CN107453671B - 基于电流的六步控制 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及基于电流的六步控制。一种车辆动力传动系统包括DC‑DC转换器和控制器。DC‑DC转换器连接在牵引电池和电机的逆变器之间。控制器被配置为响应于电机的转速下降到低于反电动势阈值转速，转换为基于电流控制的六步逆变器模式，并操作所述DC‑DC转换器来输出低于所述牵引电池的开路电压的电压。

Description

基于电流的六步控制
技术领域
本申请总体上涉及利用基于角度和电压幅值的六步控制的混合动力车辆的动力传动系统控制器。
背景技术
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(HEV)和电池电动车辆(BEV))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(DC)电力转换为交流(AC)电力。典型的AC牵引马达是3相马达，3相马达可由3个正弦信号提供电力，所述3个正弦信号中的每个以120度的相位分离驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作。典型的牵引电池的端电压超过100伏特DC，并且牵引电池可选地被称作高电压电池。然而，电机的改善的性能可通过在不同的电压范围内进行操作来实现，所述电压范围通常比牵引电池的电压更高。
很多电气化车辆包括DC-DC转换器，DC-DC转换器还被称作可变电压转换器(VVC)，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。可包括牵引马达的电机可能需要高电压和高电流。由于电压需求、电流需求和开关需求，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)通常被用于产生电力逆变器和VVC中的信号。
发明内容
一种车辆动力传动系统包括DC-DC转换器和控制器。DC-DC转换器连接在牵引电池和电机的逆变器之间。控制器被配置为：响应于电机的转速下降到低于反电动势阈值转速，转换为基于电流控制的六步逆变器模式，并操作所述DC-DC转换器来输出低于所述牵引电池的开路电压的电压。
一种操作车辆动力传动系统的方法包括：接收扭矩请求；响应于电机的转速下降到低于反电动势阈值转速，转换为基于电流控制的六步逆变器模式，操作DC-DC转换器来向所述电机输出低于牵引电池的开路电压的总线电压，其中，所述基于电流控制的六步逆变器模式根据所述电机的绕组电流的直流分量和正交分量以及所述扭矩请求而被执行。
根据本发明的一个实施例，所述基于电流控制的六步逆变器模式是基于从电流命令获得的磁场角的。
根据本发明的一个实施例，所述电压以基于电机的转子转速和同步参考系中的电压命令的水平被输出。
根据本发明的一个实施例，所述反电动势阈值转速还是基于总线电压的。
根据本发明的一个实施例，所述直流分量和正交分量是基于所述电机的转子转速的。
根据本发明的一个实施例，所述直流分量和正交分量还是基于总线电压的。
一种车辆包括DC-DC转换器和控制器。DC-DC转换器连接在牵引电池和电机的逆变器之间。控制器被配置为：响应于车辆速度下降到低于阈值速度并且同时扭矩请求低于扭矩阈值，根据与所述电机相关联的绕组电流的直流分量和正交分量来执行针对所述逆变器的六步控制模式，以在没有反电动势反馈的情况下驱动所述电机。
根据本发明的一个实施例，所述控制器还被配置为：响应于所述车辆的速度高于阈值速度，以闭环六步模式操作所述电机，其中，反馈位置是基于所述电机的反电动势的。
根据本发明的一个实施例，所述控制器还被配置为：响应于所述车辆的速度高于阈值速度，以闭环六步模式操作所述电机，其中，反馈位置是基于来自与所述电机连接的霍尔效应传感器的信号的。
根据本发明的一个实施例，所述电机是同步马达。
根据本发明的一个实施例，所述电机是永磁同步马达。
根据本发明的一个实施例，所述六步控制模式还是基于从电流命令获得的磁场角的。
附图说明
图1是示出典型的动力传动系统和能量储存组件的混合动力车辆的示图，其中，在动力传动系统和能量储存组件之间具有电力逆变器。
图2是车辆可变电压转换器的示意图。
图3是车辆电动马达逆变器的示意图。
图4是用于驱动混合动力车辆牵引马达的电流控制的六步算法的流程图。
图5是用于驱动混合动力车辆牵引马达的电流控制的六步算法的流程图。
图6是基于扭矩的DC总线电压选择的图形表示。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
控制混合动力电动车辆动力传动系统的目标可包括在城市驾驶和高速公路驾驶中提升燃料经济性。提升燃料经济性的目标可考虑驾驶性能。六步控制方法可被用于控制车辆的电机(例如牵引马达、发电机或它们的组合)。通常，电机的六步控制具有单一的自由度，即六步控制的电压角。单一的自由度通常以开环且没有反馈的形式被执行。这里，基于电压角和DC总线电压的校正表的反馈可被包括在电机的六步控制中。
由于永磁同步马达(PMSM)相对于其它类型的马达通常具有良好的效率特性，因此电机可包括永磁同步马达(PMSM)。通常，PMSM在定子中具有三个分离的电绕组，所述三个分离的电绕组分别由交流(AC)电压Va、Vb和Vc驱动。在操作中，绕组电流Ia、Ib和Ic分别在与转子转速成比例的频率处震荡，并且相互按照120度的相位分开。这些绕组电流感应旋转磁场，所述旋转磁场与定子异相。产生的轴扭矩取决于磁场的大小和相对于转子的相角。永磁体的磁性受温度影响，永磁体的磁性影响产生的扭矩。精确的扭矩传输需要补偿温度效应。
为了方便，可通过相对于随着转子一起旋转的旋转参考系的矢量表示绕组电压和电流。转子位置和旋转参考系之间的映射取决于马达中的磁极数和转子位置。电压矢量具有旋转参考系中的直流分量Vd和正交分量Vq。类似地，电流具有直流分量Id和正交分量Iq。Vd、Vq、Id和Iq不会基于转子位置而震荡。
在典型的动力分配混合动力电驱动配置中，DC至DC转换器(例如可变电压转换器或VVC)被用于调节电池电压以提供用于牵引马达和/或发电机的工作电压。VVC拓扑结构通常包括半桥，被配置为当处于推进模式时将电池电压提升至电机的工作电压，并在再生或充电模式时在通过(pass-through)模式下使来自电机的电力流入电池。VVC可通过互补地操作两个开关器件来提升电池电压。VVC操作在通过模式下包括保持上开关器件闭合，同时还保持下开关器件断开。在通过模式下，DC总线电压与电池电压几乎相等。
在电机以低转速驱动的操作期间，感应的电磁场通常可低于电池电压。操作为马达的电机可通过低于电池电压的DC总线电压来以需要的转速和扭矩操作。当以较低的DC总线电压操作时，与开关器件相关的损耗通常较低。可通过将电池电压降低到提供需要的扭矩和转速所需的较低的DC总线电压来提升整个电驱动系统的燃料经济性。还可通过使用六步控制模式代替脉冲宽度调制(PWM)模式来操作电机，以进一步提升燃料经济性。然而，在外部干扰下，使用开环六步控制模式的扭矩控制通常不如使用PWM电流控制方法的马达控制稳健。这里，示出了使用全桥转换器的基于电流控制的六步算法来提供六步操作期间的稳定电流控制。
反电动势(EMF)(也被称作逆EMF)是相对于感应电压的内部永磁(IPM)马达的电流的力。通过由磁感应引起的AC电路中的电压变化来检测反EMF。反EMF的示例是由于旋转的IPM马达的线圈内的感应磁场引起的电感器上的电压变化。反EMF通常表示在电动马达或电机中感应的电压，所述电压由于马达的电枢和来自马达的场磁体或绕组的磁场之间的相对运动引起。电压与磁场、电枢中的导线的长度和马达的转速成比例。
在磁场存在的情况下，随着电枢旋转，电动马达的旋转的电枢将通过磁场。通过磁场的运动在线圈中产生电压。所述电压与施加的电压相反，并且被称作“反EMF”。由于反EMF通常与电枢的转速成比例，因此反EMF可被用于间接测量马达转速和位置。由于电压与转速成比例，因此，当转速高时电压高，当转速低时电压低。作为结果，如果转速非常低，则电压变得非常小以至于转速和位置不能被精确地确定。存在被称作反EMF阈值转速的点，当高于所述点时，可在预定义的容差内确定转速和位置，当低于所述点时，无法在预定义的容差内确定转速和位置。
如果电机以低速操作，则全桥VVC可降低电池电压。通常，在城市驾驶周期中的大部分时间，电机以低速旋转。开关器件的损耗是器件上的电压和流过器件的电流的函数。因此，开关损耗可通过降低DC总线电压而减少。这里，提出了基于电流控制的六步方法来代替普通的开环六步方法，以用于操作在低DC总线电压或低转速下的电机。
图1描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(PHEV)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114能在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(BEV)。在BEV配置中，发动机118可不存在。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(FHEV)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流电(DC)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接到其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供DC电压而电机114可使用三相交流电(AC)来运转。电力电子模块126可将DC电压转换为三相AC电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相AC电流转换为与牵引电池124兼容的DC电压。
车辆112可包括在牵引电池124和电力电子模块126之间电连接的可变电压转换器(VVC)152。VVC 152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的DC/DC升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可在较高的效率和较低的损耗下运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量之外，还可为其它车辆电力系统提供能量。车辆112可包括DC/DC转换模块128，DC/DC转换模块128将牵引电池124的高电压DC输出转换成与低电压车辆负载兼容的低电压DC供应。DC/DC转换模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12V电池)以用于为辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有相关联的控制器，所述控制器适时地操作和控制电负载146。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接到电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(EVSE)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。EVES 138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向EVSE 138提供DC电力或AC电力。EVSE 138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从EVSE 138向车辆112传输电力的任意类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从EVSE 138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与EVSE 138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。EVSE连接器140可具有与充电端口134的相应凹槽匹配的引脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150和其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器，以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以使车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。当被另一控制器或子功能请求时，制动系统150的控制器可实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(CAN)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(IEEE)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过CAN或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。车辆网络没有在图1中示出，但是可隐含了车辆网络可连接到在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(VCS)148来协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的VVC 152的示图。VVC 152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端子。VVC 152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端子。VVC 152可被操作为使输出端子处的电压高于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制VVC 152中的多个位置处的电参数(例如电压和电流)的VVC控制器200。在一些配置中，VVC控制器200可被包括为VVC 152的一部分。VVC控制器200可确定输出电压基准
Figure BDA0001307699860000071
VVC控制器200可基于电参数和电压基准
Figure BDA0001307699860000072
确定足够使VVC 152实现期望的输出电压的控制信号。在一些配置中，控制信号可被实现为脉冲宽度调制(PWM)信号，其中，PWM信号的占空比是变化的。控制信号可在预定开关频率下操作。VVC控制器200可命令VVC 152使用控制信号提供期望的输出电压。操作VVC 152的特定控制信号可与由VVC 152提供的电压升高量直接相关。
VVC 152的输出电压可被控制以达到期望的基准电压。在一些配置中，VVC 152可以是升压转换器。在VVC控制器200控制占空比的升压转换器的配置中，输入电压Vin和输出电压Vout以及占空比D之间的理想关系可使用以下等式示出：
Figure BDA0001307699860000073
期望的占空比D可通过测量输入电压(例如牵引电池电压)以及将输出电压设置为基准电压来被确定。VVC 152可以是降低从输入至输出的电压的降压转换器。在降压配置中，可推导得到将输入电压和输出电压与占空比关联的另一表达式。在一些配置中，VVC152可以是可增大或减小输入电压的降压-升压转换器。这里描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑结构。
参照图2，VVC 152可升高或“提高(step up)”由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(HV)DC电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特和400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124和VVC 152之间。当接触器142闭合时，HV DC电力可从牵引电池124被传输到VVC 152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。VVC 152可接收HV DC电力，并根据占空比升高或“提高”输入电压的电势。
输出电容器204可电连接在VVC 152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压，并减小VVC 152的输出处的电压纹波和电流纹波。
进一步参照图2，VVC 152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206、208可被配置为使电流选择性地流向电负载(例如电力电子模块126和电机114)。每个开关器件206、208可被VVC控制器200的栅极驱动电路(未示出)独立控制，并可包括任何类型的可控开关(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或场效应晶体管(FET))。栅极驱动电路可向每个开关器件206、208提供基于控制信号(例如PWM控制信号的占空比)的电信号。二极管可跨接在开关器件206、208中的每个上。开关器件206、208可分别具有关联的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流经开关器件206、208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有当器件接通时产生的相关联的传导损耗。
进一步参照图2，VVC 152可包括用于降低输入电压以提供较低的输出电压的第三开关器件218和第四开关器件220，其中，电机可以以所述较低的输出电压操作。该配置还允许提升从电机产生的较低的电压来为电池充电。开关器件218、220可被配置为使电流选择性地流向电负载(例如电力电子模块126和电机114)。每个开关器件218、220可被VVC控制器200的栅极驱动电路(未示出)单独控制，并可包括任何类型的可控开关(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或场效应管(FET))。栅极驱动电路可基于控制信号(例如PWM控制信号的占空比)向每个开关器件218、220提供电信号。二极管可跨接在开关器件218、220中的每个上。开关器件218、220可分别具有相关的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如开/关转换和关/开转换)期间发生的功率损耗。可通过在转换期间流过开关器件218、220的电流以及开关器件218两端的电压和开关器件220两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有在器件闭合时发生的相关的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量VVC 152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如电池124的电压)，并向VVC控制器200提供相应的输入信号(Vbat)。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量与电池电压对应的输入电容器202两端的电压。第二电压传感器212可测量VVC 152的输出电压并向VVC控制器200提供相应的输入信号(Vdc)。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量与DC总线电压对应的输出电容器204两端的电压。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括用于将电压缩放到适合VVC控制器200的水平的电路。VVC控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器214可串联电连接在牵引电池124和开关器件206、208之间。输入电感器214可在将能量储存在VVC 152中和释放VVC 152中的能量之间转换，从而能够提供可变的电压和电流能够作为VVC 152的输出，并且能够实现期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流，并且可向VVC控制器200提供相应的电流信号(IL)。通过输入电感器214的输入电流可以是VVC 152的输入电压和输出电压之间的电压差、开关器件206、208的导通时间以及输入电感器214的电感L共同作用的结果。VVC控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。
VVC控制器200可被配置为控制VVC 152的输出电压。VVC控制器200可经由车辆网络从VVC 152和其它控制器接收输入，并且可确定控制信号。VVC控制器200可监测输入信号(Vbat、Vdc、IL、
Figure BDA0001307699860000091
)，以确定控制信号。例如，VVC控制器200可向栅极驱动电路提供与占空比命令对应的控制信号。栅极驱动电路随后可基于占空比命令控制每个开关器件206、208。
提供给VVC 152的控制信号可被配置为以特定的开关频率驱动开关器件206、208。在开关频率的每个周期内，开关器件206、208可以以特定的占空比操作。占空比定义开关器件206、208处于接通状态和断开状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206、208在无断开的持续接通状态下操作。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无接通的持续断开状态下操作。50％的占空比可使开关器件206、208在接通状态下操作持续半个周期，并且在断开状态下操作持续半个周期。两个开关206、208的控制信号可以是互补的。即，发送至开关器件中的一个(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送至另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反版本。
由开关器件206、208控制的电流可包括纹波分量，所述纹波分量具有随着电流幅值以及开关器件206、208的占空比和开关频率的变化而变化的幅值。相对于输入电流，在相对高的输入电流状况期间出现最差情况的纹波电流幅值。如图4所示，当占空比固定时，电感器电流的增大引起纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最高幅值的纹波电流。电感器纹波电流幅值和占空比之间的大体关系如图5所示。基于这些事实，在高电流和中间范围占空比状况下实施用于减小纹波电流幅值的措施可能是有益的。
当设计VVC 152时，可选择开关频率和电感器214的电感值以满足最大可允许纹波电流幅值。纹波分量可以是出现在DC信号中的周期性变量。纹波分量可由纹波分量幅值和纹波分量频率来定义。纹波分量可具有处于可听频率范围内的谐波，所述谐波可增加车辆的噪声特征。此外，纹波分量可能导致难以精确地控制由电源供电的器件。在开关瞬变期间，开关器件206、208可在最大电感器电流(DC电流加纹波电流)处断开，这可引起开关器件206、208两端的大电压尖峰。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。总之，随着电流增大，电感可由于饱和而减小。
开关频率可被选择以限制在最差情况的情境(例如，最高输入电流和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206、208的开关频率可被选择为高于连接至VVC 152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5kHz)的频率(例如，10kHz)。在一些应用中，VVC 152的开关频率可被选择为预定的固定频率。预定的固定频率通常被选择以满足噪声和波动电流的规范。然而，预定的固定频率的选择可能无法在VVC 152的全部操作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的操作状况下提供最佳结果，但可能在其它操作状况下对预定的固定频率做出折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206、208上的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况选择开关频率，但是VVC 152在最差情况的纹波状况下的操作时间可能仅占总操作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的非必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常窄的范围内。在这个窄的范围内的增大的噪声密度可引起显著的噪声、振动和声振粗糙度(NVH)问题。
VVC控制器200可被配置为基于占空比和输入电流改变开关器件206、208的开关频率。开关频率的改变可通过降低开关损耗来改善燃料经济性并减少NVH问题，同时保持最差情况的操作状况下的纹波电流目标。
在相对高的电流状况期间，开关器件206、208可能经受增大的电压负荷。在VVC152的最大操作电流处，可期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可基于输入电流幅值来选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大到预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以是在较低的纹波分量幅值和较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可在操作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续改变开关频率。
VVC控制器200可被配置为响应于电流输入低于预定的最大电流而降低开关频率。预定的最大电流可以是VVC 152的最大操作电流。开关频率的改变可基于输入到开关器件206、208的电流的幅值。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。随着电流减小，纹波分量的幅值减小。通过在电流减小时以较低的开关频率操作，开关损耗降低。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，因此输入功率和输入电流可以以类似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，所以开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比值来确定占空比。因此，开关频率还可基于输入电压和输出电压之间的比值而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值是最大值，并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选择为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长变化或持续变化。
VVC控制器200可被配置为响应于占空比和预测的纹波分量幅值为最大值时的占空比值(例如50％)之间的差的大小而从预定的最大频率开始减小开关频率。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差的大小减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率和预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接至可变电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。开关频率还可基于与IGBT的栅极相关的寄生电感。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(PEM)126。图3的PEM 126被示出为包括多个开关302A至302F(例如，IGBT)，所述多个开关302A至302F被配置为共同操作为具有第一相臂(phase leg)316、第二相臂318和第三相臂320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括额外的相臂。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，PEM 126可包括多个转换器，PEM 126中的每个逆变器包括三个或更多个相臂。例如，系统300可控制PEM 126中的两个或更多个逆变器。PEM 126还可包括具有高功率开关(例如，IGBT)的DC至DC转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块输入电压转换为电力电子模块输出电压。
如图3所示，逆变器可以是DC至AC转换器。在操作中，DC至AC转换器通过DC总线304(包括DC总线304A和304B)从DC电力链路(powerlink)306接收DC电力，并将DC电力转换为AC电力。AC电力经由相电流ia、ib和ic传输，以驱动AC电机，所述AC电机也被称作电机114(诸如图3中描绘的三相永磁同步马达(PMSM))。在这个示例中，DC电力链路306可包括DC蓄电池，以向DC总线304提供DC电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自AC电机114(例如，发电机)的AC电力转换为DC电力的AC至DC转换器，其中，DC总线304可将DC电力提供至DC电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构中的PEM 126。
继续参照图3，逆变器中的相臂316、318和320中的每个均包括电力开关302，电力开关302可由多种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，IGBT)。图3中的二极管被标记为Da1、Da2、Db1、Db2、Dc1和Dc2，而图3的IGBT分别被标记为Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1和Sc2。电力开关Sa1、Sa2、Da1和Da2是三相转换器的相臂A的一部分，其在图3中被标记为第一相臂A 316。类似地，电力开关Sb1、Sb2、Db1和Db2是三相转换器的相臂B 318的一部分，电力开关Sc1、Sc2、Dc1和Dc2是三相转换器的相臂C 320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的电力开关302或电路元件。二极管(Dxx)与IGBT(Sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联。这种反向并联构造中的二极管还被称作续流二极管。
如图3所示，设置电流传感器CSa、CSb和CSc以分别感测在相臂316、318和320中电流。图3示出了与PEM 126分离的电流传感器CSa、CSb和CSc。然而，根据PEM 126的构造，电流传感器CSa、CSb和CSc可被集成为PEM 126的一部分。图3中的电流传感器CSa、CSb和CSc被安装成分别与相臂A、B和C(即，图3中的相臂316、318和320)串联，并分别提供用于系统300的反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(LD)处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于分别流过相臂316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，IGBT)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据或信号的电流镜像输出。所述数据或信号可指示分别流过相臂A、B和C的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(LD)或控制器310。控制器或LD 310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制PEM 126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑阵列或门阵列中。如图3中的实施例所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相臂316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括流进和流出DC总线304或DC总线电容器308的相电流ia、ib和ic的模式。图3中的DC总线电容器308被示出为与PEM 126分离。然而，DC总线电容器308可被集成为PEM 126的一部分。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于PEM 126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相臂316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被布置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相臂316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器的开关配置确定逆变器如何转换DC电力链路306和电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为闭合状态或断开状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到闭合状态或断开状态，控制器或LD 310向每个电力开关302提供栅极电压(Vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压Vga1、Vga2、Vgb1、Vgb2、Vgc1和Vgc2(在图3中示出)控制各个的电力开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将电力开关302在闭合状态和断开状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或IGBT开关的温度来改变每个IGBT的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与IGBT开关速度的变化成比例。
还如图3所示，相臂316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相臂316、318和320中的每个中仅有一个开关可以处于闭合状态而不会使DC电力链路306短路。因此，在每个相臂中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。因此，相臂的高状态指的是相臂中的上方开关处于闭合状态并且下方开关处于断开状态。类似地，相臂的低状态指的是相臂的上方开关处于断开状态并且下方开关处于闭合状态。作为结果，具有电流镜像能力的IGBT可以是所有IGBT、IGBT的子集(例如，Sa1、Sb1、Sc1)或单个IGBT。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相臂处于高状态，而第三个相臂处于低状态，或者(2)一个相臂处于高状态，而另外两个相臂处于低状态。因此，三相转换器中的一个相臂(可被定义为逆变器的特定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相臂(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
图4是用于驱动混合动力车辆的电机的电流控制的六步算法的流程图。
在操作402，控制器基于马达转速数据和扭矩请求生成电流命令。控制器计算电流控制数据以用于马达控制。电流控制数据是扭矩请求和马达转速对电流命令的映射(例如，Id、Iq)。
在操作404，控制器基于电流命令生成电压命令(Vds*和Vqs*)。这里，反馈被用于在稳定状态和瞬态操作两者期间保持精确度和稳健控制。反馈基于从电流传感器转换的2个定子电流命令(Id/Iq)、2个定子反馈电流命令和4个定子输入，并且转子位置传感器被使用。这里，输出是Vds*和Vqs*，Vds*和Vqs*是电压命令。此后，控制器继续并行执行操作406和操作408。
在操作406，控制器生成六步波形。六步波形通常通过开环被生成，并且电压角作为唯一的输入。在操作414，控制器调制逆变器的开关。
在操作408，控制器基于电压命令Vds*和Vqs*产生系数Kdc，以将Vdq转换为Vdc，同时补偿电压谐波以及转换器的AC电压幅值至DC电压幅值的转换。
在操作410，控制器将目标DC电压Vdc*转换为一系列的脉冲宽度调制(PWM)信号。
在操作412，控制器根据操作410产生的PWM信号调制DC-DC转换器的开关以产生DC总线电压，从而操作逆变器/电机。
图5用于驱动混合动力车辆的电机的电流控制的六步算法的流程图。在操作502，控制器接收扭矩请求以及电机的转速。在操作502，控制器接收扭矩请求和电机的转速。可通过测量当电机的转子相对于电机的定子旋转时通过绕组感应出的反EMF来确定电机的转速。还可通过测量与电机连接的霍尔效应传感器输出的脉冲来确定电机的转速。在其它实施例中，可通过使用与电机连接的编码器和解析器来确定电机的转速。此外，可在电机与车辆的车轮机械地接合时通过测量车辆的速度来确定电机的转速。基于扭矩请求和电机的转速，针对流向电机的绕组的电流的直流分量(Id)和正交分量(Iq)的电流命令被确定。
在操作504，复数电流控制器调节转子参考系中的马达电流。从静止参考系到旋转参考系的变换产生了基于参考系的交叉耦合项，所述基于参考系的交叉耦合项导致了高速的电流响应的衰减，并被表示为该系统的复数矢量形式的不对称磁极。换句话说，该交叉耦合项作为干扰，使电流控制环的性能下降，并导致高速的扭矩下降。因此，这种基于参考系的交叉耦合项是有问题的，并且应被解耦。复数矢量电流调节器的构思是在复数矢量域中的不对称磁极处布置PI控制器的零位(其中，虚部没有与其相关的参数)，从而对交叉耦合项解耦。这种方法被认为不如状态反馈交叉耦合的解耦方法对于参数变化敏感。
在操作506，控制器接收复数矢量电流调节器的数据并确定包括针对特定扭矩和转速的标量的电压角以及电压幅值。这里，基于复数矢量数据，用于同步参考系中的电压的直流分量(Vd)和正交分量(Vq)的电压命令被计算。在操作508，基于同步参考系中的电压的直流分量(Vd)和正交分量(Vq)，控制器计算电压角和幅值。电压角和幅值被发送用于操作510，在操作510，控制器计算Vdq *。在操作512，控制器计算预期将由DC-DC转换器产生的DC总线电压(Vdc *)。在操作514，控制器计算占空比和操作模式(例如升压、降压或通过)。在操作516，控制器以产生输出电压(例如DC总线电压)所需的操作模式和占空比操作DC-DC转换器，所述输出电压被提供给逆变器。
在操作518，六步角度的产生被用于计算电压角，以输出预期扭矩。对于传统的六步操作，不存在对于电压幅值的控制。电压幅值由Vdc总线电压设定。在这种情况下，可进行一些校正程序以针对不同的转速和总线电压而将扭矩相对于电压角的结果进行映射。对于提出的操作518，由于DC总线电压和电压角可被同时调节以实现用于预期的扭矩命令的闭环六步控制，因此可根据从复数电流控制器获得的电压命令直接计算电压角。计算的电压角确定了三相电压的通信顺序。每当转子位置与电压角的和达到0度、60度、120度、180度、240度、300度和360度的时候，预定的开关状态将被应用于逆变器。
在操作520，控制器基于来自操作518的角度数据产生六步控制信号。在操作522，控制器基于电流控制六步模式操作逆变器。操作510、操作512、操作514和操作516可连同操作518、操作520和操作522按顺序执行、并行执行或者按顺序执行和并行执行的组合方式执行。
图6是基于扭矩的DC总线电压选择的图形表示600。该图形表示用于相对于转子参考系中的绕组电流来描述逆变器驱动的永磁同步马达(PMSM)。在该图中，正交分量Iq 602由纵轴表示，直流分量Id 604由横轴表示。曲线606表示产生特定输出扭矩的Id和Iq的不同组合。曲线606A表示用于逐渐高于曲线606B的输出扭矩的组合。尽管沿着每条曲线606的每个点产生相同的输出扭矩，但一些组合相比于其它组合将与更高的损耗相关联。点610形成了表示对于每个扭矩水平的最高效的操作点的线。然而，不可能总是按照这些点操作电机。点610表示当转子以特定转速旋转时由转子中的永磁体在线圈中感应到的电流。当电压通过逆变器施加时，绕组电流从该条件开始改变。曲线608B表示逆变器在特定转子转速和总线电压水平下可达到的条件的边界。在较高的总线电压或较低的转子转速下，边界扩张(如虚线曲线608A所示)。
这里，示出了使用六步控制来操作电机使得电流矢量操作于电压椭圆608。DC总线电压基于来自电流控制器的电压命令被选择。并且，对于来自恒定扭矩曲线606的不同扭矩水平，从电压椭圆608选择不同的DC总线电压来确保传递需要的扭矩。
这里，DC总线电压选择和角度源自于电流调节器，而不是源自于校正映射。恒定扭矩曲线606和DC转换器608的电压容量被示出，使得交叉点610指示针对预期扭矩的DC总线电压。最大的圆是特定转速和最大扭矩下的最高DC总线电压。电流限制由圆612表示(例如500安培)。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据和指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(ROM)装置)中以及信息可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(CD)、随机存取存储器(RAM)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用合适的硬件组件(诸如，专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。

Claims (10)

1.一种车辆动力传动系统，包括：
DC-DC转换器，连接在牵引电池和电机的逆变器之间；
控制器，被配置为：响应于电机的转速下降到低于反电动势阈值转速，转换为基于电流控制的六步逆变器模式，并操作所述DC-DC转换器来输出低于所述牵引电池的开路电压的电压，其中，基于电流控制的六步逆变器模式使DC-DC转换器的开关器件的开关频率在预定开关频率范围内随着输入电流幅值的增大而增大。
2.如权利要求1所述的车辆动力传动系统，其中，所述控制器还被配置为：响应于所述电机的转速高于所述反电动势阈值转速，以闭环六步模式操作所述电机，其中，反馈位置是基于所述电机的反电动势的。
3.如权利要求1所述的车辆动力传动系统，其中，所述控制器还被配置为：响应于所述电机的转速高于所述反电动势阈值转速，以闭环六步模式操作所述电机，其中，反馈位置是基于来自与所述电机连接的霍尔效应传感器的信号的。
4.如权利要求1所述的车辆动力传动系统，其中，所述基于电流控制的六步逆变器模式是基于从电流命令获得的磁场角的。
5.如权利要求1所述的车辆动力传动系统，其中，所述电机是同步马达。
6.如权利要求5所述的车辆动力传动系统，其中，所述电机是永磁同步马达。
7.如权利要求1所述的车辆动力传动系统，其中，所述控制器还被配置为：响应于针对所述电机的扭矩请求超过限制，将所述DC-DC转换器的操作从降压模式转换为升压模式，以输出大于所述牵引电池的开路电压的电压。
8.一种操作车辆动力传动系统的方法，所述方法包括：
接收扭矩请求；
响应于电机的转速下降到低于反电动势阈值转速而执行以下步骤，
转换为基于电流控制的六步逆变器模式，其中，所述基于电流控制的六步逆变器模式根据所述电机的绕组电流的直流分量和正交分量以及所述扭矩请求而被执行，并且，所述基于电流控制的六步逆变器模式使DC-DC转换器的开关器件的开关频率在预定开关频率范围内随着输入电流幅值的增大而增大，
操作DC-DC转换器来向所述电机输出低于牵引电池的开路电压的总线电压。
9.一种车辆，包括：
DC-DC转换器，连接在牵引电池和电机的逆变器之间；
控制器，被配置为：响应于车辆速度下降到低于阈值速度并且同时扭矩请求低于扭矩阈值，根据与所述电机相关联的绕组电流的直流分量和正交分量执行针对所述逆变器的六步控制模式，以在没有反电动势反馈的情况下驱动所述电机，其中，所述六步控制模式使DC-DC转换器的开关器件的开关频率在预定开关频率范围内随着输入电流幅值的增大而增大。
10.根据权利要求9所述的车辆，其中，所述控制器还被配置为：操作所述DC-DC转换器以向所述逆变器输出低于所述牵引电池的开路电压的电压。
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