ rpm of the electric motor 10 to the main controller.
  • the microcomputer MPU of the motor control device 30 reads the limit torque TM * max corresponding to the secondary target voltage Vuc * and the rotation speed ⁇ from the limit torque table (lookup table) by the torque command limit 34, and sets the target torque TM *. If TM exceeds TM * max, TM * max is determined as the target torque T * . When TM * max or less, the motor target torque TM * is set to the target torque T * . The motor target torque T * generated by applying such a restriction is given to the secondary target voltage calculation 41 and the output calculation 35.
  • each value of the secondary target voltage Vuc * and the voltage within the rotation speed range is used as an address, and the maximum torque that can be generated in the electric motor 10 at each value is written as the limit torque TM * max.
  • it means one memory area of a RAM (not shown) in the microcomputer MPU.
  • the limit torque TM * max is larger as the secondary target voltage Vuc * is higher and is smaller as it is lower. Further, the lower the rotation speed ⁇ , the larger the value, and the smaller the rotation speed ⁇ .
  • the microcomputer MPU there is a non-volatile memory in which the limit torque table data TM * max is written, and the microcomputer initializes itself and the motor drive system shown in FIG. 1 when an operating voltage is applied to the microcomputer. In the process, the data is read from the nonvolatile memory and written to the RAM.
  • the limit torque table also mean a memory area on the RAM in which the reference data in the nonvolatile memory is written.
  • the microcomputer MPU of the motor control device 30 determines “powering” or “regeneration” based on the target torque T * and the rotational speed ⁇ .
  • the secondary target voltage Vuc * assigned to the rotational speed ⁇ of the motor 10 is read from the secondary target voltage table assigned to the target torque T * within the “regeneration” group within the group.
  • Each secondary target voltage table of the “powering” group is a lookup table storing secondary target voltage values for powering associated with the rotation speed.
  • Each secondary target voltage table in the “regeneration” group is a lookup table storing secondary target voltage values for regeneration associated with the rotation speed.
  • the microcomputer MPU Based on the secondary target voltage Vuc * and the current secondary voltage Vuc, the microcomputer MPU generates a PWM pulse as a control output Pvc for setting the secondary voltage Vuc to the secondary target voltage Vuc * by feedback control calculation 42. 43.
  • the pulse generator 43 converts the control signal Pvc into a PWM pulse Pvf for driving the step-up switching element 22 of the converter 20 to be turned on and off, and a PWM pulse Pvr for driving the step-down switching element 23 to be turned on and off. 1).
  • the drive circuit 29v turns on and off the switching elements 22 and 23 based on the PWM pulses Pvf and Pvr.
  • switching elements 22 and 23 are driven on and off by the PWM pulse so that secondary voltage Vuc of converter 20 becomes target value Vuc.
  • the ON instruction timings of the signals Pvf and Pvr are determined so that the ON periods of the switching elements 22 and 23 do not overlap, and an OFF dead time is set between both of the switching elements 22 and 23 while the switching elements 22 and 23 are ON. .
  • the microcomputer of the motor control device 30 uses the d-axis in the direction of the magnetic pole pair in the rotor of the electric motor 10 and the q-axis in the direction perpendicular to the d-axis, respectively. Performs feedback control by vector control calculation on the axis model. Therefore, the microcomputer digitally converts and reads the current detection signals iu, iv, iw of the current sensors 14 to 16, and corrects the unbalanced portions of the detection currents iu, iv, iw with the “detection current correction” 31a. This will be described later with reference to FIG.
  • the corrected three-phase currents iu ′′, iv ′′, iw ′′ that is, the balanced three-phase currents (detected values) are used in the “current feedback calculation” 32 using three-phase / two-phase conversion which is a known fixed / rotational coordinate conversion.
  • the two-phase current values id and iq detected values: feedback values of the d-axis and the q-axis on the rotation coordinate are converted.
  • the first high-efficiency torque curve table A which is one look-up table, is included in the output calculation 35, and each of the first high-efficiency torque curve tables A is associated with the motor speed ⁇ and the motor target torque T *. Each d-axis current value id for generating each target torque T * at the motor speed is written.
  • the output torque of the electric motor is determined corresponding to each value of the d-axis current id and the q-axis current iq, but id for outputting the same torque for one rotation speed value, that is, at the same motor rotation speed.
  • Iq are innumerable and are on a constant torque curve.
  • On the constant torque curve there is a combination of id and iq with the highest power usage efficiency (lowest power consumption), which is the high efficiency torque point.
  • a curve connecting high efficiency torque points on a plurality of torque curves is a high efficiency torque curve and exists for each rotation speed.
  • the electric motor 10 By energizing the electric motor 10 with the d-axis current id and the q-axis current iq at the position of the given motor target torque T * on the high efficiency torque curve addressed to the rotation speed of the motor as the target current values, The electric motor 10 outputs the torque T * , and the power use efficiency of the motor energization is high.
  • the d-axis target current id * and the q-axis target current iq * corresponding to the target torque on the dq coordinate are calculated based on the high torque curve, and each axis target voltage Vd * is calculated based on these.
  • the high-efficiency torque curve is divided into two systems: a first high-efficiency torque curve A that represents the d-axis value and a second high-efficiency torque curve B that represents the q-axis value.
  • the high-efficiency torque curve A is a pair of the one applied to the power running region and the one applied to the regeneration region, and both represent the d-axis target current with respect to the motor rotation speed and the target torque.
  • the first high-efficiency torque curve table A is a memory area in which a d-axis target current for generating the target torque with minimum power consumption, which is addressed to the target torque T * , is written.
  • a pair of regeneration tables A2 for regeneration is configured. Whether to use a table for power running or regeneration is determined according to the determination result by determining whether the table is power running or regeneration based on the rotational speed ⁇ of the electric motor and the target torque T * to be given.
  • the second high efficiency torque curve table B in the output calculation 35 is used.
  • the second high-efficiency torque curve table B further includes a second high-efficiency torque curve B representing the q-axis value of the high-efficiency torque curve, and a d-axis field weakening current ⁇ id and a pair of q-axis field weakening current ⁇ iq.
  • the data is corrected to a curve representing the subtracted q-axis target current, and the data of the corrected second high efficiency torque curve B is stored.
  • the second high-efficiency torque curve table B is the d-axis target current for generating the target torque with the lowest power consumption, which is addressed to the target torque T * and the d-axis field weakening current ⁇ id, that is, the corrected second axis.
  • This is a memory area in which the target current value of the high-efficiency torque curve B is written, and this is also composed of a pair of a power running table B1 for power running and a regeneration table B2 for regeneration. Whether to use powering or regenerative power is determined based on the determination result by determining whether it is powering or regenerating based on the rotational speed ⁇ of the electric motor and the target torque T * .
  • the q-axis target current iq * addressed to the target torque T * and the d-axis field weakening current ⁇ id is read from the second high-efficiency torque curve table B, and the q-axis current command and To do.
  • the microcomputer of the motor control device 30 determines the current deviation ⁇ id between the d-axis target current id * and the d-axis current id (detected value), and the q-axis target current iq * and the q-axis current iq (detected value). ) And a proportional control and an integral control (PI calculation of feedback control) based on the current deviations ⁇ id and ⁇ iq, and a d-axis voltage command value vd * and a q-axis voltage as output voltages Command value vq * is calculated.
  • the target voltages vd * and vq * on the rotation coordinates are changed to the phase target voltages VU * on the fixed coordinates according to the two-phase / 3-phase conversion . , VV * , and VW * .
  • This is sent to the PWM pulse generator 40 via the modulation 39 when the voltage control mode, ie the modulation mode, is three-phase modulation.
  • the voltage control mode is two-phase modulation
  • two-phase modulation conversion of the modulation 39 converts each phase target voltage VU * , VV * , VW * of the three-phase modulation mode into that of two-phase modulation and generates a PWM pulse Send to 40.
  • the modulation mode is a 1 pulse mode in which all phases are energized with rectangular waves
  • the respective phase target voltages VU * , VV * , and VW * in the 3-phase modulation mode are energized with each phase rectangular waves by 1 pulse conversion of the modulation 39. This is converted to a PWM pulse generator 40.
  • the PWM pulse generation 40 When the PWM pulse generation 40 is given the three-phase target voltages VU * , VV * , and VW * , the PWM pulse generation 40 is converted into PWM pulses MU, MV, and MW for outputting the voltages of those values, as shown in FIG. Output to the drive circuit 29m.
  • the drive circuit 29m generates six series of drive signals in parallel based on the PWM pulses MU, MV, and MW, and turns on / off each of the transistors Tr1 to Tr6 of the voltage type inverter 28 using each series of drive signals. .
  • VU * , VV * and VW * are applied to each of the stator coils 11 to 13 of the electric motor 10, and the phase currents iu, iv and iw flow.
  • the PWM pulse generation 40 When each phase target voltage in the two-phase modulation mode is given, the PWM pulse generation 40 generates a PWM pulse for two phases and an on or off (constant voltage output) signal for the remaining one phase. Are switched sequentially.
  • an energization section signal for making each phase a rectangular wave energization is output.
  • the field weakening current calculation 36 calculates a voltage saturation index m that is a parameter for field weakening control. That is, based on the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * , the voltage saturation calculation value ⁇ V is calculated as a value representing the degree of voltage saturation, and the field adjustment allowance is calculated. In calculating the field adjustment allowance, when ⁇ V is integrated and the integrated value ⁇ V takes a positive value, the integrated value ⁇ V is multiplied by a proportional constant to calculate the d-axis field weakening current ⁇ id for performing field weakening control.
  • the adjustment value ⁇ id and the integrated value ⁇ V are set to zero.
  • the d-axis field weakening current (adjustment value) ⁇ id is used in the calculation of the d-axis current command and the calculation of the q-axis current command.
  • “2-phase / 3-phase conversion” 37 calculates the motor target voltage Vm * in the process of 2-phase / 3-phase conversion.
  • Vm * ⁇ (Vd * 2 + Vq * 2 ).
  • the modulation mode is determined based on the torque T *, the rotational speed ⁇ , and the modulation ratio Mi. According to the determined modulation mode, the output of each phase target voltage in the modulation mode is instructed to the modulation 39.
  • FIG. 3A shows the processing function of the “correction of detected current” 31a shown in FIG.
  • the U phase current detection value iu, the V phase current detection value iv, and the W phase current detection value iw detected by the current sensors 14 to 16 are added by the addition 44.
  • isum 0.
  • the peak levels of the three-phase current detection values iu, iv, iw are different as shown in FIG.
  • the combined current isum oscillates at a three-phase AC cycle.
  • the 90 ° phase shift 45 shifts the unbalanced current isum by 90 °.
  • an unbalanced current isum and a 90 ° phase shift current orthogonal to the unbalanced current isum, that is, an orthogonal biaxial current can be obtained.
  • the phase shift ⁇ and the amplitude A of the unbalanced current isum that is 0 ° phase shift can be calculated. It is shifted by the time taken for (delay time).
  • the phase shift ⁇ and the amplitude A of the unbalanced current isum are calculated by delaying the delay time isum and pairing it with the 90 ° phase shift calculation value. Can do.
  • the 0 ° phase shift 46 is also used, thereby delaying the isum by the time required for the 90 ° phase shift calculation.
  • the phase is input to the phase / amplitude calculation 47 together with the phase shift current to calculate the phase ⁇ and the amplitude A of isum.
  • the W-phase correction amount ⁇ iw 0 (based on the W phase), the U-phase correction amount ⁇ iu and the V-phase correction amount ⁇ iv are calculated.
  • the subtractions 49 and 50 correct the U-phase current detection value iu and the V-phase current detection value iv by ⁇ iu and ⁇ iv, and output them to the current feedback 32.
  • the W-phase current detection value iw is supplied to the current feedback 32 as it is.
  • the detected current values iu ′′, iv ′′, iw ′′ corrected in this way are balanced three-phase currents.
  • the V phase correction amount ⁇ iv 0 (based on the V phase), the U phase correction amount ⁇ iu and the W phase correction amount ⁇ iw are calculated, and the subtraction 49, 51, the U-phase current detection value iu and the W-phase current detection value iw are corrected by ⁇ iu and ⁇ iw and output to the current feedback 32, and the V-phase current detection value iv is directly applied to the current feedback 32. Further, as shown in FIG.
  • the U-phase correction amount ⁇ iu 0 (based on the U-phase), the V-phase correction amount ⁇ iv and the W-phase correction amount ⁇ iw are calculated, and the subtraction 50, 51, the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw are corrected by ⁇ iv and ⁇ iw and output to the current feedback 32, and the U-phase current detection value iu is applied to the current feedback 32 as it is.
  • a specific value is given as a correction amount to any of the U-phase correction amount ⁇ iu, the V-phase correction amount ⁇ iv, and the W-phase correction amount ⁇ iw, and is added to the specific value.
  • the remaining two-phase correction amounts are calculated so that the total becomes zero, and the U-phase, V-phase, and W-phase current detection values iu are subtracted 49, 50, and 51 by the amounts of these three-phase correction amounts ⁇ iu, ⁇ iv, ⁇ iw. , Iv, iw may be corrected and applied to the current feedback 32.
  • the detection currents iu, iv, and iw of the three-phase current sensors 14 to 16 can be expressed by equation (1).
  • the “output calculation” 35 performs the feedback control calculation so that the current of the same amplitude flows in each phase.
  • An unbalanced current is generated in the current flowing through the 10 three-phase coils. This not only contributes to motor torque ripple, but also increases the power loss of the motor.
  • the sum isum of the detection currents iu, iv, and iw of the three-phase current sensors 14 to 16 becomes 0 as shown in the equation (2).
  • the sum sum isum is a single-phase sine wave having the same frequency as the three-phase current, and can be expressed by equation (3). If the unbalanced components ⁇ iu, ⁇ iv, ⁇ iw of the current value due to the gain imbalance of the current sensors 14 to 16 are calculated, the corresponding amount is subtracted from each phase current detection value to obtain a balanced three-phase current detection value iu ′′.
  • phase component (for example, ⁇ iw) may be set to 0 or a specific value, and the other two phase components may be calculated.
  • phase ⁇ and the amplitude A of the sum issum of the three-phase detection currents are known, one phase component (for example, ⁇ iw) of the sum isum can be set to 0 or a specific value, and the other two-phase components can be calculated.
  • the 90 ° phase shift value of isum that is, the orthogonal axis value isum sin is calculated by the equation (4) by the 90 ° phase shift 45.
  • the 0 ° phase shift value isum cos having the same delay as the delay time by the 90 ° phase shift calculation is calculated by the 0 ° phase shift 46 using the equation (5).
  • phase ⁇ is calculated by equation (6).
  • the amplitude A is calculated by the equation (8) or (9).
  • the “phase and amplitude calculation” 47 in FIGS. 3A to 3D calculates the phase ⁇ based on the equation (6), and calculates the amplitude A based on the equation (8).
  • the unbalanced component ⁇ iw of the W phase is set to 0
  • the unbalanced components ⁇ iu, ⁇ iv of the U phase and V phase are calculated, and the detected current values iu, iv of the U phase and V phase are calculated. Correct.
  • 3A collectively represent the expressions (6), (8), (11), and (19).
  • the calculation formula that is, the phase ⁇ and amplitude A calculation formula of the formulas (6) and (8) is substituted into the formula (11), and the gain calculation formula of the formula (11) is substituted into the formula (19).
  • the U-phase and W-phase unbalanced components ⁇ iu and ⁇ iw are calculated by setting the V-phase unbalanced component ⁇ iv to 0 and the U-phase and W-phase detected current values iu and iw. Correct.
  • the correction gains ku ′ and kw ′ are calculated as in equation (13), ⁇ iu and ⁇ iw are calculated in equation (19), and the detected current values iu and iw in the U phase and V phase are calculated in equation (20). It is corrected to iu ′′, iw ′′.
  • the “phase and amplitude calculation” 47 and the “correction amount calculation” 48b receive the 90 ° phase shift value isum sin and the 0 ° phase shift value isum cos as inputs, and the two-phase correction amount ⁇ iu.
  • feedback value feedback value
  • the U-phase unbalance component ⁇ iu is set to 0, and the V-phase and W-phase unbalance components ⁇ iv and ⁇ iw are calculated to detect the detected current values iv and iw of the V-phase and W-phase. Correct.
  • the “phase and amplitude calculation” 47 and the “correction amount calculation” 48c receive the 90 ° phase shift value isum sin and the 0 ° phase shift value isum cos as inputs, and the two-phase correction amount ⁇ iu.
  • Equation (16) is established, and equation (17) is obtained from this.
  • the unknowns are the correction gains ku ′, kv ′, kw ′ of each phase and are larger than the number of simultaneous equations, so there are an infinite number of solutions, but as one simple solution, adopt.
  • ⁇ iu, ⁇ iv, ⁇ iw are calculated by the equation (19), and the detected current values iu, iv, iw of the U phase, the V phase, and the W phase are corrected to iu ′′, iv ′′, iw ′′ by the equation (20).
  • phase and amplitude calculation” 47 and “correction amount calculation” (48d) are input with 90 ° phase shift value isum sin and 0 ° phase shift value isum cos as three-phase correction.
  • the correction amounts ⁇ iu, ⁇ iv, ⁇ iw are calculated from the 90 ° phase shift value isum sin and the 0 ° phase shift value isum cos by an operation based on an arithmetic expression that outputs the amounts ⁇ iu, ⁇ iv, ⁇ iw, and subtractions 49, 50, 51, the three-phase detection currents iu, iv, iw are corrected to the balanced phase currents iu ′′, iv ′′, iw ′′, and given to the “current feedback” 32 as a three-phase current detection value (feedback value).
  • the microcomputer MPU shown in FIG. 2 includes RAM, ROM, and flash memory for recording data and various programs, and programs stored in the ROM or flash memory. , The reference data and the lookup table are written in the RAM, and input processing, calculation and output processing shown in FIG. 2 surrounded by a two-dot chain line block are performed based on the program.
  • FIG. 4 shows an outline of the motor drive control MDC executed by the microcomputer MPU (CPU) based on the program.
  • the microcomputer MPU initializes itself, the PWM pulse generations 40 and 43, and the drive circuit 29m, and sets the inverter 28 that drives the motor 10 to a stop standby state. Then, it waits for a motor drive start instruction from a main controller of a vehicle travel control system (not shown).
  • the microcomputer MPU sets the initial value of the motor control in the internal register by the “start process” (step 1), and the input signal or data by the “input read” (step 2). Is read. That is, the first target torque TM * provided by the main controller, the phase current values iu, iv, iw detected by the current sensors 14 to 16, and the rotation angle signal SG ⁇ ⁇ of the resolver 17 are read by digital conversion.
  • step is abbreviated and only the step number is written in parentheses.
  • the microcomputer MPU calculates the rotation angle ⁇ and the rotation speed ⁇ based on the read rotation angle signal SG ⁇ (rotation angle data SG ⁇ ) (3). This function is shown as an angle / speed calculation 32 in FIG.
  • the microcomputer MPU corrects the read three-phase current detection signals iu, iv, and iw to balanced three-phase current values iu ′′, iv ′′, and iw ′′ (4). This function is shown in FIGS.
  • the “detected current correction” 31a is shown above.
  • the microcomputer MPU converts the balanced three-phase current values iu ′′, iv ′′, iw ′′ into a two-phase d-axis current value id and a q-axis current value by three-phase / two-phase conversion (5).
  • 2 shows the function as current feedback 32.
  • the microcomputer MPU calculates the d-axis field weakening current ⁇ id for performing the d-axis field weakening control (6) (this function is shown in FIG. 2). Is shown as the field weakening current calculation 36.
  • the microcomputer MPU sets the limit torque TM * max corresponding to the read motor target torque TM * , the secondary target voltage Vuc * and the calculated rotation speed ⁇ to the limit torque table.
  • TM * max is set as the target torque T *, and if it is less than TM * max, the read motor target torque TM * is set as the target torque T *. * to establish ( ). This function on FIG. 2, indicated as torque command limit 34.
  • the microcomputer MPU determines whether the electric motor 10 is in “power running” operation or “regenerative” operation in “secondary target voltage calculation” (8), selects a group corresponding to the determination result,
  • the secondary target voltage Vuc * assigned to the current rotation speed ⁇ is read from the secondary target voltage table associated with the target torque T *.
  • the content of “secondary target voltage calculation” (8) is the same as the content of secondary target voltage calculation 41 shown in FIG.
  • the contents of the “output calculation” (9) are the same as the contents of the output calculation 35 shown in FIG.
  • the dq axis voltage target values Vd * and Vq * calculated in the “output calculation” (9) are converted into the phase target voltages VU *, VV * and VW * in the three-phase modulation mode (10).
  • the motor target voltage Vm * is also calculated.
  • the modulation ratio Mi is calculated, and the modulation mode is determined based on the modulation ratio Mi, the target torque T *, and the rotational speed ⁇ .
  • Parameters to be referred for determining the modulation mode include the target torque T *, the rotational speed ⁇ , and the modulation ratio Mi.
  • the microcomputer MPU has a modulation threshold table (look-up table) associated with a modulation mode (three-phase modulation, two-phase modulation, 1 pulse) and a modulation ratio, and each modulation threshold table has a threshold (target) at the modulation mode boundary. Torque value and rotation speed value) are stored.
  • the microcomputer MPU selects a modulation threshold value table corresponding to the current modulation mode (three-phase modulation, two-phase modulation, or 1 pulse) and the modulation ratio Mi, and then reads out the threshold value, Torque T * and rotational speed ⁇ are compared with threshold values to determine the next modulation mode to be adopted.
  • a PWM pulse output for outputting each phase target voltage in the modulation mode determined in the modulation control (11) is set in the PWM pulse generation 40. Further, the output of PWM pulses Pvf and Pvr for driving the converter is set in the PWM pulse generation 43.
  • the process proceeds to "input reading” (2) again. Then, the above-described “input reading” (2) and subsequent processes are executed. If there is a stop instruction from the system controller while waiting for the next repetitive processing timing, the microcomputer MPU stops the output for energizing the motor rotation (14, 15).
  • the three-phase current values iu, iv, and iw detected by the current sensors 14 to 16 are converted into the balanced three-phase by “detection current correction” (4) in FIG. 4 (detection current correction 31a in FIG. 2).
  • the current values iu ′′, iv ′′, and iw ′′ are corrected, converted into biaxial values id and iq, and fed back to “output calculation” (9) in FIG. 4 (output calculation 35 in FIG. 2).
  • the two-axis target voltage values Vd * and Vq * are generated by feedback control calculation with the two-axis target values id * and iq * and converted into the three-phase conversion (10) in FIG.
  • the “detected current correction” (4) in FIG. 4 is the three-phase current value iu detected by the microcomputer MPU with the current sensors 14-16. , Iv, iw are converted into three-phase current data by A / D conversion and read, and then the balanced three-phase current values iu ′′, iv ′′, iw ′′ are calculated by digital arithmetic processing based on the three-phase current data
  • a detection current correction circuit 31a which is an analog electric circuit, is provided in addition to the motor control device 30.
  • the detection current correction circuit 31a includes the current sensors 14 to The three-phase current values iu, iv, iw (analog) detected by 16 are converted into balanced three-phase current values iu ′′, iv ′′, iw ′′ (analog) by analog calculation processing.
  • the function of the motor control device 30 of the second embodiment shown in FIG. 5 is to delete the detected current correction 31a of FIG. 2, delete the “detected current correction” (4) of FIG. 4, and “input read” (2).
  • the balanced three-phase current values iu ′′, iv ′′, iw ′′ output from the detection current correction circuit 31a are digitally converted and read.
  • the outline of the configuration of the detection current correction circuit 31a shown in FIG. 3 is the same as that shown in FIG. 3A, but each of the blocks 44 to 50 in the detection current correction circuit 31a shown in FIG. 5 is an analog circuit mainly composed of an operational amplifier (Amplifier) and a coefficient setting resistor. It is.
  • the detection current correction circuit is similar to the block configuration (44 to 48) of the detection current correction 31b, 31c or 31d shown in (b), (c) or (d) of FIG. Although it is a configuration, there is also an aspect in which each block is an analog circuit as in the detection current correction circuit 31a shown in FIG.

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Abstract

　リアルタイムで自動的に３相電流センサの電動機電流検出値を平衡値に補正する。 　３相電動機の３相それぞれの電流を個別に各電流センサで検出し、検出した３相各電流の総和すなわち３相総和（０°移相電流）の位相および振幅に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正して、前記３相電動機のフィードバック制御のフィードバック電流値に用いる。より具体的には、３相総和すなわち不平衡電流の位相と振幅から、不平衡電流の少なくとも２相の成分を算出してその分、３相各電流の対応相電流を補正する。３相総和の位相φおよび振幅Ａは、３相総和を０°および９０°の直交する２軸に移相して、２軸値に基づいて算出する。

Description

電動機制御装置および駆動装置
　本発明は、３相電流フィードバック制御により３相電動機の駆動を制御する電動機制御装置に関し、特に、３相電動機の３相の各相電流を個別に各電流センサで検出して電動機制御にフィードバックする電動機制御装置に関する。本発明の電動機制御装置は例えば、インバータから３相電動機に給電する電力およびその逆方向の回生電力を制御する電動機制御装置、ならびに、３相電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、更にエンジンで駆動されてバッテリを充電する電動機を備える電気自動車（ＨＥＶ）、の駆動装置に使用することができる。
　３相電流フィードバック制御により３相電動機の駆動を制御する電動機制御においては、製造時のばらつきあるいは信号処理回路の調整のばらつき等により、３相電流センサにゲインのアンバランスがある場合には、電動機電流脈動や電動機トルク脈動が発生する。それを防ぐために、電流センサの校正を行うか（例えば特許文献１，２）、電流が脈動しても過電流にならないように安全側にマージンを設けている。
　特許文献１は、３相電動機の２相Ｕ，Ｗの電流ｉｕ，ｉｗを電流センサ３で検出してそれぞれ乗算器２１，２３でゲインを乗算してから、それらに基づいて残りのＶ相の電流ｉｖを算出して３相各相電流値を得て、これらをフィードバック値としてベクトル制御により、ＰＷＭインバータを介して誘導電動機の駆動を制御する回路を記載している。ベクトル制御にフィードバックする上記３相各相電流値の検出ゲインの補正は、切替スイッチ３３を補正回路側に閉路したときに行われる。すなわち、該閉路により補正回路が、前記３相各相電流値を３相／２相変換によってｄ軸値とｑ軸値に変換し、ｄ軸電流に含まれる高調波成分を抽出し、その絶対値が最小になるようにＷ相の乗算器２３のゲインを調整し、調整値を記憶素子３２に記憶して補正を終了し、次に補正を行うまで乗算器２３のゲインを該調整した値に維持する。
　特許文献２は、インバータ４の給電を受けてエレベータを昇降駆動する３相交流電動機の３相それぞれの電流を電流検出器１０ａ，１０ｂ，１０ｃで検出して２軸値に変換しそれらを目標値とするための誤差出力を２相／３相変換し、そしてＰＷＭ信号に変換してインバータを駆動する、エレベータ制御装置が記載されている。電動機の各相電流の検出ゲインの補正は、補正指令スイッチ２３を補正回路側に切替え、しかも、トルク電流指令を所定値に固定し、更に、回転子電気角が１相が零、他の２相の和が零となる、６０°，１２０°等の特定のタイミングを定めて、このタイミングで、３相検出電流の総和が０になるように、２相のゲインを調整する。
特開２００３－２５９６９８号公報 特開２００５－１６２４６２号公報
　特許文献１および２のいずれにおいても、切替スイッチによってゲイン調整を起動するので、また、調整ゲインを記憶素子に更新記憶し保持する必要があるので、ゲイン調整に手間がかかるとともに、ゲイン調整の管理が必要になる。先行のゲイン調整からその後のゲイン調整までの期間はゲインが固定されるので、該期間の間の電動機の運転状態の変化による電動機電流の大きな変動あるいは電流センサの温度変化による回路特性のシフト等により、ゲインが適合しなくなることも考えられる。
　本発明はリアルタイム（実時間）で自動的に３相電流センサの電動機電流検出値を、平衡値に補正することを目的とする。
　本発明においては、３相電動機の３相それぞれの電流を個別に各電流センサで検出し、検出した３相各電流の総和すなわち３相総和（０°移相電流）の位相および振幅に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正して、前記３相電動機のフィードバック制御のフィードバック電流値に用いる。より具体的には、３相総和すなわち不平衡電流の位相と振幅から、不平衡電流の少なくとも２相の成分を算出してその分、３相各電流の対応相電流を補正する。これを実施する本発明の第１態様の電動機駆動制御装置は、次の（１）に記載のものである。
　（１）３相電動機に給電する給電手段(18～29)；
　前記３相電動機の３相それぞれの相電流を個別に検出する３相電流センサ(14～16)；
　該３相電流センサが検出した３相それぞれの相電流(ｉu，ｉv，ｉw)を加算し、３相総和(ｉsum)を算出する加算手段(44)；
　該３相総和の位相(φ)および振幅(Ａ)に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量(Δｉu，Δｉv，Δｉw)を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正する、検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d)；および、
　該検出電流補正手段による補正後の３相電流と目標電流に基づくフィードバック制御により前記給電手段(18～29)による前記３相電動機(10)への給電を制御するモータ制御手段(30)；
を備える電動機制御装置。
　なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。
　これによれば、３相電流センサの電動機電流検出値をリアルタイムで自動的に補正することができ、安定かつ正確な電動機駆動制御を実現できる。
　（２）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d)は、前記３相総和を異なる２軸に移相する移送手段(45,46)を備え、該移相手段で移相した３相総和に基づいて、前記３相総和の移相(φ)および振幅(Ａ)を算出する；上記（１）に記載の電動機制御装置。
　（３）前記移相手段(45,46)は、０°および９０°の直交する２軸に移相する；上記（２）に記載の電動機制御装置。
　（４）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c)は、前記位相および振幅を用いて、３相の内２相の補正量を算出し、各補正量の分だけ対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段(30)は、補正後の２相の電流と、他の１相の相電流の検出値に基づいてフィードバック制御を行う；上記（１）乃至（３）のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
　（５）前記検出電流補正手段(31d)は、前記位相および振幅を用いて、３相の補正量を算出し、各補正量の分だけ、対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段(30)は、補正後の３相の電流に基づいてフィードバック制御を行う；上記（１）乃至（３）のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
　（６）前記給電手段(18～29)は、直流電源(18～26)、および、前記３相電動機(10)と前記直流電源との間の電力のやり取りを制御するインバータ(28)、を含み；
　前記モータ制御手段(30)は、前記検出電流補正手段による補正後の３相電流を２軸電流(id,iq)に変換し、該２軸電流と、前記３相電動機の目標トルクおよび回転速度に基づいた、該３相電動機の出力トルクを前記目標トルクにするための２軸目標電流と、に基づいてインバータ駆動信号(MU,MV,MW)を生成し前記インバータを制御する；
上記（１）乃至（５）のいずれか１つに記載の電動機制御装置（図１）。
　（７）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d/31e)は、３相電流センサのアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換した３相電流データに対して、デジタルデータ処理により前記補正を行う、デジタルデータ処理手段であり；前記モータ制御手段(30)は、３相電流センサのアナログ検出信号を３相電流データにＡ／Ｄ変換して前記デジタルデータ処理手段に与えて、該デジタルデータ処理手段が補正した３相電流データを前記２軸電流(id,iq)に変換する；上記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の電動機制御装置(図１～４，図６)。
　（８）前記検出電流補正手段(31a/31b/31c/31d/31e)は、３相電流センサのアナログ検出信号を、アナログ処理回路により前記補正を行う、検出電流補正回路であり；前記モータ制御手段(30)は、前記検出電流補正回路が補正したアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換して読み込む；上記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の電動機制御装置（図５）。
　（９）上記（１）乃至（８）のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機(10)；を備える駆動装置（図１，図５）。
図１は、本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図２は、図１に示すモータ制御装置３０の機能構成の概要を示すブロック図である。 図３（ａ）は、図２に示す検出電流補正３１ａの機能構成を示すブロック図である。図３（ｂ）は、検出電流補正の他の形態の機能構成を示すブロック図である。図３（ｃ）は、検出電流補正の他の形態の機能構成を示すブロック図である。図３（ｄ）は、検出電流補正の他の形態の機能構成を示すブロック図である。 図４は、図２に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。 図５は、本発明の第２実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図６は、３相電流センサで３相各相の電動機電流を個別に検出する場合の、３相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉｗの不平衡と、これら３相検出電流の総和ｉｓｕｍの動揺を示すグラフである。
符号の説明
１０：電気モータ
１１～１３：３相のステータコイル
１４～１６：電流センサ
１７：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
１９：１次側コンデンサ
２１：リアクトル
２２：昇圧スイッチング素子
２３：降圧スイッチング素子
２４，２５：ダイオード
２６：２次側コンデンサ
２７：２次電圧センサ
６１：リアクトル
Ｖｕｃ：２次電圧
　本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
　－第１実施例－
　図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０は、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１～１３がある。電気モータ１０には、電圧型インバータ２８が、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０のロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７のロータが連結されている。レゾルバ１７は、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧ　θを発生し、モータ制御装置３０に与える。
　車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ１９が接続されて、バッテリ１８と共に１次側直流電源を構成する。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ２０のリアクトル２１の一端が接続されている。
　コンバータ２０には更に、該リアクトル２１の他端と１次側直流電源の負極（－ライン）の間をオン，オフする昇圧スイッチング素子２２，２次側コンデンサ２６の正極と前記他端との間をオン，オフする降圧スイッチング素子２３、および、各スイッチング素子２２，２３に並列に接続された各ダイオード２４，２５がある。ダイオード２４のアノードはリアクトル２１の前記他端に接続され、カソードは２次側コンデンサ２６の正極に接続されている。ダイオード２５のアノードは２次側コンデンサ２６の正極に接続され、カソードはリアクトル２１の前記他端に接続されている。スイッチング素子２２，２３のいずれにも、本実施例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた。
　昇圧スイッチング素子２２をオン（導通）にすると１次側直流電源（１８，１９）からリアクトル２１を介してスイッチング素子２２に電流が流れ、これによりリアクトル２１が蓄電し、スイッチング素子２２がオフ（非導通）に切換わると、リアクトル２１がダイオード２５を通して２次側コンデンサ２６に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２６を充電する。スイッチング素子２２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２６の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２６が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１８，２２からコンバータ２０を介して２次側コンデンサ２６に給電する速度（力行用の給電速度：コンバータ出力電圧）を調整することが出来る。
　降圧スイッチング素子２３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２６の蓄積電力が、スイッチング素子２３およびリアクトル２１を通して、１次側直流電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチング素子２３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２６からコンバータ２０を介して１次側直流電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度：コンバータ出力電圧）を調整することができる。
　電圧型インバータ２８は、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２９ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２６の直流電圧（コンバータ２０の出力電圧すなわち２次電圧Ｖｕｃ）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１～１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０のステータコイル１１～１３のそれぞれに各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れ、電気モータ１０のロータが回転する。６個のスイッチングトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６は、いずれもＩＧＢＴである。
　ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ２８の入力ラインである、コンバータ２０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２６が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ１９は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ１９の容量は、２次側コンデンサ２６の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２７が、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃを検出してモータ制御装置３０に与える。電気モータ１０のステータコイル１１～１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４～１６が装着されており、それぞれ、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０に与える。
　図２に、モータ制御装置３０の機能構成を示す。モータ制御装置３０は、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２９ｍ，電流センサ１４～１６，レゾルバ１７および２次電圧センサ２７との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。
　図２を参照すると、レゾルバ１７が与える回転角信号ＳＧ　θに基づいて、モータ制御装置３０内のマイコンが、電気モータ１０のロータの回転角度（磁極位置）θおよび回転速度（角速度）ωを算出する。
　なお、正確にいうと、電気モータ１０のロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
　図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ＊をモータ制御装置３０のマイコンＭＰＵに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応してモータ目標トルクＴＭ＊を発生して、マイコンＭＰＵに与える。マイコンＭＰＵは、電気モータ１０の回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。
　モータ制御装置３０のマイコンＭＰＵは、トルク指令制限３４によって、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ＊maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、モータ目標トルクＴＭ＊を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、２次目標電圧算出４１および出力演算３５に与えられる。
　なお、制限トルクテーブルは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０に生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ＊maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコンＭＰＵ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ＊maxは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊が高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。
　上記マイコンＭＰＵ内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ＊maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。
　モータ制御装置３０のマイコンＭＰＵは、２次目標電圧算出４１において、目標トルクＴ＊と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ＊に割り当てられた２次目標電圧テーブルから、電動機１０の回転速度ωに割り当てられた２次目標電圧Ｖｕｃ＊を読み出す。「力行」グループの各２次目標電圧テーブルは、回転速度に対応付けた力行用２次目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。「回生」グループの各２次目標電圧テーブルは、回転速度に対応付けた回生用２次目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。
　マイコンＭＰＵは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊と現在の２次電圧Ｖｕｃに基づいて、フィードバック制御演算４２により、２次電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための制御出力Ｐｖｃを、ＰＷＭパルス発生４３に与える。該パルス発生４３は、制御信号Ｐｖｃを、コンバータ２０の昇圧スイッチング素子２２をオン，オフ駆動するＰＷＭパルスＰｖｆおよび降圧スイッチング素子２３をオン，オフ駆動するＰＷＭパルスＰｖｒに変換して、ドライブ回路２９ｖ（図１）に出力する。ドライブ回路２９ｖが、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒに基づいてスイッチング素子２２，２３をオン，オフする。これにより、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃが目標値Ｖｕｃになるように、スイッチング素子２２，２３が、ＰＷＭパルスによってオン，オフ駆動される。なお、スイッチング素子２２，２３のオン期間が重ならないように、信号Ｐｖｆ，Ｐｖｒのオン指示タイミングが定められ、スイッチング素子２２，２３のオンの間に、両者ともにオフのデッドタイムが設定されている。
　モータ制御装置３０のマイコンは、「出力演算」３５において、電気モータ１０のロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ－ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ１４～１６の電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをデジタル変換して読込み、「検出電流補正」３１ａで、検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの不平衡分を補正する。この内容は図３を参照して後述する。補正した３相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”すなわち平衡３相電流（検出値）を、「電流帰還演算」３２にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑ（検出値：フィードバック値）に変換する。
　１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３５にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωおよびモータ目標トルクＴ*に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ*を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。
　ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０の付勢を行うことにより、目標トルクＴ*を電気モータ１０が出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。
　本実施例では、高トルク曲線にもとづいてｄ－ｑ座標上の、目標トルクに対応するｄ軸目標電流ｉｄ＊およびｑ軸目標電流ｉｑ＊を算出し、これらに基づいて各軸目標電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出し、そしてこれら目標電圧を３相の各相制御電圧に変換するが、高トルク曲線は、「力行」のものと「回生」のものとは、非対称（絶対値が同一の目標トルクに対して、ｉｄ＊，ｉｑ＊の値が相異）であるので、仮に、各目標トルク宛一つの２次目標電圧特性を「力行」用と「回生」用に共用すると、トルク制御精度が低下する。そこで本実施例では、絶対値が同一の目標トルク宛ての２次目標電圧特性を、「力行」用と「回生」用の２つにしている。
　本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を表すものである。
　第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ*に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
　ただし、電気モータ１０の回転速度ωが上昇するのに伴ってステータコイル１１～１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１～１３の端子電圧が上昇する。これに伴ってインバータ２８からコイル１１～１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ*の定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ*を出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算３６により生成して、ｄ軸電流指令を算出する。その内容は後に説明する。
　マイコンＭＰＡは、「出力演算」３５の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ*を、ｉｄ*＝－ｉｄ－Δｉｄ、と算出する。
　ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３５にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。そして、ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。
　モータ制御装置３０のマイコンは、出力演算３５にて、ｄ軸目標電流ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄ（検出値）との電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑ（検出値）との電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*を算出する。
　次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換３７にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ*及びｖｑ*を、２相／３相変換に従って固定座標上の各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換する。これは、電圧制御モードすなわち変調モードが３相変調であるときには、変調３９を介してＰＷＭパルス発生４０に送る。電圧制御モードが２相変調であるときには、変調３９の２相変調変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生４０に送る。変調モードが、全相を矩形波通電とする１ｐｕｌｓｅモードであるときには、変調３９の１ｐｕｌｓｅ変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生４０に与える。
　ＰＷＭパルス発生４０は、３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２９ｍに出力する。ドライブ回路２９ｍは、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ２８のトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０のステータコイル１１～１３のそれぞれに、ＶＵ*，ＶＶ*およびＶＷ*が印加され、相電流ｉｕ，ｉｖおよびｉｗが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生４０は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とし、該オン又はオフする相を順次に切り換える。１ｐｕｌｓｅ変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。
　弱め界磁電流演算３６は、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、界磁調整代を算出する。この界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。ｄ軸弱め界磁電流（調整値）Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。
　「２相／３相変換」３７は、２相／３相変換の過程で電動機目標電圧Ｖｍ＊を算出する。Ｖｍ＊＝√（Ｖｄ＊2＋Ｖｑ＊2）、である。この電動機目標電圧Ｖｍ＊と２次側コンデンサ２６の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２７の電圧検出値）とから、変調制御３８が、変調比　Ｍｉ＝Ｖｍ＊／Ｖｕｃ＊　を算出して、電動機１０の目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉに基いて、変調モードを決定する。決定した変調モードに応じて、該変調モードの各相目標電圧の出力を、変調３９に指示する。
　図３の（ａ）に、図２に示す「検出電流の補正」３１ａの処理機能を示す。電流センサ１４～１６が検出したＵ相電流検出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖおよびＷ相電流検出値ｉｗは、加算４４によって加算される。加算の総和すなわち合成電流あるいは不平衡電流ｉｓｕｍは、ｉｓｕｍ＝ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗである。電流センサ１４～１６のゲインがバランスしているとｉｓｕｍ＝０であるが、アンバランスであると、例えば図６のように、３相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのピークレベルが異なりこれにより合成電流ｉｓｕｍは、３相交流周期で振動する。なお以下では、平衡している場合を含めて、総和ｉｓｕｍ＝ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗを、不平衡電流とも言う。９０°移相４５が不平衡電流ｉｓｕｍを９０°移相する。これにより、不平衡電流ｉｓｕｍと、それに直交する９０°移相電流、すなわち直交２軸電流が得られる。これらの直交２軸電流にもとづいて、０°移相である不平衡電流ｉｓｕｍの移相φおよび振幅Ａを算出することができるが、ｉｓｕｍに対して、９０°移相演算値が、該演算にかかる時間（遅延時間）分ずれたものとなる。この遅延時間が既知かつ実質的に一定とみなせる場合には、該遅延時間分ｉｓｕｍを遅らして９０°移相演算値と対にして不平衡電流ｉｓｕｍの移相φおよび振幅Ａを算出することができる。しかし本実施例では、９０°移相演算に要する時間分、ｉｓｕｍを遅らせるために、０°移相４６も用いてこれによって、９０°移相演算に要する時間分、ｉｓｕｍを遅延して、９０°移相電流とともに、位相，振幅演算４７に入力して、ｉｓｕｍの位相φおよび振幅Ａを算出する。そして補正量算出４８ａにて、位相φおよび振幅Ａを用いて、Ｗ相補正量Δｉｗ＝０とする（Ｗ相を基準とする）、Ｕ相補正量ΔｉｕおよびＶ相補正量Δｉｖを算出して、減算４９，５０によって、Δｉｕ，Δｉｖの分、Ｕ相電流検出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖを補正して電流帰還３２に出力する。Ｗ相電流検出値ｉｗはそのまま電流帰還３２に与える。このように補正した電流検出値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”は、平衡した３相電流である。
　なお、図３の（ｂ）に示すように、Ｖ相補正量Δｉｖ＝０とする（Ｖ相を基準とする）、Ｕ相補正量ΔｉｕおよびＷ相補正量Δｉｗを算出して、減算４９，５１によって、Δｉｕ，Δｉｗの分、Ｕ相電流検出値ｉｕ，Ｗ相電流検出値ｉｗを補正して電流帰還３２に出力し、Ｖ相電流検出値ｉｖはそのまま電流帰還３２に与える態様もある。また、図３の（ｃ）に示すように、Ｕ相補正量Δｉｕ＝０とする（Ｕ相を基準とする）、Ｖ相補正量ΔｉｖおよびＷ相補正量Δｉｗを算出して、減算５０，５１によって、Δｉｖ，Δｉｗの分、Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗを補正して電流帰還３２に出力し、Ｕ相電流検出値ｉｕはそのまま電流帰還３２に与える態様もある。更に、図３の（ｄ）に示すように、Ｕ相補正量Δｉｕ，Ｖ相補正量ΔｉｖおよびＷ相補正量Δｉｗのいずれかに特定値を補正量として与えて、該特定値と合算して合計が零となる、残り２相の補正量を算出し、これら３相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗの分、減算４９，５０，５１によって、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを補正して電流帰還３２に与える態様もある。
　ここで、図３の（ａ）～（ｄ）に示す検出電流補正３１ａ～３１ｄによる不平衡補正の内容を、後記「数１」および「数２」に示した(1)～(20)式を参照して、詳細に解説する。
　３相電流センサ１４～１６間のゲインにアンバランスがあると、３相電流センサ１４～１６の検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、(1)式で表すことができる。これらの検出電流を「出力演算」３５におけるベクトル制御（の中のフィードバック制御演算）に用いると、「出力演算」３５では各相に同じ振幅の電流を流すようにフィードバック制御演算をするため、電動機１０の３相コイルに流れる電流にアンバランス電流が生じる。これがモータトルクリプルの１因となるばかりでなく、電動機の電力損失を大きくする。
　アンバランスがない場合には、３相電流センサ１４～１６の検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和ｉｓｕｍは、(2)式に示すように０になるが、アンバランスがある場合には、この総和ｉｓｕｍは、３相電流と同じ周波数の単相正弦波であり、(3)式で表すことができる。電流センサ１４～１６のゲインのアンバランスによる電流値の不平衡成分Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出すれば、その分を各相電流検出値から減算補正して、平衡した３相電流検出値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”を得ることができる。しかし、
ｉｓｕｍ＝Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ
であるので、１相成分（たとえばΔｉｗ）を０又は特定値に定めて、他の２相の成分を算出すればよい。
　３相検出電流の総和ｉｓｕｍの位相φと振幅Ａが分かれば、総和ｉｓｕｍの１相成分（たとえばΔｉｗ）を０又は特定値に定めて、他の２相の成分を算出することが出来る。しかし、単相正弦波の瞬時値から位相φと振幅Ａを求めることができないので、９０°移相４５によって、ｉｓｕｍの９０°移相値すなわち直交軸値ｉsum sinを、(4)式で算出する。また、０°移相４６によって、９０°移相演算による遅延時間と同じ遅延を持つ０°移相値ｉsum cosを、(5)式で算出する。９０°移相値ｉsum sinと０°移相値ｉsum cosを用いて、(6)式で、位相φを算出する。(7)式で算出する態様もある。振幅Ａは(8)式又は(9)式で算出する。図３の（ａ）～（ｄ）の「位相，振幅計算」４７が、(6)式に基づいて位相φを算出し、また、(8)式に基づいて振幅Ａを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図３の（ａ）に示す態様では、Ｗ相の不平衡成分Δｉｗを０として、Ｕ相とＶ相の不平衡成分Δｉｕ，Δｉｖを算出してＵ相とＶ相の検出電流値ｉｕ，ｉｖを補正する。この場合は、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｓｉｎ（θ＋φ），Δｉｗ＝０であるので、Ｕ相とＶ相の補正ゲインをｋｕ’，ｋｖ’とすると、下記(10)式が成立し、これにもとづいて、(11)式のように補正ゲインｋｕ’，ｋｖ’を算出し、(19)式でΔｉｕ，Δｉｖを算出し、(20)式でＵ相とＶ相の検出電流値ｉｕ，ｉｖをｉｕ”，ｉｖ”に補正する。具体的には、図３の（ａ）の「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」４８ａが、(6)式，(8)式，(11)式および(19)式を一括した演算式すなわち、(6)式，(8)式の位相φ，振幅Ａ算出式を(11)式に代入し、(11)式のゲイン算出式を(19)式に代入して得られる、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、２相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗ（＝０）を出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算４９，５０によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（ｉｗ”＝ｉｗ）に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
　図３の（ｂ）に示す態様では、Ｖ相の不平衡成分Δｉｖを０として、Ｕ相とＷ相の不平衡成分Δｉｕ，Δｉｗを算出してＵ相とＷ相の検出電流値ｉｕ，ｉｗを補正する。この場合は、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｃｏｓ（θ＋φ），Δｉｖ＝０であるので、Ｕ相とＷ相の補正ゲインをｋｕ’，ｋｗ’とすると、下記(12)式が成立し、これにもとづいて、(13)式のように補正ゲインｋｕ’，ｋｗ’を算出し、(19)式でΔｉｕ，Δｉｗを算出し、(20)式でＵ相とＶ相の検出電流値ｉｕ，ｉｗをｉｕ”，ｉｗ”に補正する。この態様でも、上述と同様に、「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」４８ｂが、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、２相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ（＝０），Δｉｗを出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算４９，５１によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（ｉｖ”＝ｉｖ）に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
　図３の（ｃ）に示す態様では、Ｕ相の不平衡成分Δｉｕを０として、Ｖ相とＷ相の不平衡成分Δｉｖ，Δｉｗを算出してＶ相とＷ相の検出電流値ｉｖ，ｉｗを補正する。この場合は、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｃｏｓ（θ＋φ），Δｉｕ＝０であるので、Ｖ相とＷ相の補正ゲインをｋｖ’，ｋｗ’とすると、下記(14)式が成立し、これにもとづいて、(15)式のように補正ゲインｋｖ’，ｋｗ’を算出し、(19)式でΔｉｖ，Δｉｗを算出し、(20)式でＶ相とＷ相の検出電流値ｉｖ，ｉｗをｉｖ”，ｉｗ”に補正する。この態様でも、上述と同様に、「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」４８ｃが、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、２相の補正量Δｉｕ（＝０），Δｉｖ，Δｉｗを出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算５０，５１によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（ｉｕ”＝ｉｕ）に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
　図３の（ｄ）に示す態様では、Δｉｕ＋Δｉｖ＋Δｉｗ＝ｉsum cos＝Ａｃｏｓ（θ＋φ）であるので、(16)式が成立し、これより、(17)式が得られる。この場合、未知数が各相の補正ゲインｋｕ’，ｋｖ’，ｋｗ’であって、連立方程式の数より多いため、解は無数に存在するが、簡単なひとつの解として、(18)式を採用する。そして(19)式でΔｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、(20)式でＵ相，Ｖ相およびＷ相の検出電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正する。この態様でも、上述と同様に、「位相，振幅計算」４７および「補正量算出」（４８ｄ）が、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cosを入力とし、３相の補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを出力とする演算式、に基づく演算によって、９０゜移相値ｉsum sin および０゜移相値ｉsum cos から補正量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを算出し、減算４９，５０，５１によって、３相検出電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを平衡相電流ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正して、「電流帰還」３２に、３相電流検出値（フィードバック値）として与える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵの他に、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。
　図４に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生４０，４３およびドライブ回路２９ｍの初期化をおこなって、電動機１０を駆動するインバータ２８を停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタに電動機制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号又はデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ＊，電流センサ１４～１６が検出した各相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、および、レゾルバ１７の回転角信号ＳＧ　θ、をデジタル変換により読込む。
　なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。
　次にマイコンＭＰＵは、読込んだ回転角信号ＳＧθ（回転角データＳＧθ）に基づいて回転角度θおよび回転速度ωを算出する（３）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正する（４）。この機能を図２および図３上に、「検出電流補正」３１ａとして示した。次にマイコンＭＰＵは、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”を、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（５）。この機能を図２上には、電流帰還３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する（６）。この機能を図２上には、弱め界磁電流演算３６として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*，２次目標電圧Ｖｕｃ＊および算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊maxを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ＊maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*を目標トルクＴ*に定める（７）。この機能を図２上には、トルク指令制限３４として示した。
　つぎにマイコンＭＰＵは、「２次目標電圧算出」（８）で、電動機１０が「力行」運転か「回生」運転かを判定し、判定結果に対応してグループを選択し、その中の、目標トルクＴ＊に対応付けられている２次目標電圧テーブルから、現在の回転速度ωに割り当てられている２次目標電圧Ｖｕｃ＊を読み出す。「２次目標電圧算出」（８）の内容は、上述の、図２に示す２次目標電圧算出４１の内容と同様である。
　「出力演算」（９）の内容は、上述の、図２に示す出力演算３５の内容と同様である。該「出力演算」（９）で算出したｄ－ｑ軸の電圧目標値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する（１０）。このとき電動機目標電圧Ｖｍ＊も算出する。つぎの「変調制御」（１１）で、変調比Ｍｉを算出し、変調比Ｍｉ，目標トルクＴ＊および回転速度ωに基いて、変調モードを決定する。
　変調モードを決定するために参照するパラメータには、目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉがある。マイコンＭＰＵには、変調モード（３相変調，２相変調，１ｐｕｌｓｅ）および変調比に対応付けた変調閾値テーブル（ルックアップテーブル）があり、各変調閾値テーブルには、変調モード境界の閾値（目標トルク値および回転速度値）が格納されている。「変調制御」（１１）では、マイコンＭＰＵは、現在の変調モード（３相変調，２相変調又は１ｐｕｌｓｅ）と変調比Ｍｉに対応する変調閾値テーブルを選択してそれから、閾値を読み出して、目標トルクＴ＊および回転速度ωを閾値と対比して、次に採用すべき変調モードを決定する。
　次の「出力更新」（１２）では、変調制御（１１）で決定した変調モードの各相目標電圧を出力するＰＷＭパルス出力を、ＰＷＭパルス発生４０に設定する。また、コンバータ駆動用のＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒの出力をＰＷＭパルス発生４３に設定する。次に、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１３）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、システムコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１４，１５）。
　上述のように電流センサ１４～１６で検出した３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、図４上の「検出電流補正」（４）（図２上の検出電流補正３１ａ）で、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”に補正し、そしてこれらを２軸値ｉｄ，ｉｑに変換して図４上の「出力演算」（９）（図２上の出力演算３５）にフィードバックして２軸目標値ｉｄ＊，ｉｑ＊とのフィードバック制御演算によって、２軸目標電圧値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を発生してこれを図４上の３相変換（１０）（図２上の２相／３相変換３７）で３相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換して、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)によって電動機１０の３相コイルにＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を印加するので、３相電流センサ１４～１６の電流検出値のアンバランスによる電動機トルクのリップルが低減し、また、電動機の電力損失が低減する。
　－第２実施例－
　第１実施例の、上述の、図４上の「検出電流補正」（４）（図２上の検出電流補正３１ａ）は、マイコンＭＰＵが、電流センサ１４～１６で検出した３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをＡ／Ｄ変換によって３相電流データに変換して読み込んでから、該３相電流データに基づいてデジタル演算処理により、平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”を算出する。しかし第２実施例では、図５に示すように、モータ制御装置３０の外に、アナログ電気回路である検出電流補正回路３１ａを備えた。この検出電流補正回路３１ａは、電流センサ１４～１６が検出した３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（アナログ）を、アナログ演算処理により平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”（アナログ）に変換する。
　図５に示す第２実施例のモータ制御装置３０の機能は、図２の検出電流補正３１ａを削除し、図４の「検出電流補正」（４）を削除して「入力読み込み」（２）で、検出電流補正回路３１ａが出力している平衡３相電流値ｉｕ”，ｉｖ”，ｉｗ”をデジタル変換して読み込むものである。図５に示す検出電流補正回路３１ａの構成の概要は、図３の（ａ）に示すものと同様であるが、図５に示す検出電流補正回路３１ａ内各ブロック４４～５０はいずれも、演算増幅器（Operational Amplifier）と係数設定抵抗を主体とするアナログ回路である。
　なお、第２実施例においても、検出電流補正回路を、図３の（ｂ），（ｃ）又は（ｄ）に示す検出電流補正３１ｂ，３１ｃ又は３１ｄのブロック構成（４４～４８）と同様な構成ではあるが、図５に示す検出電流補正回路３１ａと同様に各ブロックをアナログ回路とする態様もある。

Claims (9)

  1. 　３相電動機に給電する給電手段；
    　前記３相電動機の３相それぞれの相電流を個別に検出する３相電流センサ；
    　該３相電流センサが検出した３相それぞれの相電流を加算し、３相総和を算出する加算手段；
    　該３相総和の位相および振幅に基づいて、３相の中の少なくとも２相の相電流の補正量を算出し、算出した補正量で相電流検出値を補正する、検出電流補正手段；および、
    　該検出電流補正手段による補正後の３相電流と目標電流に基づくフィードバック制御により前記給電手段による前記３相電動機への給電を制御するモータ制御手段；
    を備える電動機制御装置。
  2. 　前記検出電流補正手段は、前記３相総和を異なる２軸に移相する移送手段を備え、該移相手段で移相した３相総和に基づいて、前記３相総和の移相および振幅を算出する；請求項１に記載の電動機制御装置。
  3. 　前記移相手段は、０°および９０°の直交する２軸に移相する；請求項２に記載の電動機制御装置。
  4. 　前記検出電流補正手段は、前記位相および振幅を用いて、３相の内２相の補正量を算出し、各補正量の分だけ対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段は、補正後の２相の電流と、他の１相の相電流の検出値に基づいてフィードバック制御を行う；請求項１乃至３のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
  5. 　前記検出電流補正手段は、前記位相および振幅を用いて、３相の補正量を算出し、各補正量の分だけ、対応する相電流検出値を補正し；前記モータ制御手段は、補正後の３相の電流に基づいてフィードバック制御を行う；請求項１乃至３のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
  6. 　前記給電手段は、直流電源、および、前記３相電動機と前記直流電源との間の電力のやり取りを制御するインバータ、を含み；
    　前記モータ制御手段は、前記検出電流補正手段による補正後の３相電流を２軸電流に変換し、該２軸電流と、前記３相電動機の目標トルクおよび回転速度に基づいた、該３相電動機の出力トルクを前記目標トルクにするための２軸目標電流と、に基づいてインバータ駆動信号を生成し前記インバータを制御する；
    請求項１乃至５のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
  7. 　前記検出電流補正手段は、３相電流センサのアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換した３相電流データに対して、デジタルデータ処理により前記補正を行う、デジタルデータ処理手段であり；前記モータ制御手段は、３相電流センサのアナログ検出信号を３相電流データにＡ／Ｄ変換して前記デジタルデータ処理手段に与えて、該デジタルデータ処理手段が補正した３相電流データを前記２軸電流に変換する；請求項１乃至６のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
  8. 　前記検出電流補正手段は、３相電流センサのアナログ検出信号を、アナログ処理回路により前記補正を行う、検出電流補正回路であり；前記モータ制御手段は、前記検出電流補正回路が補正したアナログ検出信号をＡ／Ｄ変換して読み込む；請求項１乃至６のいずれか１つに記載の電動機制御装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれか１つに記載の電動機制御装置；および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。
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