CN104081655A - 逆变器控制装置 - Google Patents

Abstract

由小电容的电容器(32)构成的逆变器控制装置的驱动控制部(6)包括：基于从电流检测部(7)检测出的提高了磁阻转矩的比例的电动机(5)的电流来推定电动机(5)的交链磁通的磁通推定部(17)；调整电流相对于电动机(5)产生的感应电压的相位差的电流相位差调整部(14)；和根据直流交流转换部(4)输出的电压和来自电流检测部(7)的电流计算电动机(5)的输入功率的功率计算部(20)，用电流相位差调整部(14)进行相位调整，以使得由磁通推定部(17)推定出的交链磁通推定值是规定的设定值以下、且来自功率计算部(20)的输入功率的平均值成为最小值，由此，实现电动机驱动系统的效率最佳化。

Description

逆变器控制装置

技术领域

本发明涉及在整流部的输出端子上连接由电容明显小的电容器构成的平滑部，输出电压以交流电源频率的2倍大幅脉动的逆变器控制装置。特别是涉及一种以任意的转速驱动无刷DC电机等电动机的装置。

背景技术

驱动一般的电动机的逆变器控制装置，对交流电源进行整流，用平滑电容器使整流后的直流电力变得平滑。将平滑后的直流电力用逆变器转换成任意的转速、电压的交流电力，将该交流电力供给到电动机。在这种结构的情况下，平滑电容器是必须的，所以该平滑电容器大电容化、成为成本增大的主要原因。但是，在不需要平滑电容器或者大幅减少电容的情况下，在整流后的直流电压中产生与交流电源同步的脉动，对电动机产生转矩脉动增大和驱动效率下降等不利影响。

因此，也有以下的方法：为了减少不需要该平滑电容器或者大幅减少其电容时的直流电压的脉动对电动机的不利影响，在成为无法得到相当于提供给电动机的电压指令值的逆变器输出电压的饱和状态时，将PWM信号的输出时刻提前以提高逆变器输出电压的相位(例如，参照专利文献1)。

专利文献1的逆变装置在于，在施加于逆变器的直流电压因脉动而降低的情况下，减弱电动机的磁场磁通，从而来限制电动机的施加电压(相当于所谓的弱磁场控制)。但是，在专利文献1的逆变装置中，需要流过用于减弱电动机的磁场磁通的电枢电流，有可能发生电枢电流的增加和电动机的驱动效率下降等不利影响。

因此，有如下的电动机驱动装置：在不需要平滑电容器或者大幅减少电容的结构的逆变器控制装置中，在限制电动机的施加电压的情况下，进行电流控制以使得电动机的总磁通量保持一定，由此使其自然地进行弱磁场动作，将电动机的电枢电流抑制在最小限度，从而减少电动机的驱动效率的下降(例如，参照专利文献2)。

专利文献2的电动机驱动装置，将根据电动机的施加电压与电动机的绕组电阻的电压下降部分(绕组电阻值×电流值)的电压差进行积分，由此计算电动机的总磁通(从定子侧产生的磁通与从转子侧产生的磁通的合成矢量)的量，根据磁通指令与总磁通运算值的磁通差来实施比例积分控制。根据电动机的施加电压的变化控制作用于弱磁场动作的成分(正交二轴坐标系)的电流，以使得总磁通运算值成为一定值(磁通指令)。

另外，在专利文献2中记载了以下内容：为了在高速旋转区域中提高弱磁场控制的效果，随着电动机的旋转速度的提高使磁通指令降低，随之使保持一定的总磁通量也减少。

另外，在专利文献2中也记载了对于因来自电动机的再生能量，在来自交流电源的输入电流中产生不流过期间，从而导致输入电流的高次谐波成分增加的现象的对策。该方法在于，在相当于交流电源电压的零交叉(zero cross)点的相位，减少作用于弱磁场动作的成分(正交二轴坐标系)的电流指令值，从而抑制交流电源电压的零交叉附近的再生动作方向的电流。另外，还有一种方法在于，在嵌入磁铁磁场型的同步电动机(IPM电机)中，使用减少因磁场磁铁而产生的感应电压的影响，提高了磁阻转矩的比例的规格的电动机。在这些方法中，均提出了通过减少再生能量来抑制输入电流的高次谐波成分的效果。

也有将电动机的电枢电流抑制在最小限度来减少电动机的驱动效率下降的方法。该方法在于，在根据电动机的施加电压的限制值求出的“弱磁场控制”的电流指令值、和用在产生相同转矩的电流矢量中电动机的电枢电流的振幅变得最小的电流相位求出的“最大转矩控制”的电流指令中，比较根据各个电流指令值求出的电动机的感应电压。选择感应电压变得更小的电流指令值(弱磁场控制或者最大转矩控制的其中一个)来控制电流，由此实现电动机的稳定驱动，并且减少电动机驱动效率的下降(例如，参照非专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10－150795号公报

专利文献2：日本专利第4693904号说明书

非专利文献

非专利文献1：西原达也、森本茂雄、真田雅之著《IPMSM速度控制系统中的无电解电容化的影响》(IPMSM速度制御システムにおける電解コンデンサレス化の影響)平成21年(2009年)电气学会全国大会，4－067，P.116～117(第4分册)

发明内容

发明要解决的课题

但是，在上述现有结构的逆变器控制装置中，使用以下规格的电动机：通过使弱磁场动作成为所需最小限度而将电动机的电枢电流抑制在最小限度，减轻电动机的驱动效率的下降，或者控制再生动作方向的电流，和/或减轻由磁场磁铁产生的感应电压的影响，提高磁阻转矩的比例。根据这些结构，减轻来自电动机的再生能量，抑制来自交流电源的输入电流的高次谐波成分。在这种现有结构的逆变器控制装置中，存在无法使电动机驱动系统(包括电动机的逆变器控制装置)的整个系统效率最佳的课题。

本发明就是为了解决上述现有的课题，其目的在于，在由小电容的电容器构成的逆变器控制装置中，有效利用提高磁阻转矩的比例的电动机，控制来自该电动机的再生能量，从而实现电动机驱动系统的整个系统的效率最佳化。

用于解决课题的方法

本发明的逆变器控制装置为用于驱动电动机的逆变器控制装置，上述电动机一并利用伴随磁场磁通和电枢电流而产生的磁转矩、以及伴随电枢绕组的电感变化和上述电枢电流而产生的磁阻转矩，并提高上述磁阻转矩的比例，

上述逆变器控制装置包括：

以交流电源作为输入的整流部；

平滑部，其设定电容器的值，使得上述整流部的输出电压以交流电源频率的大致2倍的频率脉动；

为了驱动上述电动机将来自上述平滑部的平滑电压转换为期望的交流电压的直流交流转换部；

将用于进行与上述平滑电压对应的电动机驱动的信息传递至上述直流交流转换部的驱动控制部；和

检测上述电动机的上述电枢电流的电流检测部，

上述驱动控制部包括：基于由上述电流检测部检测出的上述电枢电流推定上述电动机的交链磁通值的磁通推定部；调整上述电枢电流相对于上述电动机产生的感应电压的相位差的电流相位差调整部；和根据上述直流交流转换部输出的电压与由上述电流检测部检测出的上述电枢电流计算上述电动机的输入功率的功率计算部，

上述电流相位差调整部设定相位，以使得由上述磁通推定部推定出的交链磁通推定值为预先设定的交链磁通设定值以下、且由上述功率计算部计算出的上述电动机的输入功率的平均值成为最小值。

由此，将来自电动机的再生能量控制在规定值以下，从而实现“转换器(整流部+平滑部)+逆变器(直流交流转换部)”的效率最佳化，将电动机的输入功率抑制在最小限度，从而能够减少电动机效率的下降，实现整个系统的效率最佳化。

发明效果

本发明的逆变器控制装置有效利用提高了磁阻转矩的比例的电动机，控制来自该电动机的再生能量，从而能够实现电动机驱动系统的整个系统的效率最佳化。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的逆变器控制装置的系统结构图。

图2是本发明的第2实施方式的逆变器控制装置的系统结构图。

图3是本发明的第3实施方式的逆变器控制装置的系统结构图。

图4是表示电动机的相电流状态的时间变化的一个例子的图。

图5是表示PWM信号的变化的一个例子的图。

图6(a)是表示根据图5中的PWM信号驱动时在时刻1时流过电动机和直流交流转换部的电流的状态的图，(b)是表示在时刻2时流过的电流的状态的图，(c)是表示在时刻3时流过的电流的状态的图。

图7是表示PWM信号的变化的其他例子的图。

图8(a)是表示根据图7中的PWM信号驱动时在时刻1时流过电动机和直流交流转换部的电流的状态的图，(b)是表示在时刻2时流过的电流的状态的图，(c)是表示在时刻3时流过的电流的状态的图。

图9(a)是表示本发明的逆变器控制装置的交流电压绝对值和平滑电压的第1动作特性图，图9(b)是表示本发明的逆变器控制装置的母线电流的第1动作特性图。

图10(a)是表示本发明的逆变器控制装置的交流电压绝对值和平滑电压的第2动作特性图，图10(b)是表示本发明的逆变器控制装置的交流电压绝对值和平滑电压的第2动作特性图。

图11是本发明的逆变器控制装置的再生能量总量和电动机交链磁通的一个特性图。

图12(a)是本发明的逆变器控制装置的再生能量总量和转换器(整流部+平滑部)效率的特性图，(b)是再生能量总量和逆变器(直流交流转换部)效率的特性图，(c)是再生能量总量和总效率的特性图。

图13是本发明的逆变器控制装置的电动机输出转矩的一个特性图。

图14是本发明的逆变器控制装置的第1处理流程的概略图。

图15是本发明的逆变器控制装置的第2处理流程的概略图。

图16是本发明的逆变器控制装置的电流相位差和电枢电流的一个特性图。

具体实施方式

本发明的第1方式的逆变器控制装置，为用于驱动电动机的逆变器控制装置，上述电动机一并利用伴随磁场磁通和电枢电流而产生的磁转矩、以及伴随电枢绕组的电感变化和上述电枢电流而产生的磁阻转矩，并提高上述磁阻转矩的比例，上述逆变器控制装置包括：以交流电源作为输入的整流部；平滑部，其设定电容器的值，使得上述整流部的输出电压以交流电源频率的大致2倍的频率脉动；为了驱动上述电动机将来自上述平滑部的平滑电压转换为期望的交流电压的直流交流转换部；将用于进行与上述平滑电压对应的电动机驱动的信息传递至上述直流交流转换部的驱动控制部；和检测上述电动机的上述电枢电流的电流检测部，上述驱动控制部包括：基于由上述电流检测部检测出的上述电枢电流推定上述电动机的交链磁通值的磁通推定部；调整上述电枢电流相对于上述电动机产生的感应电压的相位差的电流相位差调整部；和根据上述直流交流转换部输出的电压与由上述电流检测部检测出的上述电枢电流计算上述电动机的输入功率的功率计算部，上述电流相位差调整部设定相位，以使得由上述磁通推定部推定出的交链磁通推定值为预先设定的交链磁通设定值以下、且由上述功率计算部计算出的上述电动机的输入功率的平均值成为最小值。根据该结构，将来自电动机的再生能量控制在规定值以下，从而实现“转换器(整流部+平滑部)+逆变器(直流交流转换部)”的效率最佳化。其结果是，将电动机的输入功率抑制在最小限度，从而能够减少电动机效率的下降，实现整个系统的效率最佳化。

本发明的第2方式的逆变器控制装置，特别是在第1方式的逆变器控制装置中，上述驱动控制部还包括计测表示再生电流从上述电动机流至上述电容器的期间的再生期间计测值的再生期间计测部，上述电流相位差调整部设定相位，以使得由上述再生期间计测部计测出的上述再生期间计测值为预先设定的再生期间设定值以下。根据该结构，将来自电动机的再生能量和再生电流流过的期间分别控制在规定值以下，从而将来自交流电源的输入电流不流过期间可靠地抑制在规定值以下，且实现“转换器(整流部+平滑部)+逆变器(直流交流转换部)”的效率最佳化。其结果是，将电动机的输入功率抑制在最小限度，从而能够减少电动机效率的下降，实现整个系统的效率最佳化。

本发明的第3方式的逆变器控制装置，特别是在第1或第2方式的逆变器控制装置中，上述磁通推定部，基于预先设定的上述电动机的规格值和由上述电流检测部检测出的上述电枢电流，进行计算来推定正交二轴坐标系的交链磁通。根据该结构，能够通过运算来计算电动机的交链磁通，所以无需新设置传感器等，在成本方面有利。

本发明的第4方式的逆变器控制装置，特别是在第2或第3方式的逆变器控制装置中，上述电流检测部直接检测上述直流交流转换部的直流侧的母线电流，根据上述母线电流的检测值间接地检测流过上述电动机的上述电枢电流，上述再生期间计测部，基于上述母线电流的检测值计测再生电流从上述电动机流至上述电容器的期间。根据这种结构，能够与流过电动机的电枢电流的检测并用，所以无需新设置传感器等，在成本方面有利。

本发明的第5方式的逆变器控制装置，特别是在第1～4中任一个方式的逆变器控制装置中，还包括检测上述平滑电压的平滑电压检测部，上述电流相位差调整部，仅在由上述平滑电压检测部检测出的上述平滑电压检测值低于任意的设定值的情况下进行相位调整。根据这种结构，能够缩短微型计算机和系统LSI等的处理时间。

本发明的第6方式的逆变器控制装置，特别是在第1～4中任一个方式的逆变器控制装置中，还包括：检测上述交流电源的电压的交流电压检测部；和对由上述交流电压检测部检测出的交流电压检测值取绝对值的绝对值转换部，上述电流相位差调整部，仅在由上述绝对值转换部转换后的上述交流电压检测值的绝对值低于任意的设定值的情况下进行相位调整。根据这种结构，能够缩短微型计算机和系统LSI等的处理时间。

本发明的第7方式的逆变器控制装置在于，特别是在第2或第3方式的逆变器控制装置中，还包括：检测上述交流电源的电压的交流电压检测部；对由上述交流电压检测部检测出的交流电压检测值取绝对值的绝对值转换部；和检测上述平滑电压的平滑电压检测部，上述再生期间计测部，基于由上述绝对值转换部转换后的上述交流电压检测值的绝对值与由上述平滑电压检测部检测出的平滑电压检测值的大小关系，计测再生电流从上述电动机流至上述电容器的期间。根据这种结构，即使在交流电源的电压畸变和/或电源频率变动的情况下，也能可靠地计测再生电流从电动机流至电容器的期间。

本发明的第8方式的逆变器控制装置，特别是在第7方式的逆变器控制装置中，上述电流相位差调整部，仅在由上述平滑电压检测部检测出的上述平滑电压检测值和由上述绝对值转换部转换后的上述交流电压检测值的绝对值中的至少一个值低于任意的设定值的情况下进行相位调整。根据这种结构，能够缩短微型计算机和系统LSI等的处理时间。

本发明的第9方式的逆变器控制装置在于，特别是在第1～8中任一个方式的逆变器控制装置中，上述平滑部包括电容器和电抗器，将通过上述电容器和电抗器求取的谐振频率设定为交流电源频率的40倍以上。根据这种结构，能够实现来自交流电源的输入电流的电源高次谐波特性的高性能化。

本发明的第10方式的逆变器控制装置在于，特别是在第1～9中任一个方式的逆变器控制装置中，上述交链磁通设定值设定为从上述电动机向上述电容器充电的再生能量为零时的交链磁通的2.5倍以下。根据这种结构，将来自电动机的再生能量可靠地控制在规定值以下，从而能够实现“转换器(整流部+平滑部)+逆变器(直流交流转换部)”的效率最佳化。

本发明中的第11方式的电动机，特别是与第1～10中任一个方式的逆变器控制装置连接，上述电动机具有以下规格：在上述电动机以规定的转速和负荷转矩驱动的条件下，由上述逆变器控制装置的驱动控制部所控制的交链磁通，是向上述逆变器控制装置的电容器充电的再生能量为零时的交链磁通的2.5倍以下。根据这种结构，将来自电动机的再生能量可靠地抑制在规定值以下，从而能够实现“转换器(整流部+平滑部)+逆变器(直流交流转换部)”的效率最佳化。

以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。此外，本发明并不限于该实施方式。

(实施方式1)

图1是表示本发明的第1实施方式的逆变器控制装置的系统结构图。该逆变器控制装置包括：由作为单相交流电源的工频电源等交流电源1供给电力、对所供给的交流电源1进行全波整流的由二极管电桥构成的整流部2；设定电容器32的值，以使得来自整流部2的输出电压以交流电源频率的大概2倍频率大幅脉动的平滑部3；将来自平滑部3的平滑电压转换成期望的频率、电压值的交流电压的直流交流转换部4；和将用于进行与平滑电压对应的电动机5的驱动的信息传递至直流交流转换部4的驱动控制部6。

电动机5包括：安装有将中性点与中心Y连结的三个电枢绕组(51u、51v、51w)的定子51；和安装有磁铁的转子52。该电动机5一并利用伴随转子52的磁铁的磁场磁通和流过定子51的电枢绕组(51u、51v、51w)的电枢电流而产生的磁转矩、以及伴随电枢绕组(51u、51v、51w)的电感变化和电枢电流而产生的磁阻转矩，并提高该磁阻转矩的比例。

直流交流转换部4包括三相由一对开关元件构成的半桥电路作为U相用、V相用、W相用。半桥电路的一对开关元件在电容器32的高压侧端与低压侧端之间串联连接，对半桥电路施加电容器32两端的平滑电压。U相用的半桥电路由高压侧的开关元件41u和低压侧的开关元件41x构成。V相用的半桥电路由高压侧的开关元件41v和低压侧的开关元件41y构成。W相用的半桥电路由高压侧的开关元件41w和低压侧的开关元件41z构成。另外，续流二极管(42u～42z)与各个开关元件并联连接。

施加于直流交流转换部4的平滑电压，通过上述的直流交流转换部4内的开关元件的开关动作被转换成三相的交流电压，由此来驱动电动机5。另外，在直流交流转换部4的直流侧的母线配置有用于检测母线电流的电流检测部7。

平滑部3以LC谐振频率成为交流电源频率的40倍以上的方式设定，包括用于减轻在小电容的电容器32中的浪涌充放电电流的峰值的电抗器31。

驱动控制部6能够由微型计算机和系统LSI等构成。该驱动控制部6包括：基本驱动器(base driver)10、PWM信号生成部12、电流控制部13、电流相位差调整部14、相电流转换部15、转子位置速度推定部16、磁通推定部17、功率计算部20的各个功能块。

相电流转换部15观察流过电流检测部7的直流交流转换部4的直流侧的母线电流，将该母线电流转换成电动机5的电枢电流。相电流转换部15实际上仅在从直流交流转换部4的直流侧的母线电流被转换时至规定的期间检测电流。

转子位置速度推定部16根据由相电流转换部15转换后的电动机5的电枢电流、由PWM信号生成部12运算的输出电压、和由平滑电压检测部8检测的平滑电压的信息，推定电动机5的转子磁极位置和旋转速度。

在电流控制部13中，基于由电流相位差调整部14提供的电流相位差、由转子位置速度推定部16推定出的电动机5的旋转速度、和从外部提供的速度指令值的偏差信息，使用PI运算等导出电流指令值，以使得电动机5的旋转速度与速度指令值一致。

PWM信号生成部12根据由电流控制部13导出的电流指令值、由相电流转换部15转换后的电动机5的电枢电流、和由转子位置速度推定部16推定的电动机5的转子磁极位置的信息，生成用于驱动电动机5的PWM信号。

PWM信号生成部12的PWM信号的生成例如在施加于直流交流转换部4的平滑电压为200V的状况下，在U相的指示电压为150V、V相的指示电压为100V、W相的指示电压为0V的情况下，对于各相的PWM信号的占空比(PWM信号的载波周期的上臂开关元件为导通状态的时间比率)，U相是75％，V相是50％，W相是0％。

即，将各相的指示电压除以平滑电压的结果为PWM信号的占空比。另外，在各相的指示电压超过平滑电压的情况下，PWM信号的占空比成为100％。

通过上述方式求出的PWM信号，最终被输出至基本驱动器10，各个开关元件(41u～41z)基于PWM信号驱动，生成正弦波状的交流。像这样在本发明的实施例中，通过流过正弦波状的电枢电流，实现电动机5的正弦波驱动。

下面，使用图4～图8，说明在流过直流交流转换部4的直流侧的母线的母线电流中出现电动机5的电枢电流的情况。

图4表示流过电动机5的电枢绕组的电枢电流的状态、和流过每60°的电角的各个区间的各相的电枢绕组的电流的方向。

参照图4，在电角为0～60°的区间，在U相绕组51u和W相绕组51w电流从非接线端向中性点流动，在V相绕组51v电流从中性点向非接线端流动。另外，在电角为60～120°的区间，在U相绕组51u电流从非接线端向中性点流动，在V相绕组51v和W相绕组51w电流从中性点向非接线端流动。以后，表示每电角60°，流过各相的绕组的相电流的状态发生变化的情况。

例如，在图4中，说明电角为30°时，由PWM信号生成部12生成的半个载波周期的PWM信号如图5所示变化的情况。此处，在图5中，信号U表示使开关元件41u动作的信号，信号V表示使开关元件41v动作的信号，信号W表示使开关元件41w动作的信号，信号X表示使开关元件41x动作的信号，信号Y表示使开关元件41y动作的信号，信号Z表示使开关元件41z动作的信号。这些信号用高态有效(active high)表示。图6表示图5的根据PWM信号驱动时流过电动机5和直流交流转换部4的电流的状态。图6(a)表示时刻1时，图6(b)表示时刻2时，图6(c)表示时刻3时的电流状态。在直流交流转换部4的直流侧的母线中，在图6(a)所示的时刻1未出现电流，在图6(b)所示的时刻2出现流过W相绕组51w的电枢电流(W相电流)，在图6(c)所示的时刻3出现流过V相绕组51v的电枢电流(V相电流)。

作为其他的例子，使用图8，对在图4中在电角为30°时由PWM信号生成部12生成的半个载波周期的PWM信号如图7所示变化的情况进行说明。在此情况下，在直流交流转换部4的直流侧的母线中，在图8(a)所示的时刻1未出现电流，在图8(b)所示的时刻2出现流过U相绕组51u的电枢电流(U相电流)，在图8(c)所示的时刻3出现流过W相绕组51w的电枢电流(W相电流)。此处，时刻3的直流交流转换部4的直流侧的母线电流是从电容器32的低压侧端经由直流交流转换部4流向电容器32的高压侧端的方向，表示在电动机5中产生的电能返回电容器32的再生状态(以下，将该电能记作再生能量)。

像这样可知，在直流交流转换部4的母线上出现与开关元件(41u～41z)的状态对应的电动机5的相电流。

具体而言，在上臂的开关元件(41u、41v、41w)的某一个为导通状态时其导通的相的电枢电流出现在直流交流转换部4的母线上，或者在下臂的开关元件(41x、41y、41z)的某一个为导通状态时其导通的相的电枢电流出现在直流交流转换部4的母线上的关系性成立。

如上所述可知，如果在载波周期内的接近的时刻能够判断两相的电流，则根据下述所示的式1的关系求出各相的电枢电流(iu、iv、iw)。

iu+iv+iw＝O

此外，图5和图7所示的时刻4和时刻5是用于防止因开关元件(41u～41z)的动作延迟导致直流交流转换部4的上下臂短路的停滞(dead time)期间。该期间的直流交流转换部4的母线电流，根据各相的电枢电流的流向不同而不固定。

图9(a)表示本发明的逆变器控制装置的交流电压绝对值和平滑电压的第1动作特性，图9(b)表示本发明的逆变器控制装置的母线电流的第1动作特性。图9(a)和图9(b)表示，交流电源1的交流电压绝对值(图9(a)的虚线部分)、施加于直流交流转换部4上的平滑电压(图9(a)的实线部)、和流过电流检测部7的直流交流转换部4的直流侧的母线电流(图9(b))的波形。

本发明的逆变器控制装置的电容器32的电容使用明显小的电容，所以如果电流流过电动机5，则施加于直流交流转换部4的平滑电压以交流电源1的电源频率fs的大概2倍频率大幅脉动。

流过电流检测部7的直流交流转换部4的直流侧的母线电流的波形，以从直流交流转换部4流向电容器32的低压侧端的方向为正进行表示，以反之从电容器32的低压侧端流向直流交流转换部4的方向为负进行表示。该母线电流的波形根据直流交流转换部4的各个开关元件(41u～41z)的动作成为脉冲状的波形。

由小电容电容器32构成的逆变器控制装置如图9(b)所示，有时在交流电源1的电源电压的零交叉附近发生直流交流转换部4的直流侧的母线电流为负的期间(以下记作再生期间)。在该再生期间，来自电动机5的再生能量对电容器32充电。

对该电容器32充电的再生能量的总量Ereg如式2所示，通过积分能够求出施加于直流交流转换部4的平滑电压Vdc与交流电源1的交流电压绝对值∣Vac∣的差，相当于图9(a)的斜线部分面积。

Ereg＝∫(Vdc-|Vac|)dt

该再生能量总量Ereg除了交流电源1的交流电压值和平滑部3的电抗器31、电容器32的电容以外，与电动机5的规格和电动机5的负荷条件(转速、负荷转矩、环境温度等)有很大关系。特别着眼于对电动机5产生的感应电压做贡献的交链磁通(d轴交链磁通)和/或者对用于驱动电动机5所需的施加电压做贡献的交链磁通(初级交链磁通)。

图11表示在不同的两个负荷条件(A、B)下，再生能量总量Ereg和由驱动控制部6控制的电动机5的交链磁通(d轴交链磁通/初级交链磁通)的特性。存在随着电动机5的交链磁通(d轴交链磁通/初级交链磁通)增大，再生能量总量Ereg增加的单调增加的关系性。

图12(a)表示再生能量总量Ereg和转换器(整流部2+平滑部3)效率的特性，图12(b)表示逆变器(直流交流转换部4)效率的特性，图12(c)表示再生能量总量和总效率的特性。如图12(c)所示，如果再生能量总量Ereg过大，则“转换器(整流部2+平滑部3)+逆变器(直流交流转换部4)”的总效率下降。因此，在本发明的逆变器控制装置中，为了实现所需最低限度(预先设定的效率目标值)的总效率，对再生能量总量Ereg设置限制值，将来自电动机5的再生能量总量Ereg控制在限制值以下。

作为将再生能量总量Ereg控制在限制值以下时的动作的一例，使用图10(a)和图10(b)进行说明。图10(a)表示本发明的逆变器控制装置的交流电压绝对值和平滑电压的第2动作特性，图10(b)表示本发明的逆变器控制装置的交流电压绝对值和平滑电压的第2动作特性。图10(a)和图10(b)与图9(a)和图9(b)同样，表示交流电源1的交流电压绝对值(图10(a)的虚线部分)、施加于直流交流转换部4的平滑电压(图10(a)的实线部分)、和流过电流检测部7的直流交流转换部4的直流侧的母线电流(图10(b))的波形。

与图9(a)和图9(b)相比，在图10(a)和图10(b)中，不仅再生能量总量Ereg减少，再生期间也减少。其结果是，能够减少起因于从电动机5向电容器32充电的再生能量的无效电力。

为了间接地检测该再生能量总量Ereg，采用一种根据图11的单调增加的关系性，推定由驱动控制部6控制的电动机5的交链磁通(d轴交链磁通/初级交链磁通)的方法。而且，设置有与再生能量总量Ereg的限制值相当的电动机5的交链磁通设定值(d轴交链磁通/初级交链磁通)。

但是，如图11所示，电动机5的交链磁通也依赖于负荷条件(转速、负荷转矩、环境温度等)，所以根据实际试验结果和模拟分析结果等，例如，作为每个转速的图表数据预先设置多个交链磁通设定值(在图11中，针对不同的两个负荷条件(A、B)，设定各自的交链磁通设定值(λAset、λBset))。

此外，对于交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)，根据实际试验结果和模拟分析结果等，如式3那样，优选设定成从电动机5向电容器32充电的再生能量为零时的交链磁通的2.5倍以下(例如，假设在图11的负荷条件A的情况下，来自电动机5的再生能量为零时的交链磁通为λA0，则交链磁通设定值λAset以满足式3的条件设定)。通过这种方式来设定，将来自电动机5的再生能量可靠控制在规定值以下，能够实现“转换器(整流部2+平滑部3)+逆变器(直流交流转换部4)”的效率最佳化。

λAset≤2.5×λAO

在本发明的逆变器控制装置中，在磁通推定部17中推定电动机5的交链磁通，由电流相位差调整部14调整电流相对于电动机5产生的感应电压的相位差，以使得该交链磁通推定值在预先设定的交链磁通设定值以下、且由功率计算部20计算出的电动机5的输入功率的平均值成为最小。

下面，使用图14，说明作为本发明的逆变器控制装置的特征的磁通推定部17、功率计算部20、电流相位差调整部14的具体动作。

图14表示本发明的逆变器控制装置的第1处理流程。下面，根据图14所示的流程进行说明。本发明的逆变器控制装置的电容器32的电容使用明显小的电容，电动机5的电枢电流大幅脉动，所以在磁通推定部17中的推定电动机5的交链磁通之前，将从外部提供的速度指令值固定，并将电动机5固定在规定转速(例如，上述的图表数据的多个转速中的一个)(S101)。

接着，在功率计算部20中，如式4所示，在每个规定时间Ta，根据由PWM信号生成部12运算的输出电压、和由相电流转换部15转换后的电枢电流，计算电动机5的输入功率的平均值Pa(S102)。

Pa＝Σ{(vd×id+vq×iq)×ΔT}/Ta

此处，vd：d轴输出电压，vq：q轴输出电压，id：d轴电流检测值，iq：q轴电流检测值，输出电压和电枢电流从三相交流坐标系(u、v、w)实施坐标变换为旋转坐标系(d、q)。

接着，在磁通推定部17中，如式5所示，首先在每个预先设定的规定时间Ta，计算由相电流转换部15转换后的电枢电流的有效值的平均值Ia(S103)。

$\mathrm{Ia}=\mathrm{\Σ}\{\sqrt{\mathrm{}}(\mathrm{id}^2+\mathrm{iq}^2)/\sqrt{\mathrm{}}\left(3\right)\×\mathrm{\ΔT}\}/\mathrm{Ta}$

此处，id：d轴电流检测值，iq：q轴电流检测值，id^2：id的平方值，iq^2：iq的平方值，电枢电流从三相交流坐标系(u、v、w)实施坐标变换为旋转坐标系(d、q)。

此外，对于规定时间Ta优选设定平滑电压的变动周期的整数倍。

基于该计算出的电枢电流的有效值的平均值Ia、和预先设定的电动机5的规格值(d轴电感Ld，q轴电感Lq，电动势系数λ)，计算正交二轴坐标系的交链磁通(S104)。

λda＝Λ+Ld×ida

λqa＝Lq×iqa

$\mathrm{\λ}1a=\sqrt{\mathrm{}}(\mathrm{\λda}^2+\mathrm{\λqa}^2)$

$\mathrm{ida}=-\sqrt{\mathrm{}}\left(3\right)\×\mathrm{Ia}\×\sin \left(\mathrm{\βT}\right)$

$\mathrm{iqa}=\sqrt{\mathrm{}}\left(3\right)\×\mathrm{Ia}\×\cos \left(\mathrm{\βT}\right)$

此处，ida：d轴电流平均值，iqa：q轴电流平均值，βT：电流相位差设定值，λda：d轴交链磁通平均值，λqa：q轴交链磁通平均值，λda^2：λda的平方值，λqa^2：λqa的平方值，λ1a：初级交链磁通平均值。

像这样，在磁通推定部17中，根据上述式5～式10的运算，能够计算电动机5的交链磁通，所以在交链磁通检测中，不必新设置传感器等，在成本方面有利。

此外，在仅用d轴交链磁通平均值λda就能确保足够的控制性能的情况下，为了缩短微型计算机和系统LSI等的处理时间等目的，也可以省略q轴交链磁通平均值λqa和/或初级交链磁通平均值λ1a等的运算处理。

接着，在电流相位差调整部14中，首先，判别由磁通推定部17推定出的交链磁通推定值(d轴交链磁通平均值λda/初级交链磁通平均值λ1a)是否是预先设定的交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)以下(S105)。在S105中，在交链磁通推定值超过交链磁通设定值的情况下，直到交链磁通推定值(d轴交链磁通平均值λda/初级交链磁通平均值λ1a)变为交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)以下为止，使电流相位差βT以规定的变化幅度Δβ1逐个单调增加，进行弱磁场动作(S107)。像这样，能够将来自电动机5的再生能量的总量Ereg控制在规定的限制值以下。

在S105中，在交链磁通推定值(d轴交链磁通平均值λda/初级交链磁通平均值λ1a)为交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)以下的情况下，作为电流相位差调整部14的动作，使电流相位差βT改变规定的变化幅度Δβ2(变化幅度比Δβ1小)。根据电流相位差βT变化前后的电动机输入功率的平均值Pa(用式4计算)的变化，调整电流相位差βT以使Pa值成为最小值(S106)。

具体而言，如图16所示，针对电流相位差βT的电动机输入功率的平均值Pa以具有最小值的二次函数变化，所以首先使电流相位差βT增加变化量Δβ2。在电流相位差βT的变化前后Pa的变化为减少方向的情况下，进一步使电流相位差βT增加Δβ2，反之，在电流相位差βT的变化前后Pa的变化为增加方向的情况下，调整电流相位差βT以使电流相位差βT减少Δβ2，由此能够使Pa的值作为最小值。

如上所述，通过将来自电动机5的再生能量控制在规定值以下，实现“转换器(整流部2+平滑部3)+逆变器(直流交流转换部4)”的效率最佳化(实现所需最低限度(预先设定的效率目标值)的总效率)。另外，通过将电动机5的输入功率抑制在最小限度，能够减轻电动机效率的下降，实现整个系统的效率最佳化。

此外，在上述的说明中，在磁通推定部17中，使用由相电流转换部15转换后的电枢电流的有效值的平均值Ia，计算交链磁通推定值，但也可以如式5a所示，使用由相电流转换部15转换后的电枢电流的峰值的平均值Ipa。

$\mathrm{Ipa}=\mathrm{\Σ}\{\sqrt{\mathrm{}}(\mathrm{id}^2+\mathrm{iq}^2)\×\sqrt{\mathrm{}}(2/3)\×\mathrm{\ΔT}\}/\mathrm{Ta}$

在此情况下，使用式9a、式10a计算d轴电流平均值ida、q轴电流平均值iqa，通过式6～式8的运算计算交链磁通推定值即可。

$\mathrm{ida}=-\sqrt{\mathrm{}}(3/2)\×\mathrm{Ipa}\×\sin \left(\mathrm{\βT}\right)$

$\mathrm{iqa}=\sqrt{\mathrm{}}(3/2)\×\mathrm{Ipa}\×\cos \left(\mathrm{\βT}\right)$

另外，作为其他的方法，在磁通推定部17中，也可以如式5b所示，使用由电流控制部13设定的电流指令值的平均值Ia*(相当于电枢电流的有效值的平均值)。

$\mathrm{Ia}*=\mathrm{\Σ}\{\sqrt{\mathrm{}}(\mathrm{id}*^2+\mathrm{iq}*^2)/\sqrt{\mathrm{}}\left(3\right)\×\mathrm{\ΔT}\}/\mathrm{Ta}$

此处，id*：d轴电流指令值，iq*：q轴电流指令值，id*2：id*的平方值，iq*2：iq*的平方值。在此情况下，也可以使用Ia*来替代式8和式9的Ia，计算交链磁通推定值。

此外，在上述的说明中，在功率计算部20中，使用由相电流转换部15转换后的电枢电流(id、iq)，计算电动机5的输入功率的平均值Pa，但也可以使用电流指令值(id*、iq*)计算电动机5的输入功率的平均值Pa*。

Pa*＝Σ{(vd×id*+vq×iq*)×ΔT}/Ta

在此情况下，在电流相位差调整部14中，也可以使用Pa*来替代Pa，调整电流相位差βT以使Pa*的值成为最小值。

下面，对决定本发明的逆变器控制装置的小电容的电抗器31和小电容的电容器32的规格的具体方法进行说明。

在本发明的逆变器控制装置中，为了抑制来自交流电源1的输入电流的高次谐波成分以满足IEC标准，决定电抗器31和电容器32的组合，以使得电抗器31和电容器32的谐振频率fLC是电源频率fs的40倍以上(满足fLC≥(40×fs)的制约条件)。

此处，设电抗器的电容为L1[H]，电容器32的电容为C1[F]，则谐振频率fLC如式11所示。

$\mathrm{fLC}=1/\{2\mathrm{\π}\×\sqrt{\mathrm{}}(L1\×C1)\}$

例如，假设电源频率为50Hz，电容器32的电容为10μF，则根据上述的制约条件和式11，在L1≤0.633[mH]的范围选定电抗器31的电容。

像这样，通过决定小电容的电抗器31和小电容的电容器32的组合，能够实现来自交流电源1的输入电流的电源高次谐波特性的高性能化。

下面，对决定本发明的逆变器控制装置的电动机5的规格的具体方法进行说明。

本发明的逆变器控制装置的电动机5是一并利用伴随转子52的磁铁的磁场磁通和流过定子51的电枢绕组(51u、51v、51w)的电枢电流而产生的磁转矩、以及伴随电枢绕组(51u、51v、51w)的电感变化和电枢电流而产生的磁阻转矩，并提高该磁阻转矩的比例的规格，使用图13来说明现有的磁转矩主体的电动机规格的不同点。

图13表示现有的磁转矩主体的电动机规格(1)和本发明的逆变器控制装置的提高了磁阻转矩的比例的电动机规格(2)的电动机输出转矩(磁转矩与磁阻转矩的合成转矩)的特性。决定电动机的规格(βs2的可用范围βs1＜βs2≤45[deg])，以使得在电枢电流的有效值的平均值Ia相同的条件下，最大输出转矩Tmax相同、且得到最大输出转矩Tmax时的电流相位差βT从电动机规格(1)的βs1向电动机规格(2)的βs2增加。

另外，如上所述在磁通推定部17、电流相位差调整部14中，推定电动机5的交链磁通，从而间接地检测来自电动机5的再生能量总量Ereg。调整电流相位差βT以使得该交链磁通推定值是预先设定的交链磁通以下，从而进行控制使再生能量总量Ereg成为限制值以下，但是通过如下所述决定电动机5的规格，能够可靠地进行控制使再生能量总量Ereg成为限制值以下。

具体而言，决定电动机5的规格(交链磁通的电动机的各个要素是，d轴电感Ld，q轴电感Lq，电动势系数λ)，以使得在电动机5以规定的转速和负荷转矩驱动的条件下，由逆变器控制装置的驱动控制部6控制的电动机的实际交链磁通(d轴交链磁通/初级交链磁通)是从电动机向逆变器控制装置的电容器32充电的再生能量为零时的交链磁通的2.5倍以下。

像这样，将来自电动机的再生能量可靠地抑制在规定值以下，从而能够可靠地实现“转换器(整流部2+平滑部3)+逆变器(直流交流转换部4)”的效率最佳化(实现所需最低限度(预先设定的效率目标值)的总效率)。

(实施方式2)

图2是表示本发明的第2实施方式的逆变器控制装置的系统结构图。与第1实施方式的逆变器控制装置(图1)相同的构成要素用相同的符号表示，在其动作相同的情况下，由于说明重复，故将其省略，此处仅对不同的内容进行说明。

对于第1实施方式的逆变器控制装置(图1)，在第2实施方式的逆变器控制装置(图2)中，作为构成要素新设置再生期间计测部18，基于从电流检测部7检测出的直流交流转换部4的直流侧的母线电流检测值，计测在每个平滑电压的变动周期再生电流从电动机5流至电容器32的期间。在电流相位差调整部14中，调整电流相对于电动机5产生的感应电压的相位差，以使得由磁通推定部17推定出的交链磁通推定值为预先设定的交链磁通设定以下、且由再生期间计测部18计测出的再生期间计测值为预先设定的再生期间设定值以下、且由功率计算部20计算出的电动机5的输入功率的平均值成为最小值。

下面，使用图15，说明作为本发明的逆变器控制装置的特征的磁通推定部17、功率计算部20、再生期间计测部18、电流相位差调整部14的具体动作。

图15表示本发明的逆变器控制装置的第2处理流程。与第1实施方式的逆变器控制装置同样，电容器32的电容使用明显小的电容，电动机5的电枢电流大幅脉动，所以在磁通推定部17中的推定电动机5的交链磁通之前，将从外部提供的速度指令值固定，并将电动机5固定在规定转速(例如，上述的图表数据的多个转速中的一个)(S201)。

接着，在再生期间计测部18中，在每个预先设定的规定时间Ta，计测从电流检测部7检测出的直流交流转换部4的直流侧的母线电流检测值为负的期间(S202)。

具体而言，在电流检测部7中在每个载波周期Ts检测母线电流，所以用计数器等对母线电流检测值低于规定值(考虑±Δ、噪音等影响来设定)的次数进行计数。设在规定时间Ta(设定平滑电压的变动周期的整数倍，作为M倍)期间所计数的次数为N次，则能够用式12计算平滑电压的每个变动周期的再生期间计测值Treg。

Treg＝N×Ts/M

像这样，由于能够与流过电动机5的电枢电流的检测并用，所以无需新设置传感器等，在成本方面有利。

接着，在功率计算部20中，在每个规定时间Ta，根据由PWM信号生成部12运算的输出电压、和由相电流转换部15转换后的电枢电流，用式4计算电动机5的输入功率的平均值Pa(S203)。

接着，在磁通推定部17中，首先在预先设定的每个规定时间Ta，用式5计算由相电流转换部15转换后的电枢电流的有效值的平均值Ia(S204)。

基于该计算出的电枢电流的有效值的平均值Ia、和预先设定的电动机5的规格值(d轴电感Ld，q轴电感Lq，电动势系数λ)，用式6～10计算正交二轴坐标系的交链磁通(S205)。

接着，在电流相位差调整部14中，首先判别由磁通推定部17推定出的交链磁通推定值(d轴交链磁通平均值λda/初级交链磁通平均值λ1a)是否是预先设定的交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)以下(S206)。在S206中，在交链磁通推定值超过交链磁通设定值的情况下，直到交链磁通推定值(d轴交链磁通平均值λda/初级交链磁通平均值λ1a)变为交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)以下为止，使电流相位差βT以规定的变化幅度Δβ1逐个单调增加，进行弱磁场动作(S210)。像这样，能够将来自电动机5的再生能量的总量Ereg控制在规定的限制值以下。

在S206中，在交链磁通推定值(d轴交链磁通平均值λda/初级交链磁通平均值λ1a)为交链磁通设定值(d轴交链磁通设定值/初级交链磁通设定值)以下的情况下，作为电流相位差调整部14的动作，首先判别由再生期间计测部18计测出的再生期间计测值Treg是否是预先设定的再生期间设定值以下(S207)。在S207中，在再生期间计测值Treg超过再生期间设定值的情况下，直到再生期间计测值Treg成为再生期间设定值以下为止，使电流相位差βT以规定的变化幅度Δβ3(比Δβ1变化幅度小，比Δβ2变化幅度大)逐个单调增加，进行弱磁场动作，实施再生期间的最佳化(S209)。

在S207中，在再生期间计测值Treg是再生期间设定值以下的情况下，作为电流相位差调整部14的动作，使电流相位差βT改变规定的变化幅度Δβ2(比Δβ1和Δβ3变化幅度小)，调整电流相位差βT以使得基于电流相位差βT的变化前后的电动机输入功率的平均值Pa(用式4计算)的变化Pa的值成为最小值(S208)。

如上所述，第2实施方式的逆变器控制装置是用于驱动电动机5的逆变器控制装置，该电动机5一并利用伴随磁场磁通和电枢电流而产生的磁转矩、以及伴随电枢绕组的电感变化和上述电枢电流而产生的磁阻转矩，并提高上述磁阻转矩的比例，该逆变器控制装置包括：以交流电源1作为输入的整流部2；设定电容器的值以使得整流部2的输出电压以交流电源频率的大概2倍频率脉动的平滑部3；为了驱动电动机5将来自平滑部3的平滑电压转换成期望的交流电压的直流交流转换部4；将用于进行与平滑电压对应的电动机驱动的信息传递至直流交流转换部4的驱动控制部6；和检测电动机5的电枢电流的电流检测部7，驱动控制部6包括：基于从电流检测部7检测出的电枢电流推定电动机5的交链磁通值的磁通推定部17；调整电枢电流相对于电动机5产生的感应电压的相位差的电流相位差调整部14；用于计测表示再生电流从电动机5流至上述电容器的期间的再生期间计测值的再生期间计测部18；根据直流交流转换部4输出的电压和由电流检测部7检测出的电枢电流计算电动机5的输入功率的功率计算部20，电流相位差调整部14设定相位，以使得由磁通推定部17推定出的交链磁通推定值是预先设定的交链磁通设定值以下、且由再生期间计测单元计测出的再生期间计测值是预先设定的再生期间设定值以下、且由上述功率计算部20计算出的电动机5的输入功率的平均值成为最小值。像这样，通过将来自电动机5的再生能量和再生电流流过的期间分别控制在规定值以下，将来自交流电源1的输入电流的不流过期间可靠地抑制在规定值以下，实现“转换器(整流部2+平滑部3)+逆变器(直流交流转换部4)”的效率最佳化(实现所需最低限度(预先设定的效率目标值)的总效率)。而且，将电动机5的输入功率抑制在最小限度，从而能够减轻电动机效率的下降，实现整个系统的效率最佳化。

(实施方式3)

图3是表示本发明的第3实施方式的逆变器控制装置的系统结构图。与图1的实施方式的逆变器控制装置(图1)和第2实施方式的逆变器控制装置(图2)相同的构成要素用相同的符号表示，在其动作相同的情况下，由于说明重复，故将其省略，此处仅对不同的内容进行说明。

对于第2实施方式的逆变器控制装置(图2)，在第3实施方式的逆变器控制装置(图3)中，作为构成要素，新设置检测交流电源1的电压的交流电压检测部9、和对由交流电压检测部9检测出的交流电压检测值Vac取绝对值的绝对值转换部19。在再生期间计测部18中，基于由绝对值转换部19得到的交流电压检测值的绝对值∣Vac∣与由平滑电压检测部8检测的平滑电压检测值Vdc的大小关系，计测再生电流从电动机5流至电容器32的期间(优选交流电压检测值Vac与平滑电压检测值Vdc的检测频率相同，检测这些值的时刻比较接近)。

具体而言，设交流电压检测值Vac和平滑电压检测值Vdc的检测周期为Tsmp，在再生期间计测部18中，用计数器等对满足“Vdc＞∣Vac∣±Δ2(考虑噪音等影响来设定Δ2)”时的次数进行计数，设在规定时间Ta(设定平滑电压的变动周期的整数倍，作为M2倍)期间所计数的次数为N2次，则能够用式13计算每个平滑电压的变动周期的再生期间计测值Treg2。

Treg2＝N2×Tsmp/M2

对于其他构成要素的动作，由于与第2实施方式的逆变器控制装置相同，所以省略其说明。

像这样，基于交流电压检测值的绝对值∣Vac∣与平滑电压检测值Vdc的大小关系，计测再生电流从电动机5流至电容器32的期间，即使在交流电源1的电压畸变和/或电源频率变动的情况下，也能可靠地计测再生电流从电动机5流至电容器32的期间。

此外，第1～第3实施方式的逆变器控制装置用具有基于从电流相位差调整部14提供的电流相位差、由转子位置速度推定部16推定出的电动机5的旋转速度、和从外部提供的速度指令值的偏差信息导出电流指令值，以使得电动机5的旋转速度与速度指令值一致的电流控制部13的结构进行了说明，但是也可以采用具有替代电流指令值而导出转矩指令值Tq*的转矩控制部的结构(例如，电流指令值I*乘以增益K，如“Tq*＝K×I*”那样，导出转矩指令值Tq*)。

此外，第1～第3实施方式的逆变器控制装置用具有推定电动机5的转子磁极位置和旋转速度的转子位置速度推定部16的结构进行了说明，但是当然也可以使用编码器和解析器(Resolver)等检测转子的磁极位置的位置传感器。

此外，第1和第3实施方式的逆变器控制装置的电流检测部，用直接检测直流交流转换部4的直流侧的母线电流，根据该母线电流的检测值间接地检测流过电动机5的电枢电流的结构进行了说明，但是当然也可以使用DC－CT等电流传感器(在此情况下，由于能够直接检测电枢电流，所以不需要相电流转换部15)。

此外，在第1～第3实施方式的逆变器控制装置中，仅在由平滑电压检测部8检测的平滑电压检测值低于任意的设定值的情况下，用电流相位差调整部14进行相位调整，由此能够缩短微型计算机和系统LSI等的处理时间(任意的设定值是指，在来自电动机5的再生能量对电容器32充电的充电电压的最大值～平滑电压最大值的范围内，也考虑交流电源1的交流电压值和平滑部3的电抗器31、电容器32的电容等进行设定)。

此外，在第3实施方式的逆变器控制装置中，也可以仅在由绝对值转换部19转换后的交流电压检测值的绝对值低于任意的设定值的情况下，用电流相位差调整部14进行相位调整。由此，能够缩短微型计算机和系统LSI等的处理时间(任意的设定值是指，在来自电动机5的再生能量对电容器32充电的充电电压的最大值～交流电压检测值的绝对值的最大值的范围内，也考虑交流电源1的交流电压值和平滑部3的电抗器31、电容器32的电容等进行设定)。另外，除此之外，也可以仅在由上述的平滑电压检测部8检测的平滑电压检测值低于任意的设定值的情况下，用电流相位差调整部14进行相位调整。在此情况下，仅在平滑电压检测值和交流电压检测值的绝对值的至少一个值低于任意的设定值的情况下，用电流相位差调整部14进行相位调整。

此外，还可以在第1和第2实施方式的逆变器控制装置中，还设置有交流电压检测部9和绝对值转换部19，仅在由绝对值转换部19转换后的交流电压检测值的绝对值低于任意的设定值的情况下，用电流相位差调整部14进行相位调整。

产业上的利用可能性

如上所述，本发明的逆变器控制装置，在由小电容的电容器构成的逆变器控制装置中，有效利用提高了磁阻转矩的比例的电动机，控制来自该电动机的再生能量，从而能够实现电动机驱动系统的效率最佳化，所以能够适用于驱动空调等空气调节机、冷冻冷藏库、吸尘器等的电动机。

附图标记说明

1  交流电源

2  整流部

3  平滑部

31 电抗器

32 电容器

4  直流交流转换部

41u～41z  开关元件

42u～42z  续流二极管

5  电动机

51 定子

51u～51w  电枢绕组

52 转子

6  驱动控制部

7  电流检测部

8  平滑电压检测部

9  交流电压检测部

10 基本驱动器

12PWM 信号生成部

13 电流控制部

14 电流相位差调整部

15 相电流转换部

16 转子位置速度推定部

17 磁通推定部

18 再生期间计测部

19 绝对值转换部

20 功率计算部

Claims (11)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于：

其为用于驱动电动机的逆变器控制装置，所述电动机一并利用伴随磁场磁通和电枢电流而产生的磁转矩、以及伴随电枢绕组的电感变化和所述电枢电流而产生的磁阻转矩，并提高所述磁阻转矩的比例，

所述逆变器控制装置包括：

以交流电源作为输入的整流部；

平滑部，其设定电容器的值，使得所述整流部的输出电压以交流电源频率的大致2倍的频率脉动；

为了驱动所述电动机将来自所述平滑部的平滑电压转换为期望的交流电压的直流交流转换部；

将用于进行与所述平滑电压对应的电动机驱动的信息传递至所述直流交流转换部的驱动控制部；和

检测所述电动机的所述电枢电流的电流检测部，

所述驱动控制部包括：基于由所述电流检测部检测出的所述电枢电流推定所述电动机的交链磁通值的磁通推定部；调整所述电枢电流相对于所述电动机产生的感应电压的相位差的电流相位差调整部；和根据所述直流交流转换部输出的电压与由所述电流检测部检测出的所述电枢电流计算所述电动机的输入功率的功率计算部，

所述电流相位差调整部设定相位，以使得由所述磁通推定部推定出的交链磁通推定值为预先设定的交链磁通设定值以下、且由所述功率计算部计算出的所述电动机的输入功率的平均值成为最小值。

2.如权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于：

所述驱动控制部还包括计测表示再生电流从所述电动机流至所述电容器的期间的再生期间计测值的再生期间计测部，

所述电流相位差调整部设定相位，以使得由所述再生期间计测部计测出的所述再生期间计测值为预先设定的再生期间设定值以下。

3.如权利要求1或2所述的逆变器控制装置，其特征在于：

所述磁通推定部，基于预先设定的所述电动机的规格值和由所述电流检测部检测出的所述电枢电流，进行计算来推定正交二轴坐标系的交链磁通。

4.如权利要求2或3所述的逆变器控制装置，其特征在于：

所述电流检测部直接检测所述直流交流转换部的直流侧的母线电流，根据所述母线电流的检测值间接地检测流过所述电动机的所述电枢电流，

所述再生期间计测部，基于所述母线电流的检测值计测再生电流从所述电动机流至所述电容器的期间。

5.如权利要求1～4中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于：

还包括检测所述平滑电压的平滑电压检测部，

所述电流相位差调整部，仅在由所述平滑电压检测部检测出的所述平滑电压检测值低于任意的设定值的情况下进行相位调整。

6.如权利要求1～4中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，还包括：

检测所述交流电源的电压的交流电压检测部；和

对由所述交流电压检测部检测出的交流电压检测值取绝对值的绝对值转换部，

所述电流相位差调整部，仅在由所述绝对值转换部转换后的所述交流电压检测值的绝对值低于任意的设定值的情况下进行相位调整。

7.如权利要求2或3所述的逆变器控制装置，其特征在于，还包括：

检测所述交流电源的电压的交流电压检测部；

对由所述交流电压检测部检测出的交流电压检测值取绝对值的绝对值转换部；和

检测所述平滑电压的平滑电压检测部，

所述再生期间计测部，基于由所述绝对值转换部转换后的所述交流电压检测值的绝对值与由所述平滑电压检测部检测出的平滑电压检测值的大小关系，计测再生电流从所述电动机流至所述电容器的期间。

8.如权利要求7所述的逆变器控制装置，其特征在于：

所述电流相位差调整部，仅在由所述平滑电压检测部检测出的所述平滑电压检测值和由所述绝对值转换部转换后的所述交流电压检测值的绝对值中的至少一个值低于任意的设定值的情况下进行相位调整。

9.如权利要求1～8中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于：

所述平滑部包括电容器和电抗器，将通过所述电容器和电抗器求取的谐振频率设定为交流电源频率的40倍以上。

10.如权利要求1～9中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于：

所述交链磁通设定值设定为从所述电动机向所述电容器充电的再生能量为零时的交链磁通的2.5倍以下。

11.一种电动机，其特征在于：

与权利要求1～10中任一项所述的逆变器控制装置连接，

所述电动机具有以下规格：在所述电动机以规定的转速和负荷转矩驱动的条件下，由所述逆变器控制装置的驱动控制部所控制的交链磁通，是向所述逆变器控制装置的电容器充电的再生能量为零时的交链磁通的2.5倍以下。