WO2010119483A1 - 多相交流電動機、その駆動装置および駆動方法 - Google Patents

多相交流電動機、その駆動装置および駆動方法 Download PDF

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WO2010119483A1 PCT/JP2009/001762 JP2009001762W WO2010119483A1 WO 2010119483 A1 WO2010119483 A1 WO 2010119483A1 JP 2009001762 W JP2009001762 W JP 2009001762W WO 2010119483 A1 WO2010119483 A1 WO 2010119483A1
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motor
magnetic pole
stator
voltage
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PCT/JP2009/001762
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岩崎則久
中津川潤之介
岩路善尚
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株式会社日立製作所
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    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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Definitions

  • the present invention relates to a multiphase AC motor in an unbalanced state, a driving apparatus and a driving method thereof.
  • Multiphase AC motors are expanding their application in home appliances, industries, automobiles, etc., taking advantage of their small size and high efficiency.
  • the number of products in which the drive system of an electric motor is replaced from a rectangular wave energization type to a sine wave energization type has increased, and resistance, inductance, and induced voltage are used for applications such as rotor position estimation in position sensorless control and high-accuracy torque control.
  • An increasing number of controllers require the input of electric constant setting values of electric motors such as constants. Therefore, unless the electric constant of the motor is accurately identified and input, the control performance is greatly affected.
  • the inductance is strongly influenced by the magnetic nonlinearity of the core, and the influence of magnetic saturation appears greatly.
  • Patent Document 1 an annular claw magnetic core stator formed of a powder magnetic core and a ring of the stator A Crotice type motor composed of a rotor was developed.
  • this claw teeth motor has three-phase independent stators stacked in the axial direction, so the intermediate phase has a smaller magnetoresistance than the other phases, and the principle It has the characteristics of upper three-phase unbalance. For this reason, magnetic pulsation of electrical angle secondary (2 cycles per electrical angle cycle) is generated, and torque pulsation of the same order is further generated.
  • Patent Document 1 The technology for reducing the magnetic flux pulsation and torque pulsation of the Crotice type motor is disclosed in Patent Document 1 and Patent Document 2.
  • Patent Document 1 due to the structure in which the phases are adjacent to each other in the axial direction, the magnetic resistance of the Crotice type electric motor which is a three-phase imbalance is balanced by applying a magnetic insulating material made of a non-magnetic material between the phases.
  • the three-phase independent stators are axially adjacent to each other so that the intermediate phase has a small magnetic resistance and causes a three-phase unbalance. Therefore, in this prior art 1, magnetic insulation is performed by inserting a magnetic insulating material between the phases, and the three phases are balanced to reduce the magnetic angle secondary magnetic flux pulsation and the torque pulsation of the same order. ing.
  • Patent Document 2 discloses a technique for calculating torque pulsation in advance in a torque pulsation calculating means, adding a waveform having a phase opposite to that of the calculated torque pulsation component to a command value, and reducing the pulsation component. Yes.
  • torque pulsation is reduced by obtaining pulsation characteristics in advance using the torque pulsation calculating means of the electric motor and adding it to the torque pulsation command during driving.
  • the torque pulsation calculation means calculates the torque pulsation in advance and adds the opposite phase to the command value, it is difficult to calculate the torque pulsation and the number of measurement / analysis operations increases. become.
  • the present invention has been made in consideration of the above points, and a multiphase AC motor, a driving device thereof, and a multiphase AC motor that can be used for AC motor control by simply correcting a command value of an originally necessary current or voltage.
  • An object is to provide a driving method.
  • a multi-phase AC motor including a multi-phase stator magnetic pole in which the stator magnetic pole is configured independently for each phase, and a variable voltage / variable frequency multi-phase by pulse width modulation in the motor.
  • the control device is configured to change the amplitude and / or phase of the alternating current applied to at least one phase of the stator magnetic pole, It is characterized by comprising a correction unit that makes an unbalanced state with an alternating current applied to another phase.
  • the correcting unit is connected to a stator coil of at least one phase in which the magnitude of the magnetic resistance of the stator magnetic pole of the multiphase AC motor is different from that of the other phase, It is configured to apply alternating currents having different amplitudes.
  • the multiphase AC motor most suitable for applying the present invention is configured by sandwiching a plurality of upper and lower claw magnetic poles provided on the inner side of a stator core, and a ring coil between the upper and lower claw magnetic poles.
  • a stator magnetic pole for one phase, a stator magnetic pole for m phase configured by axially shifting the stator magnetic pole for one phase at an electrical angle of 2 ⁇ / m intervals, and the claw magnetic pole This is a claw teeth type m-phase AC motor provided with a rotor rotatably supported by a predetermined gap on the inner peripheral side of the motor.
  • the correction unit inputs an output of a correction amount calculation unit that calculates a correction amount based on a result of a prior analysis or measurement, and corrects to an unbalanced state according to the input. Configured as follows.
  • a voltage measuring device for measuring a voltage applied from the inverter to the multi-phase AC motor, and an output of the voltage measuring device are input to be in an unbalanced state.
  • a command value calculation unit that calculates a command value for the purpose.
  • pulsation reduction can be realized by an approach from the control surface without increasing the size of the motor and without using complicated torque pulsation calculation means.
  • a command value for generating an alternating current that reduces pulsation is expressed by a simple expression and incorporated into the control to easily reduce secondary pulsation of electrical angle and torque pulsation of the same order. can do.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration of a first embodiment in a driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • a current command generator 101 that generates a command value of a current that flows to the motor, and a pulse width modulation signal (hereinafter abbreviated as a PWM signal) are generated from the current command value.
  • a controller 100 is provided.
  • an inverter 106 driven by a PWM signal, a converter 107 for supplying a DC voltage to the inverter 106, and a crotice motor 108 to be controlled are provided.
  • U and V phase current detectors 109 and 110 for detecting U and V phase currents supplied from the inverter 106 to the clottis motor 108, and voltages for detecting the input voltage Edc of the inverter 106 It has a detector.
  • a correction unit 102 for correcting the current value of the intermediate phase (V phase) and a current correction part calculation unit 103 for calculating the current value to be corrected are added.
  • the original control unit converts a voltage command calculation unit 104 that calculates an AC applied voltage command value to be applied to the motor from the current command value, and converts the AC applied voltage command value into a pulse width modulation signal (hereinafter abbreviated as PWM signal). Output from the PWM generator 105.
  • current command values for the U, V, and W phases are generated by the current command generator 101 of FIG.
  • the correction unit 102 corrects the intermediate phase (V-phase) current command value.
  • the corrected current command value is calculated by the current correction calculation unit 103.
  • the voltage command calculation unit 104 calculates the voltage command value from the current command values of the three phases including the corrected intermediate phase current command value.
  • the calculated voltage command value is converted into a PWM signal by the PWM generator 105.
  • a DC voltage Edc is applied to the inverter 106 through the converter 107, and a PWM signal from the PWM generator 105 is applied to supply a three-phase AC of variable voltage / variable frequency to the Crotice type motor 108.
  • the U-phase current value Icu is detected by the U-phase current detector 109
  • the W-phase current value Icw is detected by the W-phase current detector 110, and fed back to the voltage command calculation unit 104 to calculate the voltage command value. Used for.
  • the magnetic resistance of the intermediate phase (V phase) is small, and in principle, a magnetic three-phase imbalance occurs, and a magnetic flux pulsation with a secondary electrical angle is generated, causing torque pulsation of the same order.
  • the correction unit 102 is installed. Setting is made so that the amplitude of the current command value is changed by the current command correction amount ⁇ I of the intermediate phase. ⁇ I is calculated by the current correction calculation unit 103 based on the analysis and measurement results obtained in advance by simulation, and is given to the correction unit 102, thereby realizing a reduction in electrical angle secondary magnetic flux pulsation and torque pulsation of the same order. To do.
  • V-phase current command value is reduced using the following equation (1).
  • ⁇ d shown in the equation (1) indicates an angle from the reference to the d-axis with respect to the U-phase winding axis.
  • ⁇ d shown in the equation (1) indicates an angle from the reference to the d-axis with respect to the U-phase winding axis.
  • minus plus in the formula, “minus” is used when the magnetic resistance of the intermediate phase is small, and “plus” is used when the magnetoresistance of the intermediate phase is large.
  • Equation (2) is used.
  • formula (3) is used for the case of an electric motor having a structure in which the magnetic resistance of the W phase is different (when the magnetic resistance is small or large).
  • each phase in which each phase is configured independently, such as a Crotice motor, the phase relationship of each phase may not be balanced due to an installation position error of each phase. In this case, it can be dealt with by changing the phase of the equations (1) to (3). For example, when the U-phase attachment position is a phase advanced by ⁇ degrees in electrical angle, pulsation can be reduced by using the equation (4).
  • ⁇ I may be calculated by the expression (5) as a ratio of the current amplitude I 1 , for example, as a percentage n [%], based on the analysis and measurement results by a prior simulation.
  • the percentage n [%] at this time can be considered to be two cases: a case where the percentage at a certain current amplitude I 1 is constant, and a case where the percentage n [%] is changed in accordance with the change of the current amplitude I 1. .
  • FIG. 2 is a block diagram showing a system configuration of the second embodiment in the driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • the controller of the drive device of the second embodiment generates a speed command generator 201 that generates a speed command value that determines the speed of the rotor of the motor, and generates d-axis, q-axis, and zero-phase current command values.
  • the main circuit includes a converter 209 for supplying a direct current voltage to the inverter 208, an inverter 208 driven by a PWM signal, and a claw teeth motor 210 to be controlled.
  • U to W phase current detectors 211 to 213 for detecting U to W phase current supplied to the electric motor 210 by the inverter 208, a position sensor 215 for detecting the position of the rotor of the electric motor, and A voltage detector 216 for detecting the inverter input voltage Edc is provided.
  • the controller 200 includes a correction unit 203 that corrects each of the d-axis current, the q-axis current, and the zero-phase current, and a current correction calculation unit 204 that calculates a current value to be corrected. .
  • a voltage command calculation unit 205 that calculates voltage command values in the d-axis, q-axis, and zero phase from each command value, and the calculated voltage command value as a value on a three-phase AC axis
  • a dq coordinate conversion unit 214 for converting into components on the dc-qc axis, which is the coordinate axis, is provided.
  • a speed command is generated by the speed command generator 201 of FIG. 2, and d-axis, q-axis, and zero-phase current command values are generated by the current command generator 202.
  • the generated command value is corrected through the correction unit 203.
  • a value used for correction is calculated by the current correction calculation unit 204.
  • the current command value and the speed command value corrected by the correction unit 203 are calculated to a voltage command value by the voltage command calculation unit 205.
  • the calculated voltage command value is converted by the dq inverse conversion unit 206 from the value of the rotational coordinate axis to the value on the three-phase AC axis.
  • the converted voltage command values for the three phases are converted into PWM signals by the PWM generator 207.
  • a DC voltage is applied to the inverter 208 through the converter 209, and the inverter 208 is driven by applying a PWM signal from the PWM generator 207 to supply a three-phase AC of variable voltage / variable frequency to the Crotice type motor 210. To do.
  • U-W phase current values are detected by U-W phase current detectors 211-212.
  • a detector is required for each of the three phases.
  • the detected current value is converted by the dq coordinate conversion unit 214 from a value on the three-phase AC coordinate axis to a value on the rotation coordinate axis.
  • Each converted current value is fed back and used for voltage command calculation.
  • the position of the rotor is detected by the position sensor 215, and these are used for calculation at the time of dq coordinate conversion or dq reverse conversion.
  • the magnetic resistance of the intermediate phase (V phase) is small, and in principle, a magnetic three-phase unbalance occurs, and a secondary magnetic angle magnetic flux pulsation is generated, causing a torque pulsation of the same order.
  • amendment part 203 was installed.
  • the command value is converted from the value on the three-phase AC coordinate axis to the value on the rotation coordinate axis, the d-axis current command value, the q-axis current command value, and zero A correction calculation is required for each phase current value.
  • the value of ⁇ I necessary at that time is calculated by the current correction amount calculation unit 204 based on the analysis and measurement result by the prior simulation. By giving this calculated value to the correction unit 203, reduction of magnetic angle secondary magnetic flux pulsation and the same order torque pulsation is realized.
  • ⁇ d shown in equation (6) indicates the angle from the reference to the d-axis with respect to the U-phase winding axis.
  • a method of superimposing alternating currents with different amplitudes on the intermediate phase in order to reduce the secondary pulsation of the electrical angle that is characteristic of the Crotice type motor 210 will be described.
  • “minus plus” in the formula is “minus” when the intermediate phase magnetic resistance is small, and conversely, “plus” is used when the intermediate phase magnetic resistance is large.
  • Equation (7) is used.
  • a secondary electrical angle AC is superimposed on at least one of the d-axis and q-axis command values of the d-axis, q-axis, and zero phase.
  • a primary AC is superimposed in the zero phase.
  • phase relationship between the phases may not be balanced due to an attachment position error of each phase.
  • a secondary pulsation of the electrical angle occurs, and this can be dealt with by changing the phase in the equations (6) to (8) based on the same concept as the equation (4).
  • correction amount ⁇ I in the cases of the expressions (6) to (8) is also calculated in the same manner as the expression (5).
  • FIG. 3 is a block diagram showing a system configuration of a third embodiment in the driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • the control unit of the driving apparatus of the third embodiment includes a current command generator 301 that generates d-axis and q-axis current command values, a speed command generator 302 that generates speed command values, and a PWM signal from the command values.
  • a controller 300 for adjusting the above is provided.
  • a converter 309 for supplying a DC voltage to the inverter 308, an inverter 308 driven by a PWM signal, and a Crotice type electric motor 310 to be controlled are provided.
  • U and W phase current detectors 311 and 312 that detect U and W phase currents supplied to the motor 310 by the inverter 308, and a position sensor 314 that detects the position of the rotating motor.
  • a voltage detector 315 for detecting the inverter input voltage Edc.
  • the controller 300 includes a correction unit 303 that corrects the q-axis current command value and a current correction amount calculation unit 304 that calculates a current correction amount to be superimposed on the correction device.
  • a voltage command calculation unit 305 that calculates a voltage command value from the current command value and speed command value of the d-axis and q-axis, and a voltage command value of the d-axis and q-axis on the three-phase AC coordinate axis
  • a dq inverse conversion unit 306 that converts the current value detected by the electric motor into a value on the rotation coordinate axis
  • a dq coordinate conversion unit 313 that converts each current value detected by the motor into a value on the rotation coordinate axis.
  • d-axis and q-axis current command values are generated by the d-axis current command generator 301 in FIG. 3, and a speed command value is generated by the speed command generator 302.
  • the q-axis current command value is corrected by the correction unit 303.
  • the value used for correction is calculated by the current correction calculation unit 304.
  • the current command value and the speed command value are calculated into voltage command values by the voltage command calculation unit 305, and the calculated voltage command values are calculated on the three-phase AC coordinate axes from the values on the rotation coordinate axes by the dq inverse conversion unit 306. Converted to a value.
  • the converted voltage command values for the three phases are converted into PWM signals by the PWM generator 307.
  • a DC voltage is applied to the inverter 308 through the converter 309, and the inverter 308 is driven by applying a PWM signal from the PWM generator 307, and supplies a three-phase AC of variable voltage / variable frequency to the Crotice type motor 310. To do.
  • the U-phase current value is detected by the U-phase current detector 311, and the W-phase current value is detected by the W-phase current detector 312. If the motor is Y-connected, the third detector is not necessary because the remaining one can be calculated if two currents can be detected in the three phases. Further, the detected three-phase current is converted by the dq coordinate conversion unit 313 from a value on the three-phase AC coordinate axis to a value on the rotational coordinate axis. The converted d-axis and q-axis current values are fed back and used for voltage command calculation. Further, the position of the rotor is detected by the position sensor 314, and these are used for calculation at the time of dq coordinate conversion or dq reverse conversion.
  • the magnetic resistance of the intermediate phase (V phase) is small, and in principle, it becomes a magnetic three-phase unbalance, generates a secondary magnetic angle magnetic flux pulsation, and a torque pulsation of the same order.
  • amendment part 303 was installed.
  • FIG. 3 since it is converted to a value on the rotational coordinate axis as in FIG. 2, it is necessary to correct the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the zero-phase current value.
  • the current command value to be corrected is q Only the shaft current command value is required.
  • the value of ⁇ Iq required at that time is calculated by the current correction amount calculation unit 304 based on the analysis and measurement results obtained in advance by simulation. By giving this calculated value to the correction unit 303, it is possible to reduce the magnetic angle secondary magnetic flux pulsation and the torque pulsation of the same order.
  • (Theta) d shown in Formula (9) has shown the angle from the reference
  • a method of superimposing command values having different amplitudes on the intermediate phase current in order to reduce the secondary pulsation of the electrical angle unique to the Crotice type motor 310 will be described.
  • minus plus in the formula, “minus” is used when the magnetoresistance of the intermediate phase is small, and conversely, “plus” is used when the magnetoresistance of the intermediate phase is large. Use.
  • Equation (10) is used.
  • each phase in which each phase is configured independently, such as a Crotice motor, the phase relationship of each phase may not be balanced due to an installation position error of each phase. In this case as well, a secondary pulsation of the electrical angle occurs, and this can be dealt with by changing the phase in the equations (9) to (11) according to the equation (4).
  • correction amount ⁇ i q in this case is also calculated using the equation (12) as in the equation (5).
  • FIGS. 10 to 13 are simulation results for a clotice type motor having a small intermediate phase magnetic resistance.
  • the actually generated torque pulsation amplitude tends to increase with the magnitude of the q-axis current, as shown in FIG.
  • the secondary magnetic flux pulsation and torque pulsation do not change in phase depending on the magnitude of the q-axis current, and can be said to be substantially constant. Therefore, the secondary magnetic flux pulsation and the torque pulsation of the same order can be reduced by superimposing the electric angle secondary alternating current at a fixed phase.
  • FIG. 13 shows simulation data as a result of performing pulsation reduction correction using the equation (12).
  • n in the equations (5) and (12) should be increased according to the magnitude of the current command iq *.
  • the desired torque pulsation can be reduced even in a large q-axis current region.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a system configuration of the fourth embodiment of the driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • the control unit of the drive device of the fourth embodiment includes a command value generator 401 that generates a command value for calculating a voltage command value, and a controller 400 that adjusts a PWM signal from the command value.
  • a converter 407 for applying a DC voltage to the inverter 406, an inverter 406 driven by a PWM signal, and a claw teeth motor 408 to be controlled are provided.
  • U and W phase current detectors 409 and 410 for detecting the U phase current supplied from the inverter 406 to the electric motor 408 and a voltage detector 411 for detecting the inverter input voltage Edc are provided.
  • the controller 400 includes a voltage command calculation unit 402 that calculates a voltage command value from an original command value, and a PWM generation unit 405 that generates a PWM signal from the voltage command value. Further, according to the present invention, a correction unit 403 for correcting the intermediate phase (V-phase) voltage command value and a voltage correction amount calculation unit 404 for calculating a value used for correction are added.
  • a command value for calculating a voltage command value is generated by the command value generator 401 of FIG.
  • the generated command value is calculated into a voltage command value by the voltage command calculation unit 402.
  • the voltage command value of the intermediate phase (V phase) is corrected by the correction unit 403.
  • the value used for correction is calculated by the voltage correction calculation unit 404.
  • the voltage command values for the three phases are converted into PWM signals by the PWM generator 405.
  • a DC voltage is applied to the inverter 406 through the converter 407.
  • the inverter 406 is driven to supply a three-phase AC of variable voltage / variable frequency to the Crotice type motor 408. To do.
  • the U-phase current value is detected by the U-phase current detector 409, and the W-phase current value is detected by the W-phase current detector 410.
  • the motor is Y-connected, if the current for two phases out of the three phases can be detected, the remaining one phase can be calculated, and each detected current value is fed back to the voltage command calculation unit and used for voltage command value calculation. .
  • the intermediate phase (V phase) magnetic resistance is small, and in principle, a magnetic three-phase unbalance occurs, a secondary magnetic angle magnetic flux pulsation is generated, and the torque pulsation of the same order is caused.
  • amendment part 403 was installed.
  • the current command value is not corrected as in the previous embodiments, but the amplitude of the voltage command value with respect to the output voltage of the inverter 406 applied to the electric motor 408 is corrected.
  • the voltage correction amount necessary at that time is calculated by the voltage correction amount calculation unit 404 based on the analysis and measurement result by the prior simulation. By providing this calculated value to the correction unit 403, reduction of the magnetic angle secondary magnetic flux pulsation and the same order torque pulsation is realized.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a system configuration of a fifth embodiment of the driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • the control unit of the drive device of the fifth embodiment includes a current command generator 501 that generates a current command value for driving an electric motor, and a controller 500 that adjusts a PWM signal from the command value.
  • the main circuit includes an inverter 505 driven by a PWM signal, a converter 506 for supplying a DC voltage to the inverter 505, and a claw teeth motor 507 to be controlled.
  • a U to W phase voltage detectors 508 to 510 for detecting the U to W phase voltage supplied to the electric motor by the inverter 505 and a voltage detector 511 for detecting the inverter input voltage Edc are provided. .
  • the controller 500 includes a voltage command calculation unit 503 that calculates a voltage command value from an original current command value, and a PWM generation unit 504 that generates a PWM signal from the voltage command value.
  • the value used for correction is calculated by the correction current command value calculation unit 511 during operation.
  • the correction current command value calculation unit 511 inputs the outputs Vcu to Vcw of the U to W phase voltage detectors 508 to 510 for detecting the U to W phase voltage applied to the electric motor 507 by the inverter 505, and performs necessary current correction. Calculate the quantity.
  • the relationship between the detected voltage and the necessary current correction amount is set in advance in the corrected current command value calculation unit 511 based on the analysis and measurement results obtained in advance by simulation.
  • the current command value for each of the three phases is calculated to a voltage command value by the voltage command calculation unit 503.
  • the calculated voltage command value is converted into a PWM signal by the PWM generator 504.
  • a DC voltage is applied to the inverter 505 through the converter 506, and the inverter 505 is driven by applying a PWM signal from the PWM generator 504, and a three-phase AC of variable voltage / variable frequency is supplied to the Crotice type electric motor 507. Supply.
  • FIG. 6 is a process flowchart for explaining the fifth embodiment of the present invention.
  • the intermediate phase (V phase) has a small magnetic resistance, and in principle, a magnetic three-phase imbalance occurs, causing a secondary magnetic angle magnetic flux pulsation and a torque pulsation of the same order.
  • amendment part 502 was installed.
  • step 601 the motor is driven with an arbitrary current, and after a predetermined time, the voltage is set to 0 in step 602. After the voltage is set to 0, the induced voltage is calculated from the voltage value in step 603 using the U to W phase voltage detectors 508 to 510 in the idling state.
  • step 604 a current command value for amplitude correction is calculated by the correction current command value calculation unit 511 from the calculated induced voltage.
  • the torque pulsation of the motor can be reduced in the normal operation mode of step 605.
  • step 610 in the normal operation state, the motor is driven with the current corrected in step 611, the induced voltage is calculated in step 612, and the correction current is calculated in step 612. Both can be supported.
  • FIG. 7 is a cross-sectional perspective view which shows the outline of the stator structure of the claw teeth motor which shows the 6th Embodiment of this invention.
  • the sixth embodiment is an embodiment related to a pulsation reduction method viewed from the structural aspect of a crotice motor, which has been given as an example of a control target.
  • a U-phase stator 701 is configured by aligning a claw magnetic pole 701a on the upper side of the U phase and a claw magnetic pole 701b on the lower side of the U phase so that the claws are adjacent to each other.
  • This structure is substantially the same as the exploded perspective view shown in FIG.
  • the V phase and the W phase have the same structure, and are superposed while being shifted in the rotation direction by an electrical angle of 2 ⁇ / 3 to form a three-phase stator magnetic pole. That is, in the V phase, the upper claw magnetic pole 702a and the lower V-phase claw magnetic pole 702b are configured in the same manner as the U phase, and the electrical angle is shifted by 2 ⁇ / 3 in the circumferential direction from the U phase stator 701.
  • V-phase stator 702 superposed on each other.
  • the upper pawl magnetic pole 703a and the lower pawl magnetic pole 703b of the W phase are configured in the same manner as the U phase and V phase, and the electrical angle is shifted by 2 ⁇ / 3 in the circumferential direction from the V phase stator 701.
  • a W-phase stator 703 superimposed in the axial direction.
  • a U-phase winding 704 applied to the U-phase stator 701 in the circumferential direction
  • V-phase winding 705 applied to the V-phase stator in the circumferential direction
  • a W-phase winding applied to the W-phase stator in the circumferential direction.
  • the Crotice type electric motor has such a structure, the magnetic resistance of the V-phase stator 702 not facing the air is reduced. For this reason, in principle, a three-phase unbalanced characteristic is brought about, and magnetic flux pulsation and torque pulsation are caused. Therefore, the magnetic resistance is increased by using a material having a lower magnetic permeability than the other phases as a material for the V-phase core 702.
  • FIG. 8 is a cross-sectional perspective view which shows the outline of the stator structure of the claw teeth motor which shows the 7th Embodiment of this invention.
  • the seventh embodiment is also an embodiment related to a pulsation reduction method as viewed from the structural surface of the crotice motor, similarly to the sixth embodiment described in FIG.
  • the magnitude of the magnetic resistance can be increased, and the same effects as in the first to fifth embodiments can be obtained.
  • FIG. 9 is a cross-sectional perspective view showing an outline of the stator structure of the crotice motor showing the eighth embodiment of the present invention.
  • the eighth embodiment is also an embodiment related to a pulsation reduction method as viewed from the structural aspect of the crotice motor, similarly to the sixth and seventh embodiments described with reference to FIGS. 7 and 8.
  • the number of turns of the V-phase core coil 905 is less than that of the U-phase coil 904 and the W-phase coil 906, thereby uniformizing the three-phase generated magnetic flux, and the same as in the first to fifth embodiments. Can have an effect.
  • FIG. 14 is a schematic structural diagram showing a ninth embodiment of the driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • the electric motor 1401 includes a stator 1405, a rotor 1406, a coil 1407, and an output shaft 1408, and an AC voltage is supplied from the control device 1403 to the electric motor 1401 through the wiring 1404.
  • the supplied voltage causes an alternating current to flow through the coil 1407, a rotating magnetic field is generated in the stator 1405, the rotor 1406 rotates in synchronization with the rotating magnetic field, and a rotating force is generated in the output shaft 1408.
  • FIG. 15 is a schematic structural diagram showing a tenth embodiment of the driving apparatus for a multiphase AC motor according to the present invention.
  • the electric motor 1501 includes a stator 1504, a rotor 1505, a coil 1506, and an output shaft 1507.
  • the multiphase AC motor 1501 includes a plurality of upper and lower claw magnetic poles provided on the inner side of the stator core, and the upper and lower claw magnetic poles.
  • a stator magnetic pole for one phase constructed by sandwiching a ring coil, and the m magnetic phase for the m phase are arranged in the axial direction while shifting the stator magnetic pole for one phase by an electrical angle of 2 ⁇ / m in the rotational direction.
  • the m-phase stator magnetic pole is provided.
  • it is a clotice type multiphase alternating current motor provided with the rotor 1505 rotatably supported through the predetermined space
  • an inverter housed integrally in a casing 1502 of the multiphase AC motor 1501 and applying a variable voltage / variable frequency multiphase AC by pulse width modulation to the multiphase AC motor, and the stator magnetic poles
  • a control device 1503 for controlling the inverter including a correction unit that unbalances the amplitude of the alternating current applied to at least one phase with the alternating current applied to the other phase.
  • W phase voltage detector 110, 213, 312, 410 ... W phase current detector, 201, 30 ... speed command generator, 206, 306 ... dq inverse converter (coordinate corresponding value converter: two-phase rotating coordinate system ⁇ three-phase fixed coordinate system), 214, 313 ... dq coordinate converter (coordinate corresponding value converter: three (Phase-fixed coordinate system ⁇ two-phase rotational coordinate system), 215, 314 ... rotor position sensor, 401 ... command value generator, 404 ... voltage correction component calculation unit, 511 ... correction current command value calculation unit, 701, 801, 901 ... Crotice type motor U-phase core, 701a, 801a, 901a ...

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Abstract

　クローティース型交流電動機１０８のように、三相不平衡の状態にある交流電動機の磁束脈動及びトルク脈動を低減することを目的とし、電動機に可変電圧・可変周波数の三相交流を供給するインバータ１０６に対して、本来与える各相の電流指令値のうち、固定子コアの磁気抵抗が他の相より小さい中間相（V相）の電流指令を、電流補正分計算部１０３で計算した補正分に基いて補正部１０２により減少補正を加え、電動機１０８に不平衡な三相交流を供給して、電気角２次の磁束脈動と、同次数のトルク脈動を低減する。

Description

多相交流電動機、その駆動装置および駆動方法
　本発明は、不平衡状態における多相交流電動機、その駆動装置および駆動方法に関する。
　多相交流電動機、特に永久磁石同期電動機は、小形・高効率という特長を活かし、家電、産業、自動車等、適用用途を拡大している。特に近年では、電動機の駆動方式が矩形波通電型から正弦波通電型に置き換わる製品が増え、位置センサレス制御での回転子位置推定や、高精度トルク制御等の用途に、抵抗やインダクタンス、誘起電圧定数など、電動機の電気定数設定値の入力を必須とするコントローラが増えてきた。そのため、電動機の電気定数を正確に同定して入力しないと制御性能に大きく影響する。中でも、インダクタンスは、コアの磁気的な非線形性が強く影響し磁気飽和の影響が大きく現れる。
　このような背景から、電動機の小型化・低コスト化を目指し、例えば特許文献１に開示されているように、圧粉磁心で形成された環状爪磁心の固定子とその固定子の環内にある回転子とで構成されるクローティース型電動機が開発された。しかし、特許文献１にも述べられているように、このクローティース型電動機は、三相独立した固定子が軸方向に重ねられているため、中間相の磁気抵抗が他相よりも小さく、原理上三相不平衡の特性を有する。このため、電気角２次（電気角一周期あたり２周期）の磁束脈動を生じ、さらに同次数のトルク脈動を引き起こす。
　クローティース型電動機の磁束脈動やトルク脈動を低減させる技術は、特許文献１や特許文献２に開示されている。
　まず、特許文献１では、各相が軸方向に隣接されている構造上、三相アンバランスであるクローティース型電動機の磁気抵抗を、相間に非磁性体からなる磁気絶縁材を施すことによってバランスさせる技術である。クローティース型電動機の特徴として、三相独立した固定子が軸方向に隣接されていることで中間相の磁気抵抗が小さく、三相不平衡を引き起こす構造となっている。そこで、この従来技術１では、相間に磁気絶縁材を挿入することで磁気的な絶縁を施し、三相をバランスさせることで、電気角２次の磁束脈動、さらに同次数のトルク脈動を低減している。
　また、特許文献２には、あらかじめトルク脈動算出手段において、トルク脈動を算出しておき、算出したトルク脈動成分と逆位相の波形を指令値に加算し、脈動成分を低減する技術が開示されている。この従来技術２では、電動機のトルク脈動算出手段を用いて、あらかじめ脈動特性を求めておき、駆動時にトルク脈動指令に加算することで、トルク脈動を低減している。
特開２００８－２９１４２号公報 特開２００６－２４６６０１号公報
　従来技術の問題点を挙げると、相間に磁気的な絶縁を施す手法では、軸方向の長さが長くなり、結果として電動機のサイズが大きくなってしまう。
　また、トルク脈動算出手段によって、あらかじめトルク脈動を算出しておき、その逆位相を指令値に加算する手法では、トルク脈動の算出が困難であることや、計測・解析作業の回数が増え、煩雑になる。
　本発明は上記の点を考慮してなされたものであり、本来必要な電流または電圧の指令値を簡単に補正し、交流電動機制御に用いることを可能とした多相交流電動機、その駆動装置および駆動方法を提供することを目的とする。
　本発明はその一面において、固定子磁極が各相毎に独立して構成された多相固定子磁極を備えた多相交流電動機と、該電動機にパルス幅変調による可変電圧・可変周波数の多相交流を印加するインバータと、前記インバータを制御する制御装置を備えた交流電動機の駆動装置において、前記制御装置は、前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅および／または位相を、他の相に印加する交流との間で不平衡状態にする補正部を備えたことを特徴とする。
　本発明の望ましい実施態様においては、前記補正部を、前記多相交流電動機の固定子磁極の磁気抵抗の大きさが他相と異なる少なくとも１相の固定子コイルに、他相の固定子コイルと異なる振幅の交流を印加するように構成する。
　本発明を適用するに最もふさわしい多相交流電動機は、固定子コアの内側部に設けた複数の上側及び下側の爪磁極、前記上側及び下側の爪磁極間にリング状コイルを挟み込んで構成された１相分の固定子磁極、この１相分の固定子磁極を電気角で２π/ｍ間隔でずらして軸方向に配置して構成されたｍ相分の固定子磁極、および前記爪磁極の内周側に所定の空隙を介して回転可能に支持された回転子を備えたクローティース型のｍ相交流電動機である。
　本発明の望ましい実施態様においては、前記補正部を、事前の解析又は計測の結果に基いて補正分を計算する補正分計算部の出力を入力し、その入力に応じて不平衡状態に補正するように構成される。
　本発明の他の望ましい実施態様においては、運転中に、前記インバータから前記多相交流電動機に印加される電圧を測定する電圧測定器と、この電圧測定器の出力を入力して、不平衡状態にするための指令値を演算する指令値演算部とを備えている。
　本発明において、開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。
　本発明の望ましい実施態様によれば、電動機をサイズアップさせることなく、また、複雑なトルク脈動算出手段を用いることなく、制御面からのアプローチにより、脈動低減を実現できる。
　具体的な手法としては、脈動を低減するような交流を発生する指令値を単純な式で表し、制御に組み込むことにより、簡単に電気角２次の磁束脈動、さらに同次数のトルク脈動を低減することができる。
　本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。
本発明による多相交流電動機の駆動装置における第１の実施形態の系統構成を示すブロック図である。 本発明による多相交流電動機の駆動装置における第２の実施形態の系統構成を示すブロック図である。 本発明による多相交流電動機の駆動装置における第３の実施形態の系統構成を示すブロック図である。 本発明による多相交流電動機の駆動装置における第４の実施形態の系統構成を示すブロック図である。 本発明による多相交流電動機の駆動装置における第５の実施形態の系統構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態を説明する処理フローチャートである。 本発明の第６の実施形態を示すクローティース電動機の固定子構造の概略を示す断面斜視図である。 本発明の第７の実施形態を示すクローティース電動機の固定子構造の概略を示す断面斜視図である。 本発明の第８の実施形態を示すクローティース電動機の固定子構造の概略を示す断面斜視図である。 クローティース型三相交流電動機のｑ軸電流に対するトルク脈動特性図である。 クローティース型三相交流電動機のｑ軸電流に対する磁束脈動位相特性図である。 クローティース型三相交流電動機のｑ軸電流に対するトルク脈動位相特性図である。 本発明の一実施形態によるクローティース型三相交流電動機のｑ軸電流に対するトルク脈動振幅の低減効果を示す特性図である。 本発明による多相交流電動機の駆動装置における第９の実施形態を示す概略構造図である。 本発明による多相交流電動機の駆動装置における第１０の実施形態を示す概略構造図である。
　次に、図１～図１４を参照して、本発明による交流電動機の駆動装置の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、交流電動機としてクローティース型電動機を用いて説明するが、他の電動機（原理上磁気的な不平衡を引き起こすような電動機）に関しても、同様に実現可能である。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第１の実施形態の系統構成を示すブロック図である。第１の実施形態の駆動装置の制御部としては、電動機に流す電流の指令値を発生する電流指令発生器１０１と、電流指令値からパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号と略）を発生する制御器１００を備えている。主回路としては、ＰＷＭ信号により駆動されるインバータ１０６と、インバータ１０６に直流電圧を供給するためのコンバータ１０７と、制御対象であるクローティース型電動機１０８を備えている。また、制御用の補助機器として、インバータ１０６がクローティース型電動機１０８へ供給するＵ，Ｖ相電流を検出するＵ，Ｖ相電流検出器１０９，１１０と、インバータ１０６の入力電圧Ｅｄｃを検出する電圧検出器を備えている。
　制御装置１００には、本発明により、中間相（Ｖ相）の電流値を補正するための補正部１０２と、補正する電流値を計算する電流補正分計算部１０３とを追加している。本来の制御部は、電流指令値から電動機に印加する交流印加電圧指令値を演算する電圧指令演算部１０４と、交流印加電圧指令値をパルス幅変調信号（以下，ＰＷＭ信号と略）に変換して出力するＰＷＭ発生部１０５から成り立っている。
　次に、図１のドライブシステムについて、その動作を説明する。
　まず、図１の電流指令発生器１０１によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれの電流指令値が発生させられる。次に、補正部１０２により中間相（Ｖ相）の電流指令値が補正される。補正される電流指令値は電流補正分計算部１０３によって計算される。補正された中間相の電流指令値を含む三相それぞれの電流指令値から電圧指令演算部１０４によって電圧指令値が演算される。演算された電圧指令値はＰＷＭ発生部１０５によりＰＷＭ信号へと変換される。インバータ１０６には、コンバータ１０７を通して直流電圧Ｅｄｃが印加されており、ＰＷＭ発生部１０５によるＰＷＭ信号が与えられることによって、可変電圧・可変周波数の三相交流をクローティース型電動機１０８へ供給し、これを駆動する。ここで、Ｕ相の電流値ＩｃｕはＵ相電流検出器１０９によって検出され、Ｗ相の電流値ＩｃｗはＷ相電流検出器１１０によって検出され、電圧指令演算部１０４にフィードバックされ、電圧指令値演算に用いられる。
　ここで、本発明の要部である補正部１０２の効果について説明する。
　クローティース型電動機１０８では、中間相（Ｖ相）の磁気抵抗が小さく、原理上磁気的な三相不平衡となり、電気角２次の磁束脈動を生じ、同次数のトルク脈動を引き起こす。それら磁束脈動及びトルク脈動を低減するために、補正部１０２を設置した。中間相の電流指令補正分ΔＩ分だけ、電流指令値の振幅を変化させるように設定する。ΔＩは、事前のシミュレーションによる解析や測定結果に基いて、電流補正分計算部１０３によって計算され、補正部１０２に与えることにより、電気角２次の磁束脈動および同次数のトルク脈動の低減を実現する。
　具体的には、次の（１）式を用いてＶ相電流指令値を低減する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここでは、電流基本波ベクトルがｑ軸方向にある場合について、（１）式を用いて電流値を低減する。（１）式に示すθｄは、Ｕ相巻線軸を基準とし、その基準からｄ軸までの角度を示している。ここでは、クローティース型電動機特有の電気角２次の脈動を低減させるために、中間相に異なる振幅の交流を印加させる手法として説明する。数式中の「マイナスプラス」については、中間相の磁気抵抗が小さい場合に、「マイナス」を用い、逆に、中間相の磁気抵抗が大きい場合には、「プラス」を用いる。
　また、Ｕ相の磁気抵抗が異なる構造（磁気抵抗が小さい場合・大きい場合）である電動機制御の場合については、（２）式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　同様に、Ｗ相の磁気抵抗が異なる構造（磁気抵抗が小さい場合・大きい場合）である電動機の場合については、（３）式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、クローティース電動機のように、各相が独立に構成される電動機の場合、各相の取り付け位置誤差によって各相の位相関係が平衡しない場合がある。その場合には、（１）～（３）式の位相を変化させることで対応できる。例えば、Ｕ相の取り付け位置が電気角でα度進んだ位相である場合、（４）式を用いることで、脈動を低減できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、ΔＩについては、事前のシミュレーションによる解析や測定結果に基いて、電流振幅Ｉ１の割合い、例えば百分率ｎ［％］として、（５）式で計算すれば良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　このときの百分率ｎ［％］は、ある電流振幅Ｉ１のときの百分率で一定とする場合と、電流振幅Ｉ１の変化に伴って百分率ｎ［％］を変化させる場合と二通りが考えられる。
　（第２の実施形態）
　図２は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第２の実施形態の系統構成を示すブロック図である。第２の実施形態の駆動装置の制御部は、電動機の回転子の速度を決定する速度指令値を発生させる速度指令発生器２０１と、ｄ軸，ｑ軸，および零相の電流指令値を発生させる電流指令発生器２０２と、指令値からＰＷＭ信号を調整する制御器２００を備えている。主回路としては、インバータ２０８に直流電圧を供給するためのコンバータ２０９と、ＰＷＭ信号により駆動されるインバータ２０８と、制御対象であるクローティース型電動機２１０を備えている。また、制御用の補助機器として、インバータ２０８が電動機２１０へ供給するＵ～Ｗ相電流を検出するＵ～Ｗ相電流検出器２１１～２１３と、電動機の回転子の位置を検出する位置センサ２１５およびインバータ入力電圧Ｅｄｃを検出する電圧検出器２１６を備えている。
　制御器２００には、本発明により、ｄ軸電流，ｑ軸電流，および零相電流のそれぞれを補正する補正部２０３と、補正する電流値を演算する電流補正分計算部２０４を付加している。また、本来の制御部として、それぞれの指令値からｄ軸，ｑ軸，および零相における電圧指令値を演算する電圧指令演算部２０５と、演算された電圧指令値を三相交流軸上の値に変換するｄｑ逆変換部２０６と、ｄｑ逆変換部２０６によって変換された電圧指令値からＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生部２０７と、電動機より検出したそれぞれの三相交流軸上の電流値を回転座標軸であるｄｃ－ｑｃ軸上の成分に変換するｄｑ座標変換部２１４を備えている。
　図２のドライブシステムについて、その動作を説明する。
　まず、図２の速度指令発生器２０１によって速度指令が発生され、電流指令発生器２０２によってｄ軸，ｑ軸，および零相の電流指令値が発生される。発生された指令値は、補正部２０３を通して補正される。補正に用いられる値は、電流補正分計算部２０４によって計算される。補正部２０３によって補正された電流指令値と、速度指令値は、電圧指令演算部２０５によって電圧指令値に演算される。演算された電圧指令値は、ｄｑ逆変換部２０６により、回転座標軸の値から三相交流軸上の値へと変換される。変換された三相それぞれの電圧指令値はＰＷＭ発生部２０７によりＰＷＭ信号へと変換される。
　インバータ２０８には、コンバータ２０９を通して直流電圧が印加されており、ＰＷＭ発生部２０７からＰＷＭ信号を与えることによりインバータ２０８が駆動され、クローティース型電動機２１０へ可変電圧・可変周波数の三相交流を供給する。
　Ｕ～Ｗ相の電流値は、Ｕ～Ｗ相電流検出器２１１～２１２によって検出される。この場合は、電動機がＹ結線ではないと仮定しているため、三相それぞれに検出器が必要である。検出された電流値はｄｑ座標変換部２１４によって三相交流座標軸上の値から回転座標軸上の値へと変換される。変換されたそれぞれの電流値はフィードバックされ、電圧指令演算に用いられる。また、位置センサ２１５によって回転子の位置が検出され、これらはｄｑ座標変換又はｄｑ逆変換時の計算に用いられる。
　ここで、本発明の要部である補正部２０３の効果について説明する。
　クローティース型電動機２１０では、中間相（Ｖ相）の磁気抵抗が小さく、原理上磁気的な三相不平衡となり、電気角２次の磁束脈動を生じ、同次数のトルク脈動を引き起こす。それら磁束脈動及びトルク脈動を低減するために、補正部２０３を設置した。ただし、図２の場合は、図１と異なり、指令値を三相交流座標軸上の値から回転座標軸上の値に変換しているため、ｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値，および零相電流値に、それぞれ補正計算が必要となる。その際に必要なΔＩの値は、事前のシミュレーションによる解析や測定結果に基いて、電流補正分計算部２０４によって計算される。この計算された値を補正部２０３に与えることにより、電気角２次の磁束脈動および同次数のトルク脈動の低減を実現する。
　ここでは、電流基本波ベクトルがｑ軸方向にある場合について、（６）式を用いて電流指令値を低減する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（６）式中に示すθｄは、Ｕ相巻線軸を基準とし、その基準からｄ軸までの角度を示している。ここでは、クローティース型電動機２１０に特有の電気角２次の脈動を低減させるために、中間相に異なる振幅の交流を重畳させる手法について説明する。前述同様に、数式中の「マイナスプラス」については、中間相の磁気抵抗が小さい場合に、「マイナス」を用い、逆に、中間相の磁気抵抗が大きい場合には、「プラス」を用いる。
　また、Ｕ相の磁気抵抗が他相と異なる構造である電動機制御の場合については、（７）式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　同様に、Ｗ相の磁気抵抗が他相と異なる構造である電動機の場合については、（８）式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　これら（６）－（８）式による補正では、ｄ軸，ｑ軸，および零相のうち、ｄ軸とｑ軸のうちの少なくとも一方の指令値に、電気角２次の交流を重畳しており、零相には１次の交流を重畳している。
　なお、前述したように、クローティース電動機のような各相が独立に構成される電動機の場合、各相の取り付け位置誤差によって各相の位相関係が平衡しない場合がある。その場合、電気角２次の脈動が発生するため、（４）式と同様の考え方で、（６）～（８）式中の位相を変化させることで対応できる。
　また、（６）～（８）式の場合の補正量ΔＩも、（５）式と同様に計算される。
　
　（第３の実施形態）
　図３は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第３の実施形態の系統構成を示すブロック図である。第３の実施形態の駆動装置の制御部は、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値を発生させる電流指令発生器３０１と、速度指令値を発生させる速度指令発生器３０２と、指令値からＰＷＭ信号を調整する制御器３００を備えている。主回路としては、インバータ３０８に直流電圧を供給するためのコンバータ３０９と、ＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３０８と、制御対象であるクローティース型電動機３１０を備えている。また、制御用の補助機器として、インバータ３０８が電動機３１０へ供給するＵ，Ｗ相電流を検出するＵ，Ｗ相電流検出器３１１，３１２と、回転している電動機の位置を検出する位置センサ３１４およびインバータ入力電圧Ｅｄｃを検出する電圧検出器３１５を備えている。
　制御器３００には、本発明により、ｑ軸電流指令値を補正する補正部３０３と、その補正器に重畳させる電流補正分を計算する電流補正分計算部３０４を付加している。また、本来の制御部として、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値と速度指令値から電圧指令値を演算する電圧指令演算部３０５と、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令値を三相交流座標軸上の値に変換するｄｑ逆変換部３０６と、電圧指令値からＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生部３０７と、電動機より検出したそれぞれの電流値を回転座標軸上の値に変換するｄｑ座標変換部３１３を備えている。
　図３のドライブシステムについて、その動作を説明する。
　まず、図３のｄ軸電流指令発生器３０１によって、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値が発生され、速度指令発生器３０２によって速度指令値が発生される。補正部３０３によって、ｑ軸電流指令値が補正される。補正に用いる値は、電流補正分計算部３０４によって計算される。それぞれの電流指令値と速度指令値は、電圧指令演算部３０５によって電圧指令値に演算され、演算された電圧指令値は、ｄｑ逆変換部３０６によって回転座標軸上の値から三相交流座標軸上の値に変換される。変換された三相それぞれの電圧指令値は、ＰＷＭ発生部３０７によりＰＷＭ信号へと変換される。
　インバータ３０８には、コンバータ３０９を通して直流電圧が印加されており、ＰＷＭ発生部３０７からＰＷＭ信号を与えることによりインバータ３０８が駆動され、クローティース型電動機３１０へ可変電圧・可変周波数の三相交流を供給する。
　ここで、Ｕ相の電流値はＵ相電流検出器３１１によって検出され、Ｗ相の電流値はＷ相電流検出器３１２によって検出される。電動機がＹ結線の場合、三相のうち二つの電流が検出できれば残り一つは計算可能なので、三つめの検出器は必要ない。さらに、検出された三相電流はｄｑ座標変換部３１３によって三相交流座標軸上の値から回転座標軸上の値へと変換される。変換されたｄ軸，ｑ軸の電流値はフィードバックされ、電圧指令演算に用いられる。また、位置センサ３１４によって回転子の位置が検出され、これらはｄｑ座標変換又はｄｑ逆変換時の計算に用いられる。
　ここで、本発明の要部である補正部３０３の効果について説明する。
　クローティース型回転機３１０では、中間相（Ｖ相）の磁気抵抗が小さく、原理上磁気的な三相不平衡となり、電気角２次の磁束脈動を生じ、同次数のトルク脈動を引き起こす。それら磁束脈動及びトルク脈動を低減するために、補正部３０３を設置した。ただし、図３の場合は、図２と同様に、回転座標軸上の値に変換しているため、ｄ軸電流指令値，ｑ軸電流指令値，および零相電流値を補正する必要がある。しかし、実際には、制御を複雑化したくない場合、ｄ軸電流を０に制御すれば、電動機の結線がＹ結線であるため零相電流は０であることから、補正する電流指令値はｑ軸電流指令値のみでよいことになる。その際に必要なΔＩｑの値は、事前のシミュレーションによる解析や測定結果に基いて、電流補正分計算部３０４によって計算される。この計算された値を補正部３０３に与えることにより、電気角２次の磁束脈動および同次数のトルク脈動の低減を実現する。
　ここでは、電流基本波ベクトルがｑ軸方向にある場合について、（９）式を用いて電流値を低減する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　（９）式中に示すθｄは、Ｕ相巻線軸を基準とし、その基準からｄ軸までの角度を示している。ここでは、クローティース型電動機３１０に特有の電気角２次の脈動を低減させるために、中間相電流に異なる振幅の指令値を重畳させる手法について説明する。しかし、前述同様に、数式中の「マイナスプラス」については、中間相の磁気抵抗が小さい場合に、「マイナス」を用い、逆に、中間相の磁気抵抗が大きい場合には、「プラス」を用いる。
　また、Ｕ相の磁気抵抗が他相と異なる構造である電動機制御の場合については、(１０)式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　同様に、Ｗ相の磁気抵抗が他相と異なる構造である電動機の場合については、(１１)式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　なお、クローティース電動機のような各相が独立に構成される電動機の場合、各相の取り付け位置誤差によって各相の位相関係が平衡しない場合がある。その場合も電気角２次の脈動が発生するため、（９）～（１１）式中の位相を、（４）式に倣って変化させることで対応できる。
　また、この場合の補正量Δｉｑも、（５）式と同様に、（１２）式を用いて算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　次に、図１０～図１３を用いて、制御の結果を説明する。
　図１０～図１３は中間相の磁気抵抗が小さいクローティース型電動機を対象としたシミュレーション結果である。
　ここで、実際に生じるトルク脈動振幅は、図１０に示すように、ｑ軸電流の大きさによって増加する傾向にある。しかし、図１１，図１２に示すように、２次の磁束脈動及びトルク脈動は、ｑ軸電流の大きさによっては位相が変化せず、概ね一定であると言える。そこで、決まった位相で電気角２次の交流を重畳することによって、２次の磁束脈動及び同次数のトルク脈動を低減できる。
　図１３は、（１２）式を用いて、脈動低減補正を行った結果のシミュレーションデータを示している。
　図に破線で示す結果が脈動低減補正を行う前であり、実線で示す結果が脈動低減補正を行った後の結果である。図１３から、２次の脈動振幅を十分に低減できると言える。
　また、ｑ軸電流Ｉｑが大きな領域でのトルク脈動を低減したい場合には、（５）式や（１２）式におけるｎの値を電流指令ｉｑ＊の大きさに応じて増大させるようにすれば、大きなｑ軸電流領域においても、所望のトルク脈動の低減を図ることができる。
　（第４の実施形態）
　図４は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第４の実施形態の系統構成を示すブロック図である。
　第４の実施形態の駆動装置の制御部は、電圧指令値を演算するための指令値を発生する指令値発生器４０１と、指令値からＰＷＭ信号を調整する制御器４００を備えている。
　主回路としては、インバータ４０６に直流電圧を印加するためのコンバータ４０７と、ＰＷＭ信号により駆動されるインバータ４０６と、制御対象であるクローティース型電動機４０８を備えている。
　また、制御用の補助機器として、インバータ４０６が電動機４０８へ供給するＵ相電流を検出するＵ，Ｗ相電流検出器４０９，４１０およびインバータ入力電圧Ｅｄｃを検出する電圧検出器４１１を備えている。
　制御器４００には、まず本来の、指令値から電圧指令値を演算する電圧指令演算部４０２と、電圧指令値からＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生部４０５を備えている。また、本発明により、中間相（Ｖ相）電圧指令値を補正するための補正部４０３と、補正に用いる値を計算する電圧補正分計算部４０４とを付加している。
　図４のドライブシステムについて、その動作を説明する。
　まず、図４の指令値発生器４０１によって、電圧指令値を演算するための指令値を発生する。発生された指令値は、電圧指令演算部４０２によって電圧指令値に演算される。そのうち、中間相（Ｖ相）の電圧指令値は補正部４０３によって補正される。補正に用いる値は電圧補正分計算部４０４によって計算される。三相それぞれの電圧指令値は、ＰＷＭ発生部４０５によりＰＷＭ信号へと変換される。
　インバータ４０６には、コンバータ４０７を通して直流電圧が印加されており、ＰＷＭ発生部４０５からＰＷＭ信号を与えることによりインバータ４０６が駆動され、クローティース型電動機４０８へ可変電圧・可変周波数の三相交流を供給する。
　ここで、Ｕ相の電流値はＵ相電流検出器４０９によって検出され、Ｗ相の電流値はＷ相電流検出器４１０によって検出される。前述同様、電動機がＹ結線の場合、三相のうち二相分の電流が検出できれば残り一相は計算でき、それぞれの検出電流値は電圧指令演算部にフィードバックされ、電圧指令値演算に用いられる。
　ここで、本発明の要部である補正部４０３の効果について説明する。
　クローティース型電動機４０８では、中間相（Ｖ相）の磁気抵抗が小さく、原理上磁気的な三相不平衡となり、電気角２次の磁束脈動を生じ、同次数のトルク脈動を引き起こす。それら磁束脈動及びトルク脈動を低減するために、補正部４０３を設置した。ただし、図４の場合は、これまでの実施形態のように、電流指令値を補正するのではなく、電動機４０８に印加するインバータ４０６の出力電圧に対する電圧指令値の振幅を補正するものである。
　その際に必要な電圧補正量は、事前のシミュレーションによる解析や測定結果に基いて、電圧補正分計算部４０４によって計算される。この計算された値を補正部４０３に与えることにより、電気角２次の磁束脈動および同次数のトルク脈動の低減を実現する。
　（第５の実施形態）
　図５は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第５の実施形態の系統構成を示すブロック図である。
　第５の実施形態の駆動装置の制御部は、電動機を駆動するための電流指令値を発生させる電流指令発生器５０１と、指令値からＰＷＭ信号を調整する制御器５００を備えている。
　主回路としては、ＰＷＭ信号により駆動されるインバータ５０５と、インバータ５０５に直流電圧を供給するためのコンバータ５０６と、制御対象であるクローティース型電動機５０７を備えている。
　また、制御用の補助機器として、インバータ５０５が電動機に供給するＵ～Ｗ相電圧を検出するＵ～Ｗ相電圧検出器５０８～５１０およびインバータ入力電圧Ｅｄｃを検出する電圧検出器５１１を備えている。
　制御器５００には、まず、本来の電流指令値から電圧指令値を演算する電圧指令演算部５０３と、電圧指令値からＰＷＭ信号を発生させるＰＷＭ発生部５０４を備えている。
　ここで、本発明により、電流指令値のうち中間相（Ｖ相）電流を補正するための補正部５０２と、補正部５０２に用いる補正値を、運転中に演算する補正電流指令値演算部５１１とを付加している。
　図５のドライブシステムについて、その動作を説明する。
　まず、図５の電流指令発生器５０１によって、三相それぞれの電流指令値を発生する。発生した電流指令値のうち、中間相（Ｖ相）電流が補正部５０２によって補正される。
　この実施形態では、これまでの実施形態とは異なり、補正に用いられる値は、運転中に補正電流指令値演算部５１１によって計算される。補正電流指令値演算部５１１は、インバータ５０５が電動機５０７に印加しているＵ～Ｗ相電圧を検出するＵ～Ｗ相電圧検出器５０８～５１０の出力Vｃｕ～Vｃｗを入力し、必要な電流補正量を演算する。検出電圧と必要な電流補正量との関係は、事前のシミュレーションによる解析や測定結果に基いて、補正電流指令値演算部５１１に予め設定される。
　三相それぞれの電流指令値は、電圧指令演算部５０３によって電圧指令値に演算される。演算された電圧指令値は、ＰＷＭ発生部５０４によってＰＷＭ信号へと変換される。
　インバータ５０５には、コンバータ５０６を通して直流電圧が印加されており、ＰＷＭ発生部５０４からＰＷＭ信号を与えることにより、インバータ５０５が駆動され、クローティース型電動機５０７へ可変電圧・可変周波数の三相交流を供給する。
　ここで、図６を用いて、本発明の要部である補正部５０２の効果について説明する。
　図６は、本発明の第５の実施形態を説明する処理フローチャートである。
　クローティース型電動機５０７では、中間相（Ｖ相）の磁気抵抗が小さく、原理上磁気的な三相不平衡となり、電気角２次の磁束脈動を生じ、同次数のトルク脈動を引き起こす。それら磁束脈動及びトルク脈動を低減するために、補正部５０２を設置した。図６に示すように、まず、ステップ６０１で、任意の電流で電動機を駆動し、一定時間後、ステップ６０２で電圧を０にする。電圧を０にした後、空運転状態でＵ～Ｗ相電圧検出器５０８～５１０を用いてステップ６０３により電圧値から誘起電圧を演算する。さらに、ステップ６０４では、演算した誘起電圧から、補正電流指令値演算部５１１によって振幅補正する電流指令値が演算される。演算された電流指令値を補正部５０２に取り込むことにより、ステップ６０５の通常運転モードにおいて、電動機のトルク脈動を低減することができる。
　一方、ステップ６１０において、通常運転状態で、ステップ６１１で補正した電流で電動機を駆動しながら、ステップ６１２で誘起電圧を演算し、ステップ６１２で補正電流を演算しながら、随時更新していくモードのどちらにも対応できる。
　（第６の実施形態）
　図７は、本発明の第６の実施形態を示すクローティース電動機の固定子構造の概略を示す断面斜視図である。第６の実施形態は、これまで、制御対象の例として挙げてきた、クローティース電動機の構造面から見た脈動低減手法に関する実施形態である。
　図７において、Ｕ相上側の爪磁極７０１ａと、Ｕ相下側の爪磁極７０１ｂを互いの爪が隣り合わせになるように合わせてＵ相固定子７０１が構成されている。この構造は、前記特許文献の図4に示された分解斜視図とほぼ同じ構造である。また、V相およびW相も同様の構造であり、電気角２π／３づつ回転方向にずらして重ね合わせて、三相の固定子磁極を形成している。すなわち、V相は、その上側の爪磁極７０２ａと、Ｖ相下側の爪磁極７０２ｂをＵ相と同じように構成し、Ｕ相固定子７０１から周方向に電気角２π／３ずらし、軸方向に重ね合わせたＶ相固定子７０２である。また、Ｗ相は、その上側の爪磁極７０３ａと、Ｗ相下側の爪磁極７０３ｂをＵ相，Ｖ相と同じように構成し、Ｖ相固定子７０１から周方向に電気角２π／３ずらし、軸方向に重ね合わせたＷ相固定子７０３である。さらに、Ｕ相固定子７０１に周方向に施したＵ相巻線７０４と、Ｖ相固定子に周方向に施したＶ相巻線７０５と、Ｗ相固定子に周方向に施したＷ相巻線７０６とを備えている。
　クローティース型電動機は、このような構造となっているため、空気に面していないＶ相固定子７０２の磁気抵抗が小さくなってしまう。このため、原理上、三相不平衡の特性をもたらし、磁束脈動やトルク脈動を引き起こす。そこで、Ｖ相コア７０２における材料として、他相よりも透磁率の低い材料を用いて磁気抵抗を増大させる。
　これにより、実施形態１～５と同じ効果をもたらすことができる。
　（第７の実施形態）
　図８は、本発明の第７の実施形態を示すクローティース電動機の固定子構造の概略を示す断面斜視図である。第７の実施形態も、図７で説明した第６の実施形態と同様に、クローティース電動機の構造面から見た脈動低減手法に関する実施形態である。
　第７の実施形態は、Ｖ相コア８０２における軸方向寸法を短くすることで、磁気抵抗の大きさ増大させ、実施形態１～５と同じ効果をもたらすことができる。
　（第８の実施形態）
　図９は、本発明の第８の実施形態を示すクローティース電動機の固定子構造の概略を示す断面斜視図である。第８の実施形態も、図７および図８で説明した第６および第７の実施形態と同様に、クローティース電動機の構造面から見た脈動低減手法に関する実施形態である。
　第８の実施形態は、Ｖ相コアのコイル９０５の巻数を、U相コイル９０４やW相コイル９０６に比べて少なくすることで、三相の発生磁束を均一化し、実施形態１～５と同じ効果をもたらすことができる。
　（第９の実施形態）
　図１４は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第９の実施形態を示す概略構造図である。
　図１４のシステムは、三相交流電動機１４０１，電動機１４０１の筐体１４０２，制御装置１４０３および、電動機１４０１と制御装置１４０３を接続する配線１４０４で構成されている。電動機１４０１は、固定子１４０５，回転子１４０６，コイル１４０７，および出力軸１４０８から成り、制御装置１４０３から配線１４０４を通して電動機１４０１に交流電圧が供給される。供給された電圧により、コイル１４０７に交流電流が流れ、固定子１４０５に回転磁界が発生し、その回転磁界に同期して回転子１４０６が回転し、出力軸１４０８に回転力が発生する。
　（第１０の実施形態）
　図１５は、本発明による多相交流電動機の駆動装置における第１０の実施形態を示す概略構造図である。
　図１５のシステムは、多相交流電動機１５０１，電動機１５０１の筐体１５０２，および筐体１５０２内に一体的に収納された制御装置１５０３から構成されている。電動機１５０１は、固定子１５０４，回転子１５０５，コイル１５０６，および出力軸１５０７から成る。
　制御装置１５０３からコイル１５０６へ交流電圧が供給されることにより、コイル１５０６に交流電流が流れ、固定子１５０４に回転磁界が発生し、その回転磁界に同期して回転子１５０５が回転し、出力軸１５０７を通して被駆動物体へと回転力が供給される。
　この実施形態を要約すると次の通りである。まず、多相交流電動機１５０１は、これまでの実施形態で詳述したように、固定子コアの内側部に設けた複数の上側及び下側の爪磁極、前記上側及び下側の爪磁極間にリング状コイルを挟み込んで構成された１相分の固定子磁極、この１相分の固定子磁極を回転方向に電気角で２π／ｍ間隔づつずらしながら、軸方向にｍ相分を重ねて配置したｍ相の固定子磁極を備えている。そして、前記爪磁極の内周側に所定の空隙を介して回転可能に支持された回転子１５０５を備えたクローティース型の多相交流電動機である。また、前記多相交流電動機１５０１の筐体１５０２内に一体的に収納され、前記多相交流電動機にパルス幅変調による可変電圧・可変周波数の多相交流を印加するインバータと、前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅を、他の相に印加する交流との間で不平衡状態にする補正部を含んで前記インバータを制御する制御装置１５０３とを備えている。
　このシステムでは、電動機１５０１と制御装置１５０３をつなぐ配線がなく、一体形成されているため、配線によって生じるノイズがなくなり、配線を施すためのスペースを必要としない。
　１００～５００…制御器、１０１，２０２，３０１，５０１…電流指令発生器、１０２，２０３，３０３，４０３，５０２…補正部、１０３，２０４，３０４…電流補正分計算部、１０４，２０５，３０５，４０２，５０３…電圧指令演算部、１０５，２０７，３０７，４０５，５０４…ＰＷＭ発生部、１０６，２０８，３０８，４０６，５０５…インバータ、１０７，２０９，３０９，４０７，５０６…コンバータ、１０８，２１０，３１０，４０８，５０７…電動機（クローティース型回転電機）、１０９，２１１，３１１，４０９，５０８…Ｕ相電流検出器、２１２…Ｖ相電流検出器、５０８…Ｕ相電圧検出器、５０９…Ｖ相電圧検出器、５１０…Ｗ相電圧検出器、１１０，２１３，３１２，４１０…Ｗ相電流検出器、２０１，３０２…速度指令発生器、２０６，３０６…ｄｑ逆変換部（座標対応値変換器：二相回転座標系→三相固定座標系）、２１４，３１３…ｄｑ座標変換部（座標対応値変換器：三相固定座標系→二相回転座標系）、２１５，３１４…回転子位置センサ、４０１…指令値発生器、４０４…電圧補正分計算部、５１１…補正電流指令値演算部、７０１，８０１，９０１…クローティース型電動機Ｕ相コア、７０１ａ，８０１ａ，９０１ａ…クローティース型電動機Ｕ相上側爪磁極、７０１ｂ，８０１ｂ，９０１ｂ…クローティース型電動機Ｕ相下側爪磁極、７０２，８０２，９０２…クローティース型電動機Ｖ相コア、７０２ａ，８０２ａ，９０２ａ…クローティース型電動機Ｖ相上側爪磁極、７０２ｂ，８０２ｂ，９０２ｂ…クローティース型電動機Ｖ相下側爪磁極、７０３，８０３，９０３…クローティース型電動機Ｗ相コア、７０３ａ，８０３ａ，９０３ａ…クローティース型電動機Ｗ相上側爪磁極、７０３ｂ，８０３ｂ，９０３ｂ…クローティース型電動機Ｗ相下側爪磁極、７０４，８０４，９０４…クローティース型電動機Ｕ相コイル、７０５，８０５，９０５…クローティース型電動機Ｖ相コイル、７０６，８０６，９０６…クローティース型電動機Ｗ相コイル。

Claims (18)

  1. 　固定子磁極が各相毎に独立して構成された多相固定子磁極を備えた多相交流電動機と、該電動機にパルス幅変調による可変電圧・可変周波数の多相交流を印加するインバータと、前記インバータを制御する制御装置を備えた交流電動機の駆動装置において、
    　前記制御装置は、前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅および／または位相を、他の相に印加する交流との間で不平衡状態にする補正部を備えたことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  2. 　請求項１において、前記補正部を、前記多相交流電動機の固定子磁極の磁気抵抗の大きさが他相と異なる少なくとも１相の固定子コイルに、他相の固定子コイルと異なる振幅の交流を印加するように構成したことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  3. 　請求項１または２において、前記多相交流電動機は、
    　固定子コアの内側部に設けた複数の上側及び下側の爪磁極、
    　前記上側及び下側の爪磁極間にリング状コイルを挟み込んで構成された１相分の固定子磁極、
    　この１相分の固定子磁極を電気角で２π/ｍ間隔でずらして軸方向に配置して構成されたｍ相分の固定子磁極、および
    　前記爪磁極の内周側に所定の空隙を介して回転可能に支持された回転子を備えたクローティース型のｍ相交流電動機であることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  4. 　請求項１～３のいずれかにおいて、前記補正部を、前記多相交流電動機の固定子磁極の取り付け位置が他相と不平衡である少なくとも１相の固定子コイルに、他相の固定子コイルとは不平衡な位相の交流を印加するように構成したことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  5. 　請求項１～４のいずれかにおいて、前記補正部を、前記多相交流電動機の回転座標系におけるｄ軸，ｑ軸の電流または電圧指令値のうち、少なくとも１つの指令値に、電気角２次の交流を重畳するように構成したことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  6. 　請求項１～４のいずれかにおいて、前記補正部を、前記多相交流電動機の回転座標系における零相の電流または電圧指令値に、電気角１次の交流を重畳するように構成したことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  7. 　請求項１～６のいずれかにおいて、前記補正部を、事前の解析又は計測の結果に基いて補正分を計算する補正分計算部の出力を入力し、その入力に応じて不平衡状態に補正するように構成したことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  8. 　請求項１～７のいずれかにおいて、前記多相交流電動機の回転中に誘起される電圧を測定する電圧測定器と、この電圧測定器の出力を入力して、不平衡状態にするための指令値を演算する指令値演算部とを備えたことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  9. 　請求項１～８のいずれかにおいて、前記補正部は、前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅を、その指令値の大きさに係らず、実質的に指令値の一定の割合いだけ補正するように構成されていることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  10. 　請求項１～８のいずれかにおいて、前記補正部は、前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅を、その指令値に対し、その指令値の大きさに応じて変化する割合いだけ補正するように構成されていることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
  11. 　固定子磁極が各相毎に独立して構成された多相固定子磁極を備えた多相交流電動機に、インバータからパルス幅変調による可変電圧・可変周波数の多相交流を印加する交流電動機の駆動方法において、
    　前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅および／または位相を、他の相に印加する交流との間で不平衡状態にする補正ステップを備えたことを特徴とする交流電動機の駆動方法。
  12. 　請求項１１において、事前の解析又は計測の結果に基いて、補正分を計算する補正分計算ステップと、計算したその補正分に応じて前記不平衡状態に補正するステップとを備えたことを特徴とする交流電動機の駆動方法。
  13. 　請求項１１において、運転中に、前記インバータから前記多相交流電動機に印加される電圧を測定するステップと、この電圧測定の結果を入力し、前記不平衡状態にするための指令値を演算する指令値演算ステップとを備えたことを特徴とする交流電動機の駆動方法。
  14. 　固定子コアの内側部に設けた複数の上側及び下側の爪磁極、
    　前記上側及び下側の爪磁極間にリング状コイルを挟み込んで構成された１相分の固定子磁極、
    　この１相分の固定子磁極を回転方向に電気角で２π/ｍ間隔づつずらしながら、軸方向にｍ相分を重ねて配置したｍ相の固定子磁極、および
    　前記爪磁極の内周側に所定の空隙を介して回転可能に支持された回転子を備えたクローティース型の多相交流電動機において、
    　前記ｍ相分の磁極のうち、軸方向中間部に位置する中間相磁極の磁気抵抗を増大させる手段を備えたことを特徴とする多相交流電動機。
  15. 　請求項１４において、前記中間相磁極のコアを、前記軸端相磁極のコアに比べて透磁率の低い材料で形成したことを特徴とする多相交流電動機。
  16. 　請求項１４において、前記中間相磁極のコアの軸方向寸法を、前記軸端相磁極のコアの軸方向寸法に比べて短くしたことを特徴とする多相交流電動機。
  17. 　固定子コアの内側部に設けた複数の上側及び下側の爪磁極、
    　前記上側及び下側の爪磁極間にリング状コイルを挟み込んで構成された１相分の固定子磁極、
    　この１相分の固定子磁極を回転方向に電気角で２π/ｍ間隔づつずらしながら、軸方向にｍ相分を重ねて配置したｍ相の固定子磁極、および
    　前記爪磁極の内周側に所定の空隙を介して回転可能に支持された回転子を備えたクローティース型の多相交流電動機において、
    　前記ｍ相分の磁極のうち、軸方向中間部に位置する中間相の磁極に巻かれた前記リング状コイルの巻数を、軸端部に位置する軸端相の磁極に巻かれた前記リング状コイルの巻数に比べて少くしたことを特徴とする多相交流電動機。
  18. 　固定子コアの内側部に設けた複数の上側及び下側の爪磁極、
    　前記上側及び下側の爪磁極間にリング状コイルを挟み込んで構成された１相分の固定子磁極、
    　この１相分の固定子磁極を回転方向に電気角で２π/ｍ間隔づつずらしながら、軸方向にｍ相分を重ねて配置したｍ相の固定子磁極、および
    　前記爪磁極の内周側に所定の空隙を介して回転可能に支持された回転子を備えたクローティース型の多相交流電動機と、
    　前記多相交流電動機のケーシング内に一体的に収納され、前記多相交流電動機にパルス幅変調による可変電圧・可変周波数の多相交流を印加するインバータと、前記固定子磁極の少なくとも１つの相に印加する交流の振幅を、他の相に印加する交流との間で不平衡状態にする補正部を含んで前記インバータを制御する制御装置とを備えたことを特徴とする多相交流電動機の駆動装置。
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