CN101204003B - 电力变换控制装置以及电力变换控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明中，构成在交流直流间进行电力变换的逆变器的控制系统的情况下，检测交流电路电流，根据通过两个电流调节器得到的双轴的电压量进行频率运算以便进行旋转座标变换所得到的双轴的各成分电流与针对其的各指令值相符，通过对其积分来得到与交流电路的电动势电源同步的相位信息，对交流电流进行旋转座标变换，同时通过根据双轴的电压量产生PWM开关信号来使逆变器工作，进行所需的电力变换控制。

Description

电力变换控制装置以及电力变换控制方法

技术领域

本发明涉及电力变换控制装置、电力变换控制方法、以及电力变换控制用程序，具体来说，涉及根据流经交流电路的电流的检测信号来控制连接于直流电路和包含交流电动势源的交流电路之间、并具有开关元件在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元的电力变换控制装置、电力变换控制方法、以及电力变换控制用程序。

背景技术

采用逆变器的电力变换控制装置极其广泛地应用于电动机控制领域至发电机控制领域等的交流电动发电机，或应用于进行交流电源和直流电源间的电力馈送和接收的整流电路或系统串接逆变器等。上述应用通常在交流电路中具有电动势源，逆变器需要与这些电动势源保持同步来进行控制。

因此，为了使逆变器动作，利用某些传感器得到交流电动势源的相位信息，或者基于根据逆变器的输出电压或电流和交流电路的电路常数推定的相位信息产生开关控制信号。

作为交流电路一侧的电动势负载，代表性的有同步电动机，尤其在永磁同步电动机、DC无刷电动机的逆变器驱动中，为了得到电动势的相位信息而采用霍耳元件、编码器、旋转变压器等作为磁极位置传感器。检测这些磁极位置信息的控制方式可较容易地适应高效运转或高速响应控制等，但由于需要磁极位置传感器，所以在可靠性、操作性、价格等方面存在问题。

对此，提出了不用上述磁极位置传感器，而是通过根据电动机的电压或电流的信息运算转子位置来进行间接控制的种种方法。举例来说，提出了利用矩形波电流驱动检测电动机的感应电动势的方法、利用正弦波电流驱动检测电流过零点并检测此时刻电压的方法(参照例如专利文献1)、基于V/f恒定控制的方法(参照例如专利文献2)、对其附加振动抑制功能的方法(参照例如专利文献3、4)并付诸实用。尽管可取消上述位置传感器，但现有的控制方式存在这样的问题：需要将电动机的电路常数纳入控制系统中，而且应对过渡变化的能力弱，控制系统变得复杂。

感应电动机也可视作为具有电动势的负载，但感应电动机与同步电动机相比，即便不检测电动势的相位信息仍能运转，所以利用V/f恒定控制等进行速度控制相对较容易。但由于V/f恒定控制并非E/f恒定控制，因而低速运转时转矩降低、响应特性在本质上存在问题。为了使其具有高速响应特性，可采用差频控制形式的矢量控制等，但存在的问题是，控制系统的构成纳入了电路常数，感应电动机和控制装置成为一体，系统构成变得复杂，同时其响应特性受到电路常数的影响。

另一方面，交流电路一侧连接有交流发电机或工业电源，并用逆变器进行整流动作或进行直流电源至交流系统的串接运转的情况下，通常需要电源电压的相位检测器以便与电源电压保持同步来产生控制信号。这造成交流电源电压检测器成为必需的构成，控制系统变得复杂，可靠性降低。

对此，所知道的还有不用电源电压的相位检测器，而是通过检测逆变器的电压、电流，依靠运算进行整流动作或逆变换动作的控制方法，但由于使用电路常数(电动机的阻抗、磁通密度等)，因而要求较为复杂的运算处理。此外，还存在着难以应对电源频率大幅度变动的问题。

专利文献1：日本专利公开平5-236789号公报

专利文献2：日本专利公开2000-232800号公报

专利文献3：日本专利公开2000-236694号公报

专利文献4：日本专利公开2003-204694号公报

发明内容

本发明正是鉴于上述问题，其目的在于提供一种能够简单且高精度地对逆变器等电力变换单元进行控制，并且使用范围较广的电力变换控制装置、电力变换控制方法、以及电力变换控制用程序。

为了解决上述问题，达成本发明目的，本发明的电力变换控制装置，根据电流检测器对流经交流电路的电流进行检测的检测信号来控制连接于直流电路和包含交流电动势源的所述交流电路之间、并具有开关元件在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元，其特征在于，包括：决定所述电力变换单元的运转频率输出运转频率信号的频率运算单元；根据所述频率运算单元的输出通过积分求出相位角信号并输出的积分运算单元；根据所述电流检测器的检测信号和所述积分运算单元的相位角信号，利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流的正交双轴变换单元；决定进而输出双轴电流的指令值的双轴电流设定单元；根据所述正交双轴变换单元的输出和所述双轴电流设定单元的输出之差运算误差量，并对于每一双轴成分输出与误差量相应的振幅指令值的双轴电流调节单元；以及根据所述双轴电流调节单元的输出和积分运算单元的相位角信号生成控制所述电力变换单元的PWM信号的PWM信号发生单元，所述频率运算单元决定所述电力变换单元的运转频率，以便通过调整相对于所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中的与有功成分电流对应的振幅指令值的比例增益，使得与无功成分电流对应的振幅指令值为零。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述频率运算单元将所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值放大数倍后的值、使与有功成分电流对应的振幅指令值的时间变动缓和的值放大数倍后的值、或者使上述两个放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为所述电力变换单元的运转频率。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述频率运算单元包括在所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值变化时输出对线路阻抗部分的稳定和过渡的电压降进行补偿的补偿值的阻抗补偿单元，将有功成分电流所对应的振幅指令值、或者使阻抗补偿单元的输出与缓和了该振幅指令值的时间变动的值结合在一起，从而将该结合在一起的值放大数倍后的值、或者使该放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为所述电力变换单元的运转频率。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述阻抗补偿单元根据有功成分电流或有功成分电流的指令值，运算补偿值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述阻抗补偿单元使有功成分电流或有功成分电流的指令值的时间变动缓和来运算补偿值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述阻抗补偿单元用双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中与无功成分电流对应的振幅指令值来运算补偿值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是在所述交流电动势源的频率固定的情况下，将所述与有功成分电流对应的振幅指令值取一固定值即常数，所述频率运算单元将该常数放大数倍后的值设定为所述电力变换单元的运转频率。

另外，按照本发明的优选方式，最好是还包括根据所述电力变换单元的输出电压和积分运算单元的相位角信号利用正交双轴变换运算双轴电压，对于每一双轴成分输出与所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值对应的信号的输出电压正交双轴变换单元，所述频率运算单元对于每一双轴成分将振幅指令值置换为输出电压正交双轴变换单元的信号值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述双轴电流设定单元用所述频率运算单元输出的所述电力变换单元的运转频率运算有功成分电流的指令值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述双轴电流设定单元用所述电力变换单元的直流侧电压值运算有功成分电流的指令值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是通过调整所述双轴电流设定单元的无功成分电流的指令值来任意设定功率因数。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述双轴电流设定单元将无功成分电流的指令值决定为电力变换单元输出端的功率因数为1的值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述双轴电流设定单元将无功成分电流的指令值决定为所述交流电路的交流电动势源端的功率因数为1的值。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述交流电路为包含1个或多个交流电机的电路。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述交流电机为同步电机、磁阻电机、感应电机、或感应同步电机。

另外，按照本发明的优选方式，最好是通过调整所述双轴电流设定单元的双轴电流的指令值来增加或减小励磁。

另外，按照本发明的优选方式，最好是连接工业电源、其它电力变换单元的交流侧输出、或包含电容器的交流负载作为所述交流电路的交流电动势源。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述直流电路为包含电容器的电路、包含直流电源的电路、或包含直流负载的电路。

另外，按照本发明的优选方式，最好是所述电力变换单元为将直流电力变换为交流电力的逆变器或者为将交流电力变换为直流电力的AC-DC变换器。

为了解决上述问题，达成本发明目的，本发明的电力变换控制方法，根据电流检测器对流经交流电路的电流进行检测的检测信号来控制连接于直流电路和包含交流电动势源的所述交流电路之间、并具有开关元件在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元，其特征在于，包括：决定所述电力变换单元的运转频率以便将振幅指令值当中与无功成分电流对应的振幅指令值引导为零的频率运算步骤；根据所述频率运算步骤的输出通过积分求出相位角信号并输出的积分运算步骤；根据所述电流检测器的检测信号和所述积分运算单元的相位角信号，利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流的正交双轴变换步骤；决定进而输出双轴电流的指令值的双轴电流设定步骤；根据所述正交双轴变换步骤的输出和所述双轴电流设定步骤的输出之差运算误差量，对于每一双轴成分输出与误差量相应的所述振幅指令值的双轴电流调节步骤；以及根据所述双轴电流调节步骤的输出和积分运算步骤的相位角信号生成控制所述电力变换单元的PWM信号的PWM信号发生步骤。

按照本发明，电力变换控制装置根据电流检测器对流经交流电路的电流进行检测的检测信号来控制连接于直流电路和包含交流电动势源的所述交流电路之间、并具有开关元件在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元，包括：决定所述电力变换单元的运转频率并输出运转频率信号的频率运算单元；根据所述频率运算单元的输出通过积分求出相位角信号并输出的积分运算单元；根据所述电流检测器的检测信号和所述积分运算单元的相位角信号利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流的正交双轴变换单元；决定进而输出双轴电流的指令值的双轴电流设定单元；根据所述正交双轴变换单元的输出和所述双轴电流设定单元的输出之差运算误差量，对于每一双轴成分输出与误差量相应的振幅指令值的双轴电流调节单元；以及根据所述双轴电流调节单元的输出和积分运算单元的相位角信号生成控制所述电力变换单元的PWM信号的PWM信号发生单元，所述频率运算单元决定所述电力变换单元的运转频率，以便通过调整相对于所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中的与有功成分电流对应的振幅指令值的比例增益，使得与无功成分电流对应的振幅指令值为零，所以取得的效果是，可提供一种能不用传感器等直接检测交流电路的电动势源的相位来进行交流电流检测，而且能够不用电路常数控制电力变换单元，并能够简单且高精度地对逆变器等电力变换单元进行控制，使用范围较广的电力变换控制装置。

附图说明

图1为本发明电力变换控制装置的基本框图。

图2-1为本发明电力变换控制装置的双轴表现框图。

图2-2为本发明电力变换控制装置的控制顺序图。

图3为示出本发明电力变换控制装置的单相基本等效电路图。

图4为示出本发明电力变换控制装置的双轴电压矢量Vδ、Vγ和双轴电流矢量Iδ、Iγ和交流电动势E_a间关系(考虑到电路电阻)的关系图。

图5为示出本发明电力变换控制装置的双轴电压矢量Vδ、Vγ和双轴电流矢量Iδ、Iγ和交流电动势E_a间关系(不考虑电路电阻)的关系图。

图6为示出本发明电力变换控制装置的旋转座标变换的相位角和δ-γ轴成分间关系的关系图。

图7为本发明电力变换控制装置的频率运算部中包含LPF的框图。

图8为本发明电力变换控制装置的频率运算部中包含阻抗补偿部的框图。

图9为将Iδ输入至本发明电力变换控制装置的阻抗补偿部的框图。

图10为将Vγ输入至本发明电力变换控制装置的阻抗补偿部的框图。

图11为本发明电力变换控制装置设置逆变器输出电压正交双轴变换部的框图。

图12为将逆变器的运转频率输入至本发明电力变换控制装置的双轴电流设定部的框图。

图13为将逆变器的直流电压输入至本发明电力变换控制装置的双轴电流设定部的框图。

图14为示出本发明电力变换控制装置的逆变器输出端进行功率因数为1的运转时电压电流矢量间关系的关系图。

图15为示出本发明电力变换控制装置的交流电路电动势端进行功率因数为1的运转时电压电流矢量间关系的关系图。

图16图示的是交流电路连接有随励磁电路而产生的电动势源时的单相等效电路。

图17图示的是交流电路连接有随励磁电路而产生的电动势源时的电压电流矢量。

图18图示的是交流电路连接有随励磁电路而产生的电动势源时的电动势端进行功率因数为1的运转时的电压电流矢量。

图19图示的是将多个逆变器进行多台连接的情形。

图20图示的是交流电路连接有包含电容器的交流负载时的单相等效电路。

图21图示的是交流电路连接有包含电容器的交流负载时的电容器端进行功率因数为1的运转时的电压电流矢量。

图22为本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1的框图。

图23图示的是对本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1的框图的模拟分析结果。

图24图示的是对本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1的框图进行过渡相位跟随控制的模拟分析结果。

图25图示的是对本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1的框图进行基于Vδ的过渡相位跟随控制的模拟分析结果。

图26图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1的实验结果。

图27图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1的实验结果。

图28图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中Iγ^*＝0A条件下的实验结果。

图29图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中Iγ^*＝1.0A条件下的实验结果。

图30图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中Iγ^*＝-1.0A条件下的实验结果。

图31图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中的实验特性。

图32图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中Iγ^*＝0A、额定直流电压条件下的实验结果。

图33图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中Iγ^*＝0A条件下直流电压升高时的实验结果。

图34图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中保持额定直流电压不变进行减磁运转时的实验结果。

图35图示的是本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例1中在使负载转矩在全负载和无负载间急剧变化时的实验结果。

图36-1图示的是实施例1的电力变换系统中将同步电动机进行多台驱动情形的系统。

图36-2图示的是图36-1所示的电力变换系统中同步电动机的额定有所不同情况下的运转工作波形。

图36-3图示的是图36-1所示的电力变换系统中同步电动机的负载转矩相同情况下的模拟分析结果。

图36-4图示的是图36-1所示的电力变换系统中同步电动机的负载转矩有所不同情况下的模拟分析结果。

图37为本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例2的框图。

图38图示的是对本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例2的框图的模拟分析结果。

图39为本发明电力变换控制装置中将同步电动机与交流电路连接时实施例3的框图。

图40为本发明电力变换控制装置中将感应电动机与交流电路连接时实施例4的框图。

图41图示的是对本发明电力变换控制装置中将感应电动机与交流电路连接时实施例4的框图的模拟分析结果。

图42图示的是本发明电力变换控制装置中将感应电动机与交流电路连接时实施例4的实验结果。

图43-1图示的是实施例4的电力变换系统中将感应电动机进行多台驱动情形的系统。

图43-2图示的是图43-1所示的电力变换系统中感应电动机的负载转矩相同情况下的模拟分析结果。

图43-3图示的是图43-1所示的电力变换系统中感应电动机的负载转矩有所不同情况下的模拟分析结果。

图44为本发明电力变换控制装置中将感应电动机与交流电路连接时实施例5的框图。

图45为本发明电力变换控制装置中将交流电源与交流电路连接、而将直流电源与直流电路连接时实施例6的框图。

图46图示的是对本发明电力变换控制装置中将交流电源与交流电路连接、而将直流电源与直流电路连接时实施例6的框图的模拟分析结果。

图47图示的是本发明电力变换控制装置中将交流电源与交流电路连接、而将直流电源与直流电路连接时实施例6的框图中交流电源停电时的模拟分析结果。

图48为本发明电力变换控制装置中将交流电源与交流电路连接、而将直流负载与直流电路连接时实施例7的框图。

图49为本发明电力变换控制装置中将交流电源与交流电路连接、而将直流电源与直流电路连接时实施例8的框图。

图50图示的是本发明电力变换控制装置中将交流电源与交流电路连接、而直流电路则连接有电阻作为直流负载时实施例7的实验结果。

图51为本发明电力变换控制装置中将包含电容器的交流负载与交流电路连接时实施例9的框图。

图52图示的是本发明电力变换控制装置中将包含电容器的交流负载与交流电路连接时实施例9的框图的模拟分析结果。

标号说明

1直流电路、1a直流电源、1b直流负载、2逆变器、3包含交流电动势源的交流电路、3b同步电动机、3c感应电动机、3d交流电源、3e包含电容器的交流电路、4电流检测器、5正交双轴变换部、5a旋转座标变换部、6双轴电流设定部、7双轴电流调节部、8频率运算部、8a增益调节部、8b阻抗补偿部、8c LPF(低通滤波器)、9积分运算部、10PWM信号发生器、11速度运算部、12速度调节部、13速度设定部、14磁通调节部、15电压检测器、17直流电压设定部、18无功功率调节部、20逆变器控制部、21交流侧电压检测器、22逆变器输出电压正交双轴变换部、30共同母线、31串接电抗器、100电力变换控制装置

具体实施方式

下面参照附图具体说明本发明的电力变换控制装置、电力变换控制方法、以及电力变换控制用程序的最佳实施方式。本发明并不限于该实施方式。另外，下述实施方式中的组成部分包含本领域技术人员容易想到的或实质上相同的组成部分。另外，本说明书中设定为在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元中包括将直流电力变换为交流电力的逆变器以及将交流电力变换为直流电力的AC-DC变换器。下面的实施方式中，作为电力变换单元主要以逆变器为例进行说明，但本发明也能适用于AC-DC变换器。

(实施方式1)

图1图示的是本发明电力变换控制装置的基本构成。实施方式1的电力变换控制装置为针对在交流电路具有电动势源时进行直流交流间电力变换的逆变器进行控制的装置。

图1中，1为直流电路，2为连接于直流电路1和交流电路3之间、并具有开关元件在直流交流间进行电力馈送和接收的逆变器，3为包含交流电动势源的交流电路(下面也称为“交流电路”)，100表示电力变换控制装置。另外，下面的实施方式中将2作为逆变器进行图示，但随所连接的直流电路1和交流电路3的种类，2有时也为进行AC-DC变换的AC-DC变换器。

直流电路1由包含直流电源的电路、包含直流负载的电路、或包含电容器的电路所构成。包含交流电动势源的交流电路3为在交流电动机、交流发电机、交流电源、或包含电容器的负载等交流电路中具有电动势源的情形。

电力变换控制装置100包括：对流经交流电路3的电流进行检测来输出检测信号的电流检测器4；以及根据电流检测器4的检测信号控制逆变器2的逆变器控制部20。

逆变器控制部20包括正交双轴变换部5、双轴电流设定部6、双轴电流调节部7、频率运算部8、积分运算部9、以及PWM信号发生部10。逆变器控制部20可由微机、DSP等构成，也可由计算机执行电力变换控制用程序，来实现正交双轴变换部5、双轴电流设定部6、双轴电流调节部7、频率运算部8、积分运算部9、以及PWM信号发生部10的功能。

频率运算部8决定逆变器2的运转频率输出运转频率信号ω_e。这种情况下，频率运算部8决定逆变器2的运转频率ω_e以便将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与无功成分电流对应的振幅指令值引导为零。其原理稍后具体说明。

积分运算部9根据频率运算部8的输出通过积分求出相位角信号θ_e后输出。正交双轴变换部5根据电流检测器4的检测信号和积分运算部8的相位角信号θ_e利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流。双轴电流设定部6决定进而输出双轴电流的指令值。双轴电流调节部7根据正交双轴变换部5的输出和双轴电流设定部6的输出之差运算误差量，对于每一双轴成分输出与误差量相应的振幅指令值。PWM信号发生部10根据双轴电流调节部7的输出和积分运算部9的相位角信号θ_e生成对于逆变器2的控制信号即PWM信号，提供给逆变器2。

图2-1为示出上述图1的电力变换控制装置中用振幅指令值(广义上为逆变器的电压指令值)进行频率运算的电力变换控制装置的构成图。图2-1中，对具有与图1同等功能的部位标注相同的标号，共同部分的说明从略。图2-1的电力变换控制装置100示出图1的电力变换控制装置中在交流电路3上连接有包含交流电动势源的三相(U、V、W)交流负载情形的具体构成例。逆变器2为3相逆变器，可由包含IGBT等开关元件的桥式电路所构成。

图2-1中，电流检测器4将流经交流电路3的至少2相的电流作为检测信号进行检测。对于电流检测器4检测出的检测信号，正交双轴变换部即旋转座标变换部5a与逆变器2的运转频率同步进行以有功成分为δ轴成分、以无功成分为γ轴成分的δ-γ变换，将经过变换的2轴量Iγ、Iδ输出给双轴电流调节部7。双轴电流调节部7通过双轴电流调节部7中所包含的2组电流调节器1、2使经过变换的2轴量Iγ、Iδ与双轴电流设定部6的输出即双轴电流的指令值Iγ^*、Iδ^*相符，以生成逆变器2的双轴控制电压即逆变器2的振幅指令值Vγ、Vδ。

频率运算部8(增益调节部8a)决定使振幅指令值Vγ、Vδ其中一轴电压量Vγ为零这种逆变器2的运转频率ω_e，积分运算部9通过使其运转频率ω_e积分得到逆变器2的运转相位角信号θ_e，对交流电流进行旋转座标变换，同时还根据双轴电压量Vγ、Vδ通过PWM信号发生部10利用三角比较法等产生逆变器2的控制信号即PWM信号(v_U、v_V、v_W)来使逆变器2动作。由此，不靠传感器获得交流电路3的交流电动势源的相位信息，也不用电路常数，只是通过对于流经交流电路的电流的检测控制，便能控制交流直流间的电力馈送和接收。

接着具体说明上述构成的电力变换控制装置中逆变器的控制原理。图2-2为图2-1的电力变换控制装置的控制顺序图。图3作为在交流电路3中包含电动势源的例子，是表示连接有同步电动机、或交流电源时的单相等效电路的图。该图中，R表示电路电阻，L表示电路电感，Ea则表示交流电动势源ea的旋转座标变换量。这里交流电动势源为电动机的情况下，与角频率ω成比例，但为工业交流电源的情况下电压则取大体固定值。依据图3的等效电路的电路方程式，按照下式(1)实施进行旋转的旋转座标变换便成为下式(2)。

[式1]

θ＝∫ωdt    …(1)

[式2]

$V_{\mathrm{\γ}}={\mathrm{RI}}_{\mathrm{\γ}}+L\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{LI}}_{\mathrm{\δ}}+E_a\sin \mathrm{\β}$

$V_{\mathrm{\δ}}={\mathrm{RI}}_{\mathrm{\δ}}+L\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{\δ}}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{LI}}_{\mathrm{\γ}}+E_a\cos \mathrm{\β}...\left(2\right)$

式中，Vδ是与逆变器2的输出电压矢量成比例的电压指令值成分，Vγ是与该轴正交的电压指令值成分，Iδ是电流矢量的有功成分电流，Iγ是无功成分电流。另外，β是逆变器2的输出电压矢量Vδ和交流电动势的电压矢量Ea之间的相差角。上述式(2)中一旦处于稳定状态，电流控制的微分项便为零，因而可得到下式(3)。

[式3]

V_γ＝RI_γ-ωLI_δ+E_asinβ

                             …(3)

V_δ＝RI_δ+ωLI_γ+E_acosβ

图4设定了基于上述式(3)的2轴成分电压Vδ、Vγ和2轴成分电流Iδ、Iγ以及交流电动势E_a，表示在稳定状态下处于γ轴的成分电压Vγ为零的关系时的矢量图。这里，将2轴成分电压Vδ、Vγ的座标轴设定为δ轴、γ轴，交流电动势的电压矢量E_a设定为q轴，而与其正交的磁通成分轴则设定为d轴。这时β表示两座标轴间的相位角。另外，图5为电路电阻所产生的电压降勿略不计时的矢量图。当前，控制为Iγ＝0、Iδ＝一定时，上述式(3)可进一步简化为如下式(4)所示。

[式4]

V_γ＝-ωLI_δ+E_asinβ

                      …(4)

V_δ＝RI_δ+E_acosβ

式中，控制为Vγ＝0时，可根据上述式(4)得到下式(5)。

[式5]

$I_{\mathrm{\δ}}=\frac{E_a}{\mathrm{\ωL}}\sin \mathrm{\β}...\left(5\right)$

这时，来自逆变器2的电功率P_a可由下式(6)给出，由相差角或负载角β的正弦波函数表示。

[式6]

$P_a=V_{\mathrm{\δ}}{I}_{\mathrm{\δ}}=\frac{V_{\mathrm{\δ}}{E}_a}{\mathrm{\ωL}}\sin \mathrm{\β}...\left(6\right)$

相差角(或负载角)β较小时，上述式(4)可由下式(7)近似。

[式7]

V_γ≈-ωLI_δ+E_aβ

V_δ≈RI_δ+E_a              …(7)

根据上述式(7)的Vδ式，交流电动势源E_a可由下式(8)求得。

[式8]

E_a≈V_δ-RI_δ              …(8)

进而，电路电阻所产生的电压降RIδ可勿略不计时，上述式(8)便为下式(9)。

[式9]

E_a≈V_δ          …(9)

这时，交流电动势E_a可根据输出电压矢量值Vδ近似求出。交流电动势源基于交流电动机的情况下，交流电动势源与角频率ω成比例，可由下式(10)给出。

[式10]

E_a＝k_ψω       …(10)

式中，k_ψ为与磁通成比例的比例常数。Vγ＝0时，根据上述式(7)和上述式(10)，相差角β可由下式(11)近似。

[式11]

β≈(L/k_ψ)I_δ   …(11)

进而，根据上述式(9)和上述式(10)，角频率ω可由下式(12)近似，与Vδ成比例。

[式12]

ω≈V_δ/k_ψ    …(12)

根据上述式(12)，交流电动势源的角频率ω若使对于Vδ基本上合适的比例增益作为K_G，便可视作下式的ω_e。

[式13]

ω_e＝K_GV_δ     …(13)

积分运算部9可将上述式(13)的逆变器运转频率ω_e作为输入，利用下式(14)算出与交流电动势源的旋转相位角同步的逆变器2的旋转相位角θ_e。

[式14]

θ_e＝∫ω_edt     …(14)

式中，通过该频率运算得到的旋转相位角θ_e相对于与交流电动势源的旋转相位角同步的合适相位角θ不相符时，则出现图6所示的逆变器2的输出电压矢量V的γ轴成分电压Vγ。该Vγ在运算所得到的相位角θ_e滞后的情况下为负值，而超前的情况下则为正值。因此，可依据γ轴成分电压Vγ的标号通过PI调节器等调整上述式(13)中的K_G值使得Vγ值为零，从而将运算得到的旋转相位角θ_e引导为合适的旋转相位角θ。

按照实施方式1的电力变换控制装置，包括：决定逆变器2的运转频率输出运转频率信号ω_e的频率运算部8；根据频率运算部8的输出通过积分求出相位角信号θ_e并输出的积分运算部9；根据电流检测器4的检测信号和积分运算部8的相位角信号θ_e利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流的正交双轴变换部5；决定进而输出双轴电流的指令值的双轴电流设定部6；根据正交双轴变换部5的输出和双轴电流设定部6的输出之差运算误差量，对于每一双轴成分输出与误差量相应的振幅指令值的双轴电流调节部7；以及根据双轴电流调节部7的输出和积分运算部9的相位角信号θ_e生成给逆变器2的控制信号的PWM信号发生部10，频率运算部8决定逆变器2的运转频率ω_e以便将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与无功成分电流对应的振幅指令值引导为零，所以当控制逆变器以便可在交流直流间进行所希望的电力变换时，不必由相位检测传感器检测交流电路中电动势源的相位，而且不用交流电路常数，只要检测交流电流便能控制逆变器，能够简单且高性能地控制逆变器，此外可使用的范围较为广泛。顺便说明一下，本实施方式1的电力变换控制装置不用交流电路常数，所以能够广泛地得以使用。

另外，频率运算部8可以将常数放大数倍后的值设定作为逆变器2的运转频率ω_e。交流电动势源如工业电源那样频率固定的情况下，将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值取一固定值，所以可通过将对应的常数值作为输入来替代将该振幅指令值用作对频率运算部8的输入，将该常数值放大数倍以便双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与无功成分电流对应的振幅指令值为零，从而可设定为逆变器2的运转频率ω_e。可由此简化控制系统。

(实施方式2)

实施方式2的电力变换控制装置，上述图2-1的电力变换控制装置的频率运算部8(增益调节部8a)中，将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值放大数倍后的值、使与有功成分电流对应的振幅指令值的时间变动缓和的值放大数倍后的值、或者使上述放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为逆变器7的运转频率ω_e。

具体来说，根据上述式(13)将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值放大数倍来决定逆变器2的运转频率ω_e。此时，也可以用使与有功成分电流对应的振幅指令值的时间变动缓和的值来替代与有功成分电流对应的振幅指令值。另外，也可以将使放大数倍后的值的时间变动缓和的值决定为逆变器2的运转频率，来替代将上述放大数倍后的值决定为逆变器2的运转频率ω_e。此时对时间变动的缓和其作用在于，在交流电路3的运转频率急剧变化时，防止与非急剧变化的情况相比控制不够稳定的情形。

图7图示的是频率运算部8中设置用以使时间变动缓和的LPF(低通滤波器)情况下的一例电力变换控制装置。该图中，Vγ、Vδ是来自双轴电流调节部7的输出，或多或少含有纹波成分，所以将来自增益调节部8a的输出直接作为动作频率及其积分量即相位控制使用的话，有时动作因纹波成分的影响而变得不稳定。为了缓和该纹波成分的影响，使增益调节部8a的输出通过LPF(低通滤波器)8c后，再作为动作频率及其积分量即相位控制信号使用。LPF 8c的滤波系数可设定为例如k/(1+τ)。

另外，对于双轴电流调节部7的输出即Vδ也可以在输入频率运算部8之前通过LPF(低通滤波器)，使纹波成分的影响缓和。

按照实施方式2的电力变换控制装置，频率运算部8将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值放大数倍后的值、使与有功成分电流对应的振幅指令值的时间变动缓和的值放大数倍后的值、或者使上述放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为逆变器2的运转频率，所以即便是交流电路的运转频率急剧变化的情况下仍能进行稳定的控制。

(实施方式3)

图8图示的是实施方式3的交流电力变换控制装置。图8中，对具有与图2-1同等功能的部位标注相同的标号，共同部分的说明从略。实施方式3的电力变换控制装置构成为在频率运算部8内设置阻抗补偿部。

图8中，频率运算部8具有阻抗补偿部8b，该阻抗补偿部8b在双轴电流调节部7的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值变化的情况下，输出对线路阻抗部分的稳定和过渡电压降进行补偿的补偿值。频率运算部8将有功成分电流所对应的振幅指令值或者因未图示的LPF等使该振幅指令值的时间变动缓和的值与阻抗补偿部8b的输出结合在一起，从而将该结合在一起的值放大数倍后的值、或者因未图示的LPF等使该放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为逆变器2的运转频率。

由上述式(13)和式(14)得到的相位角θ_e，若上述式(2)中E_a项较大，便可以很容易使其与交流电动势源的旋转相位角θ相符。但上述式(2)中E_a项较小的话，便难以对运算所得的相位角θ_e进行跟随合适相位角θ的跟随控制。因此，可通过从Vδ当中去除上述式(2)中第1项和第2项所示的基于阻抗电压降的项，来改善频率相位跟随特性。

下面具体说明该阻抗补偿方法。首先，在示出Vδ和ω_e之间关系的上述式(13)中代入上述式(2)中给出的δ轴电压Vδ的话，便如下式(15)所示。

[式15]

${\mathrm{\ω}}_e=K_G[{\mathrm{RI}}_{\mathrm{\δ}}+L\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{\δ}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ωLI}}_{\mathrm{\γ}}+E_a\cos \mathrm{\β}]...\left(15\right)$

式中，可将电路电阻所产生的电压降和电流过渡忽略不计，并可控制为Iγ＝0时，可得到下式(16)。

[式16]

ω_e≈K_GE_acosβ   …(16)

另外，假定交流电动势为电动机，并代入上述式(10)的话，便如下式(17)所示。

[式17]

ω_e≈K_Gk_ψωcosβ   …(17)

根据上述式(17)，在ω_e＝ω时，运算比例增益K_G成为下式(18)所示的值。

[式18]

K_G≈1/(k_ψcosβ)   …(18)

上述式(18)的比例增益K_G成为上述式(13)中合适的比例增益K_G的近似值。上述式(15)中，E_acosβ较大的情况下，电阻所产生的电压降RIδ可忽略不计，而且接近稳定状态，所以过渡项即第2项的dIδ/dt也可忽略不计，所以可通过在上述式(18)的近似值附近对比例增益K_G进行调整使得逆变器输出电压矢量V的γ轴的成分电压Vγ为零，从而使所运算出的相位角θ_e与合适的相位角θ相符。

上述式(15)中，E_acosβ较小的情况下，式(15)的第1项、第2项的线路阻抗降低的影响变大，与频率成比例的第4项Ea所占的比例变小，因而需要使合适的比例增益K_G大幅度变化，γ轴的成分电压Vγ的频率相位跟随特性大幅度降低。因此，可通过将减去了对上述式(15)的Vδ中稳定的、过渡的线路阻抗电压降进行补偿的电压ΔV的量作为频率运算部的输入，从而能改善频率相位跟随特性。这时ω_e和Vδ间的关系式由下式(19)给出。

[式19]

ω_e＝K_G(V_δ-ΔV)   …(19)

由此，与有功成分电流对应的振幅指令值变化时可改善频率的跟随运算特性。

阻抗补偿部8b也可用有功成分电流或有功成分电流的指令值运算补偿值。图9示出这种情形的电力变换控制装置的构成。具体来说，附加阻抗电压降的补偿项的上述式(19)中，ΔV中包含电阻降低项和微分降低项，形成为下式(20)的形式，图9所示的阻抗补偿部8b根据有功成分电流Iδ或其设定值Iδ^*，来补偿阻抗电压降。

[式20]

${\mathrm{\ω}}_e=K_G[V_{\mathrm{\δ}}-({\mathrm{RI}}_{\mathrm{\δ}}+L\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{\δ}}}{\mathrm{dt}})]...\left(20\right)$

阻抗补偿部8b也可以使有功成分电流或有功成分电流的指令值的时间变动缓和来运算补偿值。交流电路3的运转频率急剧变化时，防止与未急剧变化的情况相比控制不够稳定的情形。举例来说，交流电路3的运转频率ω_e为极低速时的控制，由于电流检测器4的检测电流值较小，检测电流值中变动幅度所占的比例较高，所以对于输入阻抗补偿部8b的有功成分电流而言变动的比例也增高，阻抗补偿部8b的补偿过程中，电流的变动有可能产生过度的影响。因此，可通过对阻抗补偿部8b其输入有功成分电流的部分加上使时间变动缓和的滤波器，来提高频率相位跟随特性。

另外，阻抗补偿部8b也可以用双轴电流调节部7的输出即振幅指令值中与无功成分电流对应的振幅指令值运算补偿值。图10示出这种情况下电力变换控制装置的构成。由于阻抗电压降的影响，尤其是过渡变化时与无功成分电流对应的振幅指令值Vγ变动，所以阻抗补偿部8b也可通过将Vγ用于ΔV来利用下式(21)进行调整，来最终得到合适的运转相位。

[式21]

ω_e＝K_G(V_δ-K_γV_γ)   …(21)

式中kγ为可给出合适的修正量的比例常数。

(实施方式4)

图11图示的是实施方式4的电力变换控制装置。图11中，对具有与图2-1同等功能的部位标注相同标号，共同部分的说明从略。实施方式4的电力变换控制装置如图11所示，包括对逆变器2的输出电压进行检测的交流侧电压检测器21、以及对逆变器2的输出电压进行正交双轴变换的逆变器输出电压正交双轴变换部22。逆变器输出电压正交双轴变换部22根据交流侧电压检测器21检测出的逆变器2的输出电压和积分运算部9的相位角信号θ_e利用正交双轴变换运算双轴电压，对于每一双轴成分将双轴电流调节部7的输出即振幅指令值Vδ、Vγ所对应的量的信号输出给频率运算部8。频率运算部8对于每一双轴成分将振幅指令值置换为逆变器输出电压正交双轴变换部22的信号值，用该值运算逆变器2的运转频率ω_e。

(实施方式5)

图12图示的是实施方式5的电力变换控制装置。图12中，对具有与图2-1同等功能的部位标注相同标号，共同部分的说明从略。

图12中，双轴电流设定部6用频率运算部8输出的逆变器2的运转频率ω_e运算有功成分电流的指令值。举例来说，所进行的是交流侧连接有交流电机时的速度控制时，可用逆变器2的运转频率ω_e根据下式(22)计算出交流电机的旋转角速度ω_me。

[式22]

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{me}}=\frac{2}{p}{\mathrm{\ω}}_e$ (同步电动机)

…(22)

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{me}}=\frac{2}{p}{\mathrm{\ω}}_e(1-s)\≈\frac{2}{p}{\mathrm{\ω}}_e$ (感应电动机)

式中，p为电动机的极数、s表示感应电动机的转差。具体来说，通过根据逆变器2的运转频率ω_e，与交流电机的速度设定值相比较经过速度调节器将其输出用作有功成分电流的指令值，从而能够不用速度传感器组成速度控制回路。此外，逆变器2的运转频率ω_e不限于交流电机的速度设定，也能够用于无功电力补偿等当中的无功成分电流的设定。

(实施方式6)

图13图示的是实施方式6的电力变换控制装置。图13中，对具有与图2-1同等功能的部位标注相同标号，共同部分的说明从略。图13中，双轴电流设定部6用电压检测器15检测出的逆变器2的直流侧电压值运算有功成分电流的指令值。直流电路1的电压不确定时的直流电路1和交流电路3之间进行电力馈送和接收时，可通过检测直流电压，与直流电压设定值相比较经过电压调节器将其输出用作有功成分电流的指令值来组成直流电压控制回路。这里，作为直流电路1来说，以因直流电流而随直流电压变动的直流负载、或太阳能电池、燃料电池等直流电源、以及仅仅在有源滤波器或无功电力补偿装置之类直流电路连接有电容器这种直流电路等为对象。

(实施方式7)

实施方式7的电力变换控制装置，为图2-1所示的电力变换控制装置中，通过调整双轴电流设定部6的无功成分电流的指令值来任意设定功率因数。可通过调整无功成分电流，在逆变器2的输出端进行功率因数为1的控制、在交流电路3的交流电动势源端进行功率因数为1的控制、或者作为无功电力补偿装置动作。

双轴电流设定部6将无功成分电流的指令值决定为逆变器2输出端的功率因数为1的数值。图14图示的是实施方式7的电力变换控制装置在逆变器输出端进行功率因数为1的运转时电压电流矢量的关系。

如图14所示，使逆变器2的旋转相位角θ_e与交流电动势的频率的旋转相位角θ相符时，一旦控制为上述Iγ＝0、Iδ＝固定，电流矢量也与电压矢量Vδ一样只成为δ轴成分电流Iδ，能够将逆变器输出端的功率因数控制为1。由此可使电力变换控制装置高效率动作。

双轴电流设定部6将无功成分电流的指令值决定为交流电路3的交流电动势源端的功率因数为1的数值。可通过设定为交流电动势源端的功率因数为1的数值，来进一步提高交流电动机的响应特性。图15图示的是电力变换控制装置在交流电路3的电动势端进行功率因数为1的运转时电压电流矢量的关系。图15中可通过由下式(23)给出γ轴成分电流Iγ的设定值Iγ^*，使电流矢量与同q轴对齐的交流电机的感应电压矢量Ea相符，可以在电动势端实现功率因数为1的运转。由此，能够最大限度地对交流电动势源供电，所以能够使其具有高速的速度响应特性。

[式23]

I_γ＝I_δtanβ    …(23)

式中，交流电动势源基于交流电动机的情况下，交流电动势源的角频率与ω成比例，将β较小时的上述式(11)代入上述式(23)中的话，便如下式(24)所示。

[式24]

$I_{\mathrm{\γ}}\≈(L/k_{\mathrm{\ψ}})I_{\mathrm{\δ}}^2...\left(24\right)$

因此，γ轴成分电流的设定值Iγ^*，如上述式(24)所示可由δ轴成分电流的2次方量Iδ²和(L/kψ)之乘积给出。另外，kψ如上述式(10)所示为与磁通成比例的比例常数，所以已知取一固定值，1/kψ也是一固定值。

(实施方式8)

可将上述交流电路3形成为包含1个或多个交流电机的电路。由包含一个交流电机的电路构成交流电路3的情况下，能够作为电动势源连接交流电机，从而与直流电路1之间进行电力馈送和接收。而由包含多台交流电机的电路构成交流电路3的情况下，则将多台交流电机与一个逆变器并联连接，并将多台交流电机假想成为一个交流电机来进行运转和控制。

可使用同步电机、磁阻电机、感应电机、或感应同步电机等作为上述交流电机。由同步电机构成交流电机的情况下，可广泛地适用于包含凸极性和非凸极的励磁绕组的同步电机乃至永磁型同步电机。而由磁阻电机构成交流电机的情况下，可通过设定合适的无功成分电流和有功成分电流，来适用于不含励磁绕组或磁铁的磁阻电机。

图16示出从感应电动机的定子一侧观察到的单相等效电路。该图中，R表示绕组电阻，L表示绕组电感，Ea表示与频率ω成比例的电动势源，而Lm则示出励磁电感。

感应电动机中，使感应电压矢量与q轴一致时，除了q轴的转矩成分电流Iq以外还需要流过d轴的励磁成分电流I_d＝I_o。图17图示的是交流电路上连接有带着励磁电路的电动势源时的电压电流矢量。图17中示出只将逆变器2的输出电压矢量作为δ轴成分，将该d轴的励磁成分电流Id与δ轴成分电流Iδ相加的电流矢量设定为I时的电压电流矢量。此时，γ轴成分电流Iγ成为下式(25)。

[式25]

I_γ＝I₀cosβ…(25)

这里，图18示出由d轴的励磁电流成分电流I_d＝I_o与q轴的转矩成分电流I_q合成后的电流矢量I控制感应电机的电流时的电压电流矢量。此时，电流矢量I可分解为δ轴成分电流Iδ和γ轴成分电流Iγ，成为如图所示这种关系。γ轴成分电流Iγ成为下式(26)。

[式26]

I_γ＝I₀cosβ+I_δtanβ    …(26)

式中，β较小代入上述式(24)的话，作为近似式可得到下式(27)。

[式27]

$I_{\mathrm{\γ}}\≈I_0+(L/k_{\mathrm{\ψ}})I_{\mathrm{\δ}}^2...\left(27\right)$

由于可独立地对该双轴成分电流进行矢量控制，所以与一般的V/f恒定控制相比能够提高响应特性。可通过由上述式(27)给出无功成分电流的设定值Iγ^*，使得除了励磁电流成分I_d以外的转矩成分电流I_q和交流电动势E_a间功率因数为1，进而能够高速控制。

电力变换控制装置中，通过使双轴成分电流的滞后无功成分电流Iγ流过来起到增磁作用，因而可以在不使有功成分电流Iδ过于增大的情况下产生较大的转矩。而且，可通过使超前无功成分电流Iγ流过来起到减磁作用，可在不使电压升高的情况下进行高速运转控制。

一旦使滞后无功成分电流Iγ增加或减少便受磁路饱和现象的影响，但本发明的无传感器控制即便是不清楚电动机的磁通模型也并非基于用到电动机模型的推定法，所以能够不受无功成分电流Iγ对增磁减磁控制的影响而进行控制。这样便可通过调整双轴电流设定部6的双轴电流的指令值来增加或减少励磁。

(实施方式9)

作为上述交流电路3的交流电动势源，可使用例如工业电源、其它逆变器的交流侧输出、包含电容器的交流负载等。作为交流电路3可通过串联耦合电抗器连接其它逆变器的交流侧输出，并且在彼此间进行电力馈送和接收。图19图示的是将多个逆变器进行多台连接的情形。图19在仅仅由弱电力系统进行系统连接时适用。共同母线30上连接有负载，逆变器2通过串接电抗器31与共同母线30连接。

现作为交流电路3说明的是通过串联耦合电抗器连接包含电容器的交流电路的情形。这种情况下，对电容器充电的电压起到作为交流电路3的交流电动势源的作用。图20为单相等效电路，R表示绕组电阻，L表示绕组电感，C表示电容器，E_a则表示与电容器并联连接的负载。图21示出在负载上流过与电容器端子电压同相的电流时相对于δ-γ轴和q-d轴的电压电流矢量的关系。除了无功成分电流I_q以外还需有超前无功成分电流Id流至负载，它们合成后的电流矢量I可分解为δ轴成分电流Iδ和γ轴成分电流Iγ，成为图示的关系。

实施方式9的电力变换控制装置中，在连接有可在交流电动势源和逆变器的输出间进行有功电力馈送和接收的交流电路时能够在直流交流间进行电力馈送和接收即电力变换。而且，对于构成交流电源的工业电源或发电机发生某种异常情形的交流电源异常状态，也可由电力变换控制装置进行检测。

(实施方式10)

作为上述电力变换控制装置的直流电路1来说，可以为例如包含电容器的电路、包含直流电源的电路、或者包含直流负载的电路。由包含电容器的电路构成直流电路1的情况下，即便是直流电路侧仅连接有电容器的状态下也可在直流电路侧和交流电路侧进行无功电力馈送和接收，因而可使本装置作为无功电力补偿装置或有源滤波器动作。

此外，作为直流电路1，在由包含直流电源的电路构成的情况下，意味着从直流电源向交流电路一侧进行电力馈送和接收。举例来说，交流电路3连接有交流电动机的情况下，可将直流电源用作逆变器的驱动能源，交流电路3连接有交流发电机或工业电源的情况下，可将直流电源用作向交流电路侧供电的能源，从交流电路侧对直流电路的蓄电池等充电的情况下，也可将直流电源用作向交流电路侧供电的能源。而在由包含直流负载的电路构成直流电路1的情况下，则可从交流电路的发电机或交流电源向直流电路的直流负载供电。

另外，本发明并不限于上述实施方式1～10，也可以将各实施方式1～10组合起来加以实施。另外，上述实施方式中说明的是采用3相交流电的情形，但本发明并不限于此，只要是2相或以上的交流均能适用。下面说明应用实施方式1至10的电力变换控制装置的电力变换控制系统的实施例1至9。

(实施例1)

图22图示的是实施例1的电力变换控制系统。图中所示的电力变换控制系统，从直流电路1即直流电源1a通过逆变器2作为在交流电路3中包含电动势源的交流电机而与同步电动机3b连接，并在不用旋转位置传感器或速度传感器的情况下对同步电动机3b进行速度控制。

由电流检测器4检测流经同步电动机3b的电流。依靠为正交双轴变换部5的旋转座标变换部5a进行座标变换，通过电流调节部7生成逆变器2的电压指令值(即振幅指令值)Vδ、Vγ，以便经过旋转座标变换的2轴量Iδ、Iγ分别与对应的双轴电流设定值Iδ^*、Iγ^*相符，并将其输出给PWM信号发生部10和频率运算部8。

PWM信号发生部10产生控制逆变器2的PWM信号。振幅指令值Vδ、Vγ同时由频率运算部8的增益调节部8a对振幅指令值Vδ进行Vγ变成零这种放大，从而决定逆变器的运转频率ω_e。通过由积分运算部9对该逆变器的运转频率进行积分，来得到与同步电动机3b内部电动势的相位角θ相一致的相位角信号θ_e。

另外，阻抗补偿部8b在有功成分电流的基准值Iδ^*因加速、减速等原因而有较大变化时，对Vγ无法控制为零进行补偿相当有效，这里示出根据有功成分电流指令值Iδ^*进行修正的例子。有功成分电流指令值Iδ^*可从速度调节部12获得，该速度调节部12使利用速度换算部11根据逆变器2的运转频率ω_e得到的推定速度值与速度设定基准值相符。无功成分电流指令值Iγ^*设定为零。由控制回路决定的相位角θ_e用作旋转座标变换部5a和PWM信号发生部10中座标变换的基准相位。

现说明实施例1(图22)的电力变换控制系统的实验例1至8。

[实验例1]

图23示出实施例1(图22)的电力变换控制系统中用4极、2.2kW的永磁式同步电动机以300V的逆变器直流工作电压动作时进行模拟分析的动作波形。另外，电路常数为电枢电阻1Ω、电感10mH、电动势系数200V/krpm、转动惯量0.01kgm²。该图为以0.5Hz周期使速度设定值在+1000rpm～-1000rpm之间变化时的速度响应波形。可以确认，利用速度控制回路，有功成分电流Iδ值在加速、减速区间中借助于电动机的转动惯量按限制值为止流动，一旦处于稳定运转状态，便成为一固定的负载电流。无功成分电流的设定值Iγ可控制为零，振幅指令值的Vγ也可控制为零。其结果是，可以确认能够以功率因数为1进行正反运转。另外，还可以确认，振幅指令值Vδ如上述式(12)所示，和与频率成比例的转速相同地变化。图中i_a表示1相电流波形。

[实验例2]

图24示出对于与实验例1相同的电力变换控制系统和同步电动机3b的电路参数，将速度设定值设定为1000rpm，从起动至稳定运转为止的过渡响应特性。可以确认，通过运算决定的表示旋转位置的相位角θ_e能够较好地进行跟随实际相位角θ的跟随控制。在过渡至转速达到1000rpm的稳定状态的阶段，即便是逆变器的相位仅变化Δθ＝1(rad)，仍能控制成Vγ为零，因而可以确认，通过运算决定的相位角θ_e能够进行跟随实际相位角θ的跟随控制。

[实验例3]

图25对于与实验例1相同的电力变换控制系统和同步电动机3b的电路参数，是速度设定值达到1000rpm时将输入至频率运算部8的与有功成分电流对应的振幅指令值Vδ的输入固定于即将到达1000rpm的Vδ值，而使速度设定值变化为1500rpm之后输入至频率运算部8的振幅指令值Vδ的输入再次回到实时运算的Vδ值时的动作波形。输入至频率运算部8的振幅指令值Vδ的输入值在固定于一定值时，无法进行跟随合适频率的跟随控制，但输入实时运算的振幅指令值Vδ的情况下，逆变器的运转相位角θ_e通过跟随实际相位角θ而落实，所以可以确认Vδ对于频率运算部8的输入极其有效。

[实验例4]

用DSP构成实施例1(图22)的电力变换控制系统进行控制，并通过实验确认其动作。图26、图27为用4极、0.5kW的永磁式同步电动机，将逆变器的直流工作电压设定为150V，在无负载的状态下，使速度设定值在+2000rpm～-2000rpm之间进行正反转运转时的实验结果。图26为正反转的速度控制周期约为7秒时的正反转动作波形，而图27则为约1秒时的正反转动作波形。由于电动机的转动惯量，有功成分电流iδ在正反转时为较大值，但可以确认稳定运转由于无负载所以为较小的电流值。根据本结果可以确认，本发明中，不用来自同步电动机的位置传感器、速度传感器而只对交流电流进行检测控制，便能进行双轴电流矢量控制，实现响应良好的正反转。

[实验例5]

用DSP构成实施例1(图22)的电力变换控制系统进行控制，并通过实验确认其动作。图28、图29、图30为用0.5kW的永磁式同步电动机，将逆变器的直流工作电压设定为200V，在全负载转矩的状态下，使速度设定值以+1000rpm运转时，使双轴成分电流的无功成分电流其指令值Iγ^*变化时的动作波形，为Iγ^*以“0”为基准在增减控制为+1.0A(增磁电流)、-1.0A(减磁电流)时的运转动作波形。由于有功成分电流Iδ可与转矩成分电流大致近似，无功成分电流Iγ与磁通成分电流大致近似，因而所产生的转矩近似地与两电流之乘积成比例，所以在一固定转矩负载状态下，Iγ一旦增加，Iδ便减少，Iγ一旦减少，Iδ便增加，可根据上述实验结果读取。图31为绘制有功成分电流Iδ相对于与励磁电流对应的双轴无功成分电流Iγ的变化特性而成的曲线图，使Iγ增加时Iδ的减少与使Iγ减少时Iδ的减少相比较小，因而很显然为磁通饱和状况。本发明并不将这种磁通模型用于无传感器控制，所以可知能独立于非线性特性以无传感器的方式进行稳定的转矩控制。

[实验例6]

用DSP构成实施例1(图22)的电力变换控制系统进行控制，并通过实验确认其动作。图32为用0.5kW的永磁式同步电动机，将逆变器2的直流工作电压设定为200V，在全负载转矩的状态下，保持双轴无功成分电流的基准值Iγ^*为“0”的状态不变，提高设定值时的动作波形，可确认一旦处于4000rpm附近，控制动作便不稳定，无法以该转速或以上的高速进行运转。图33可确认，可通过保持基准值Iγ^*为“0”的状态不变，将逆变器的直流电压提高为260V，以5000rpm运转。但逆变器的直流电压受到通常额定值的限制。图34也可从该实验结果确认，可通过根据速度基准使基准值Iγ^*变化，若速度基准提高的话便使减磁电流流过，从而将逆变器的直流电压保持于200V固定不变，以5000rpm运转。

[实验例7]

用DSP构成实施例1(图22)的电力变换控制系统进行控制，并通过实验确认其动作。图35为用0.5kW的永磁式同步电动机，将逆变器的直流工作电压设定为200V，在速度基准为500rpm低速旋转的状态下，使负载转矩在全负载、无负载之间随时间变化时的动作波形，可以从实验结果确认，本发明的无传感器控制对于低速条件下的急剧的负载转矩变动也能实现稳定的运转动作。

[实验例8]

作为对实施例1(图22)的同步电动机进行多台驱动的控制例子，对图36-1所示的电力变换系统进行模拟分析和实验。图36-2通过实验给出由1台逆变器驱动额定0.5kW和6kW这两台同步电动机时的运转动作波形。如图36-2所示，尽管电动机容量各异，但由实验结果可以确认，两台同步电动机能够进行稳定的运转。图36-3和图36-4示出通过模拟由1台逆变器驱动两台额定2.2kW的同步电动机时的运转动作波形。图36-3为作用于两台同步电动机的负载转矩均为5Nm情况下的模拟结果，图36-4为作用于两台同步电动机的负载转矩各异、分别为2.5Nm和5Nm情况下的模拟结果。另外，模拟的同步电动机模型为两台都是4极、电枢电阻1Ω、电感10mH、电动势系数200V/krpm、转动惯量0.01kgm²，逆变器的直流工作电压为300V。根据上述条件的模拟结果可以确认，两台同步电动机可以进行稳定的运转。

(实施例2)

图37图示的是实施例2的电力变换控制系统的构成。图37所示的实施例2的电力变换控制系统，在实施例1(图22)的电力变换控制系统中，根据有功成分电流Iδ经过上述式(24)的运算设定无功成分电流Iγ^*，以便同步电动机能在内部电动势端进行功率因数为1的运转。利用实施例2的电力变换控制系统，在同步电动机驱动过程中可以不用位置传感器或速度传感器而只检测交流电流便可进行以电动机的内部电动势为基准的双轴电流矢量控制，而且同步电动机可在内部电动势端进行功率因数为1的运转，可进一步提高同步电动机的速度控制响应，能够从正转至反转、从反转至正转进行连续的控制。

[实验例9]

图38示出对实施例2(图37)的电力变换控制系统进行模拟分析的结果。同步电动机在内部电动势端进行功率因数为1的控制的结果是，可以确认与不进行功率因数为1的控制的图23的结果相比可在较短时间中进行正、反转动作。

(实施例3)

图39示出实施例1(图22)、实施例2(图37)的电力变换控制系统的具体同步电动机的无传感器驱动系统。与图23和图37的对应关系，其不同之处在于是将Iγ的指令值Iγ^*设定为零还是依据上述式(24)。图39中，可通过调整相对于Vδ的比例增益K_G使得Vγ为零来算出逆变器的运转频率ω_e。这里，用Vδ作为增益调节部的输入，但ΔV示出基于上述式(19)或上述式(20)的阻抗补偿量。

(实施例4)

图40图示的是实施例4的电力变换控制系统。图40为在实施例1(图22)的电力变换控制系统中将同步电动机3b置换为感应电动机3c，将感应电动机驱动中所需的励磁电流值设定为I₀，来由上述式(25)给出无功成分电流的指令值Iγ^*的情形。感应电动机的转速值可根据逆变器的运转频率ω_e由上述式(22)进行近似运算。

利用该实施例4的电力变换控制系统，在感应电动机驱动过程中不用速度传感器而只检测交流电流便能够以逆变器的输出电压为基准进行双轴电流矢量控制，能够从正转至反转、从反转至正转连续地控制感应电动机。

[实验例10]

图41示出实施例4(图40)的电力变换控制系统中用4极、2.2kW量级的感应电动机使逆变器的直流工作电压以300V动作时进行模拟分析的动作波形。另外，电路常数为定子电阻0.294Ω、定子漏电感1.39mH、转子电阻0.156Ω、转子漏电感0.74mH、励磁电感41mH、转动惯量0.01kgm²。该图为将无功成分电流设定值Iγ设定为10A，使速度设定值按0.5Hz周期在+1000rpm～-1000rpm之间变化时的速度响应波形。能够以输出电压为基准进行双轴电流矢量控制，所以可以确认能够从正转至反转、从反转至正转连续地控制感应电动机。

[实验例11]

用DSP构成实施例4(图40)所示的电力变换控制系统进行控制，并通过实验确认其动作。图42为用4极、0.75kW的笼型感应电动机，将逆变器的直流工作电压设定为150V，在无负载的状态下，使速度设定值在+2000rpm～-2000rpm之间进行正反转运转时的实验结果。感应电动机的励磁电流将无功成分电流的设定值设定为1.5A。可以确认，有功成分电流因为电动机的转动惯量在正反转时为较大值，但稳定运转因为无负载而为较小的电流值。从本结果可以确认，本发明中即便是感应电动机，也能不用速度传感器而只检测控制交流电流，便能进行双轴电流矢量控制、响应良好的正反转运转。

[实验例12]

作为对实施例4(图40)的感应电动机进行多台驱动的控制例，通过图43-1所示的电力变换控制系统进行模拟分析。图43-2和图43-3中示出通过模拟由1台逆变器驱动两台额定功率2.2kW感应电动机时的运转动作波形。图43-2为作用于两台感应电动机的负载转矩均为10Nm情况下的模拟结果，图43-3为作用于感应电动机的负载转矩两台有所不同、分别为5Nm和10Nm情况下的模拟结果。另外，模拟的感应电动机模型两台都是4极、定子电阻0.294Ω、定子漏电感1.39mH、转子电阻0.156Ω、转子漏电感0.74mH、励磁电感41mH、转动惯量0.01kgm²，逆变器的直流工作电压为300V。由上述常数的模拟结果可以确认，两台感应电动机能够实现稳定的运转。

(实施例5)

图44图示的是实施例5的电力变换控制系统的构成。图44在实施例4(图40)的控制系统中，根据有功成分电流Iδ借助于上述式(27)的运算决定无功成分电流的指令值Iγ^*，以便感应电动机在内部电动势端进行功率因数为1的运转。利用实施例5的电力变换控制系统，在感应电动机驱动过程中可以不用速度传感器而只检测交流电流便能进行以电动机的内部电动势为基准的双轴电流矢量控制，感应电动机可在内部电动势端进行功率因数为1的运转，可进一步提高感应电动机的速度控制响应，能够从正转至反转、从反转至正转进行连续的控制。

(实施例6)

图45图示的是实施例6的电力变换控制系统的构成。实施例6的电力变换控制系统从直流电源1a通过逆变器2将交流电源3d与交流电路连接，并在不检测交流电源相位的情况下利用PWM逆变器控制，在直流电源和交流电源之间进行电力馈送和接收。

图45中，由电流检测器4检测至交流电源的电流，由正交双轴变换部即旋转座标变换部5a进行旋转座标变换，通过双轴电流调节部7产生逆变器2的振幅指令值Vδ、Vγ，并由PWM信号发生部10产生逆变器2的PWM信号，以便经过旋转座标变换的双轴量Iδ、Iγ与分别对应的双轴电流指令值Iδ^*、Iγ^*相一致。振幅指令值Vδ、Vγ同时在频率运算部8的增益调节部8a中使用，通过将使得振幅指令值Vγ为零这种增益与Vδ相乘来决定逆变器的运转频率ω_e。通过在积分运算部9对该逆变器的运转频率进行积分来得到与交流电路的相位角θ相符的相位角信号θ_e。

另外，阻抗补偿部8b设置为用于在有功成分电流的指令值Iδ^*有较大变化时对Vγ无法控制为零进行补偿，因而示出依据有功成分电流的指令值Iδ^*进行修正的情形。有功成分电流的指令值Iδ^*可从使电压检测器15检测出的直流电压Vd和直流电压设定值V_dref ^*相一致的电压调节部16的输出当中得到。无功电流指令值Iγ^*可任意设定。取决于控制回路的相位角θe可作为旋转座标变换部5a和PWM信号发生部10中座标变换的基准相位使用。

利用实施例6的电力变换控制系统，对于直流电源与交流电源的串接可不检测交流电压相位而只要检测交流电流便能以逆变器的输出电压为基准进行双轴电流矢量控制，可通过将无功成分电流的指令值Iγ^*设定为零，以功率因数1从与交流电源同相至反相连续控制交流电流。

[实验例13]

图46示出实施例6(图45)的电力变换控制系统中，作为直流电源取Vd为310V、内阻为0.5欧姆的电源，作为交流电源将三相交流电压的有效值E_a预设为200V、交流电路电感L_a预设为2mH，并将直流工作电压设定为300V来使其动作的模拟分析结果。如图46所示，可以确认，能够在不检测交流电压相位的情况下交流电流I_a与交流电压V_a同步从而反相流动，并实现将直流电力送至交流侧的逆变器运转动作。

[实验例14]

图47示出实施例6(图45)所示的直流电源和交流电源间的串接控制系统中按照与实验例13相同的动作条件当交流电压由于停电而变成零电压时的模拟分析结果。逆变器的振幅指令值Vδ值因停电而降低，但可以确认逆变器没有过大的电流流过。由此可确认，即便是交流电源异常，也可以在不给逆变器带来特别妨碍的情况下停止运转。

(实施例7)

图48图示的是实施例7的电力变换控制系统。图48为实施例6(图45)的电力变换控制系统中将直流电源置换为直流负载1b的情形。这里的逆变器2作为将交流电力变换为直流电力的AC-DC变换器进行动作。可通过电压调节部16设定有功成分电流Iδ^*使得逆变器(AC-DC变换器)2的直流端子电压为一固定的设定值，而无功成分电流设定值Iγ^*则可任意设定。利用实施例7的电力变换控制系统，从交流电源得到直流输出的PWM控制整流动作可以在不检测交流电压相位的情况下只要检测交流电流便能实现。能够以逆变器(AC-DC变换器)2的交流侧电压为基准进行双轴电流矢量控制，能够通过将无功成分电流指令值Iγ^*设定为零来以功率因数1实现来自交流电源的整流动作。

(实施例8)

图49示出与实施例6(图45)、实施例7(图48)的控制系统的具体交流电源的串接运转过程中交流电压的无传感器控制系统。与图45和图48间的对应关系其不同之处在于，直流电路是连接有负载还是连接了直流电源。这里也用Vδ作为增益调节部的输入，但ΔV示出的是依据上述式(20)或上述式(21)的阻抗补偿量。利用本发明的控制系统，可以在与交流电源串接运转过程中不用电源同步传感器，只要检测交流电流便能够以逆变器的输出电压为基准进行双轴电流矢量控制，能够以功率因数1在直流电压固定不变的情况下从交流至直流、从直流至交流连续地进行控制。

[实验例15]

图50示出利用逆变器的PWM控制将实施例7(图48)的交流电源向直流负载馈电的PWM整流控制系统中将直流负载电阻设定为120欧姆、直流电压指令值设定为125V、三相交流电压的线间有效值设定为50V来使其动作时的实验结果。直流电压e_d通过按设定值125V动作，并将无功成分电流的指令值Iγ^*设定为零，与正弦波电源电压e_u同相的正弦波电流i_u流入至逆变器，实现功率因数为1的AC-DC变换器动作。另外，对于将直流电源与实施例6(图45)的直流电路连接的逆变器动作来说，虽然其波形未图示，但通过实验可以确认，与模拟分析结果同样动作。从本结果可以确认，本发明的电力变换控制系统不检测交流电压相位而只要检测交流电流便能很容易地实现PWM整流动作。

(实施例9)

图51图示的是实施例9的电力变换控制系统的构成。实施例9的电力变换控制系统如图51所示，在实施例6(图45)的控制系统中将交流电路的交流电源置换为包含电容器的交流电路3e，并附加无功电流调节部18。这种情况下，功率因数由包含电容器的无源电路常数而定，所以能够使振幅指令值Vγ为零是将无功成分电流指令值Iγ^*决定为取决于电路常数的合适值的情形。合适的无功成分电流指令值Iγ^*在与电容器连接的负载端进行功率因数为1的运转时，从上述图21所示的矢量图通过上述式(25)的运算，可由下式(28)来决定。

[式28]

$I_{\mathrm{\γ}}=c{V}_{\mathrm{\δ}}^2/k_{\mathrm{\ψ}}...\left(28\right)$

式中，kψ为比例常数。这种情况下的动作功率因数取决于电路常数，因而需要将无功成分电流指令值Iγ^*或比例常数kψ设定为为合适值。利用该控制系统，对包含电容器的交流负载也能够在电容器端子上产生交流电压。

[实验例16]

图52示出实施例9(图51)的电力变换控制系统中，对于作为直流电压取Vd为310V、内阻为1欧姆的电源，作为包含电容器的交流负载将交流电路电感L设定为2mH、电容器C设定为100μF、并联负载电阻设定为10欧姆，无功成分电流设定值Iγ设定为6A(超前)，而直流工作电压则设定在300V，来使其动作的模拟分析结果。如图52所示，可以确认，作为交流电动势源，对于包含电容器的负载，控制系统也动作，并得到交流电源输出。

综上所述，本发明的电力变换控制装置的特征在于，在将包含同步电动机、感应电动机等交流电动机、或者同步发电机、感应发电机等交流发电机的交流电机与逆变器相连接进行驱动控制的情况下或进行发电控制的情况下，不需要以往必需的速度传感器或旋转位置传感器，基本上只要对交流电流进行电流检测便能对上述电机的控制系统进行构成控制。

因此，作为应用例，可广泛用于产业、交通、民生家电等领域所用的用到逆变器的各种电动机驱动系统。另外，除了应用于将发电机和逆变器组合在一起的现有发电系统以外，还可广泛应用于作为新能源的风力发电机、微型气体涡轮发电机等各类发电控制系统。此外，不论作为得到来自工业电源的直流电力的整流动作或将直流电力送至工业电源的逆变器动作，还是作为无功电力补偿装置或有源滤波器动作，均能在不检测交流电源相位的情况下构成控制系统。除了以上交流电路中包含电动势源的情形以外，也能用于交流电动势源的异常检测。此外，对于交流电路中包含电容器的交流负载也适用于独立电源用控制系统的构成。

这样，本发明的电力变换控制装置可以适合于采用逆变器的几乎全部电力变换控制系统，在构成控制系统方面，由于不需要检测交流电动势源的相位信息，因而可以期待能够简化系统构成、提高可靠性、降低成本、或可望有新的应用出现等巨大的效果。

工业实用性

本发明的电力变换控制装置、电力变换控制方法、以及电力变换控制用程序可广泛应用于用到逆变器的控制系统。

Claims (20)

1.一种电力变换控制装置，根据电流检测器对流经交流电路的电流进行检测的检测信号来控制连接于直流电路和包含交流电动势源的所述交流电路之间、具有开关元件并在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元，其特征在于，包括：

决定所述电力变换单元的运转频率输出运转频率信号的频率运算单元；

根据所述频率运算单元的输出通过积分求出相位角信号并输出的积分运算单元；

根据所述电流检测器的检测信号和所述积分运算单元的相位角信号，利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流的正交双轴变换单元；

决定进而输出双轴电流的指令值的双轴电流设定单元；

根据所述正交双轴变换单元的输出和所述双轴电流设定单元的输出的差值运算误差量，对于每一双轴成分输出与误差量相应的振幅指令值的双轴电流调节单元；以及根据所述双轴电流调节单元的输出和积分运算单元的相位角信号生成控制所述电力变换单元的PWM信号的PWM信号发生单元，

所述频率运算单元决定所述电力变换单元的运转频率，以便通过调整相对于所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中的与有功成分电流对应的振幅指令值的比例增益，使得与无功成分电流对应的振幅指令值为零。

2.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述频率运算单元将所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值放大数倍后的值、使与有功成分电流对应的振幅指令值的时间变动缓和的值放大数倍后的值、或者使上述两个放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为所述电力变换单元的运转频率。

3.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述频率运算单元包括在所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中与有功成分电流对应的振幅指令值变化时输出对线路阻抗部分的稳定和过渡电压降进行补偿的补偿值的阻抗补偿单元，

将有功成分电流所对应的振幅指令值、或者将阻抗补偿单元的输出与使该振幅指令值的时间变动缓和的值结合在一起从而将该结合在一起的值放大数倍后的值、或者使该放大数倍后的值的时间变动缓和的值设定为所述电力变换单元的运转频率。

4.如权利要求3所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述阻抗补偿单元根据有功成分电流或有功成分电流的指令值，运算补偿值。

5.如权利要求4所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述阻抗补偿单元使有功成分电流或有功成分电流的指令值的时间变动缓和来运算补偿值。

6.如权利要求3所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述阻抗补偿单元用双轴电流调节单元的输出即振幅指令值当中与无功成分电流对应的振幅指令值来运算补偿值。

7.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

在所述交流电动势源的频率固定的情况下，将所述与有功成分电流对应的振幅指令值取一固定值即常数，所述频率运算单元将该常数放大数倍后的值设定为所述电力变换单元的运转频率。

8.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

包括根据所述电力变换单元的输出电压和积分运算单元的相位角信号利用正交双轴变换运算双轴电压，对于每一双轴成分输出与所述双轴电流调节单元的输出即振幅指令值对应的信号的输出电压正交双轴变换单元，

所述频率运算单元对于每一双轴成分将振幅指令值置换为所述输出电压正交双轴变换单元的信号值。

9.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述双轴电流设定单元用所述频率运算单元输出的所述电力变换单元的运转频率运算有功成分电流的指令值。

10.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述双轴电流设定单元用所述电力变换单元的直流侧电压值运算有功成分电流的指令值。

11.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

通过调整所述双轴电流设定单元的无功成分电流的指令值来任意设定功率因数。

12.如权利要求11所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述双轴电流设定单元将无功成分电流的指令值决定为电力变换单元输出端的功率因数为1的值。

13.如权利要求11所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述双轴电流设定单元将无功成分电流的指令值决定为所述交流电路的交流电动势源端的功率因数为1的值。

14.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述交流电路为包含1个或多个交流电机的电路。

15.如权利要求14所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述交流电机为同步电机、磁阻电机、感应电机、或感应同步电机。

16.如权利要求14所述的电力变换控制装置，其特征在于，

通过调整所述双轴电流设定单元的双轴电流的指令值来增加或减小励磁。

17.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

连接工业电源、其它电力变换单元的交流侧输出、或包含电容器的交流负载作为所述交流电路的交流电动势源。

18.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述直流电路为包含电容器的电路、包含直流电源的电路、或包含直流负载的电路。

19.如权利要求1所述的电力变换控制装置，其特征在于，

所述电力变换单元为将直流电力变换为交流电力的逆变器或者为将交流电力变换为直流电力的AC-DC变换器。

20.一种电力变换控制方法，根据电流检测器对流经交流电路的电流进行检测的检测信号来控制连接于直流电路和包含交流电动势源的所述交流电路之间、具有开关元件并在直流交流间进行电力馈送和接收的电力变换单元，其特征在于，包括：

决定所述电力变换单元的运转频率以便通过调整相对于振幅指令值当中的与有功成分电流对应的振幅指令值的比例增益，使得与无功成分电流对应的振幅指令值为零的频率运算步骤；

根据所述频率运算步骤的输出通过积分求出相位角信号并输出的积分运算步骤；

根据所述电流检测器的检测信号和所述积分运算步骤的相位角信号利用正交双轴变换运算进而输出有功成分和无功成分的双轴电流的正交双轴变换步骤；

决定进而输出双轴电流的指令值的双轴电流设定步骤；

根据所述正交双轴变换步骤的输出和所述双轴电流设定步骤的输出的差值运算误差量，对于每一双轴成分输出与误差量相应的所述振幅指令值的双轴电流调节步骤；以及

根据所述双轴电流调节步骤的输出和积分运算步骤的相位角信号生成控制所述电力变换单元的PWM信号的PWM信号发生步骤。

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