CN103378792B - 永磁型同步电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种控制装置，其具有基于永磁型同步电机（80）的转矩指令值计算d、q轴电流指令值的电流指令运算部（18）。该电流指令运算部包括：至少根据转矩指令值计算磁通指令值的磁通指令运算器（111）；输出限制器；为了抑制因电机的再生能量而引起的电力转换器的直流中间电压的上升，而将磁通指令值调整为比通常运转时大的值的磁通校正系数上限值运算器；输出限制器；乘法器；和计算d、q轴电流指令值的电流指令运算器。根据本发明，无论电机运转状态都能够抑制因再生能量而引起的直流中间电压的上升，能够不切换通常运转时与再生能量控制时地利用相同控制系统进行无缝控制。

Description

永磁型同步电机的控制装置

技术领域

本发明涉及用于利用半导体电力转换器驱动永磁型同步电机（永磁同步电机）的控制装置。

背景技术

图6表示用于利用变频器驱动无刷电机的现有的电机驱动装置。该电机驱动装置记载在专利文献1中，例如以洗衣机的洗衣槽驱动用的无刷电机作为适用对象。

在图6中，201是交流电源，202是整流电路，203是平滑电容器，204是变频器主电路，205是无刷电机，206是作为负荷的洗衣槽。

此外，301是检测平滑电容器203的电压E_d1的直流电压检测器，302是输出直流电压指令值E_d1 ^*的直流电源，303是直流电压抑制电路，304是位置检测器，305是转速运算电路，306是被输入有转速指令值N^*和转速运算值N的转速控制电路，307是对变频器主电路204的半导体开关元件输出驱动脉冲的控制电路。

控制电路307使用以下信息生成驱动脉冲：从直流电压抑制电路303输出的d轴电流指令值I_d ^*；从转速控制电路306输出的q轴电流指令值I_q ^*；和从位置检测器304输出的电机205的磁极位置信息。

在此，所谓d轴是指与电机205的转子永磁铁（磁极）产生的磁通平行方向的坐标轴，所谓q轴是指与上述磁通正交的方向（与d轴正交的方向）的坐标轴。

在上述结构中，转速控制电路306对转速指令值N^*和转速运算值N的偏差进行比例积分运算，生成q轴电流指令值I_q ^*。此外，直流电压抑制电路303在电机205定速时和加速时输出“0”作为d轴电流指令值I_d ^*，当电机205减速时，即直流电压检测值E_d1超过直流电压指令值E_d1 ^*时，对E_d1和E_d1 ^*的偏差进行比例积分运算，生成d轴电流指令值I_d ^*。

控制电路307包括电流控制器和二相/三相坐标转换器（都未图示）等。该控制电路307生成驱动脉冲，由此，调整q轴电流，将对电机205的制动转矩（扭矩）控制为规定值，调整d轴电流，将来自电机205的再生能量控制为规定值。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4592712号公报（段落[0030]～[0092]，图1～图3等）

发明内容

发明要解决的课题

在图6记载的现有技术中，为了控制来自电机205的再生能量，需要使d轴电流与q轴电流独立地进行控制。因此，在用于通常运转时（定速时和加速时）的电机205的控制系统上，必须增加设置直流电压抑制电路303等，以控制再生能量，由此电路变得复杂化。

此外，在该现有技术中，电机205的通常运转时的控制与再生时的控制的切换必须在直流电压抑制电路303内的控制系统层次进行。在该情况下，为了避免控制系统的切换时经常产生的不连续或不稳定等问题，需要适当地控制切换动作自身，导致系统进一步复杂化。

另外，在图6所示现有技术中，分别独立地利用d轴电流控制再生能量，利用q轴电流控制电机205的制动转矩。即，该现有技术仅能够应用于转矩不依存d轴电流而仅依存q轴电流的电机，作为这种电机，在永磁型同步电机领域中，仅适合于非凸极性的表面磁铁型同步电机。

另一方面，近年，作为一种永磁型同步电机的埋入磁铁型同步电机在产业设备或混合动力汽车/电动汽车等得到广泛使用。该埋入磁铁型同步电机因为凸极性大，所以不能够忽视d轴电流引起的磁阻转矩，反而，希望积极利用磁阻转矩。

该埋入磁铁型同步电机的转矩与d、q轴电流的关系为非线性，对于控制转矩，不能够独立地控制d轴电流与q轴电流，因此图6所示那样的现有技术不适用。

即，若将图6的现有技术应用于埋入磁铁型同步电机的驱动系统，则不能够得到所希望的转矩控制精度，而导致引起速度控制系统或位置控制系统等系统整体的不稳定化。

此外，在图6所示现有技术中，在通常运转时，仅考虑d轴电流为0或小的值的运转条件。即，在永磁型同步电机高速运转的恒功率区域中，作为必不可少的弱磁通控制动作，d轴电流相对q轴电流成为大的负值的运转条件完全没有考虑。

通常，在电机高速运转时的弱磁通控制中，根据电机旋转速度或电机的电压指令等信息决定d轴电流指令值。但是，图6的现有技术不考虑这些信息，以将功率因数保持在0附近、控制再生能量的目的，独立决定d轴电流指令值I_d ^*。因此，在上述现有技术中，一边进行弱磁通控制一边控制再生能量在理论上不成立，不可能实现恒功率区域的从高速运转减速这样的运转型式。

此外，作为控制再生能量的目的，具有：第一，一边保持系统高效率一边抑制直流中间电压的上升；第二，牺牲效率，无论如何快速抑制直流中间电压的上升。

但是，在图6的现有技术中，在抑制由于再生能量引起的直流中间电压上升时，仅考虑将功率因数保持在0附近进行控制，因此，成为仅重视上述第一目的。即，在图6的现有技术中，不能够区分目的地控制再生能量，因此，如上述第二目的那样尽可能快速抑制直流中间电压的上升，不能够应用于重要的应用。

在此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，无论永磁型同步电机的运转状态，都能够抑制因来自电机的再生能量而引起的电力转换器的直流中间电压的上升。

本发明的另一目的在于，提供不需要切换电机的通常运转时的控制与再生能量的控制、实现无缝（seamless）控制的控制装置。在本发明中，所谓“无缝控制”是指不需要切换通常运转时的控制与再生能量的控制，而能够无需意识各自控制的差异地进行控制。

本发明的又一目的在于，提供能够应用于具有凸极性的埋入磁铁型同步电机的控制装置。

用于解决课题的手段

为了达到上述目的，本发明的控制装置对由半导体电力转换器驱动的永磁型同步电机的电流，以与转子磁极产生的磁通平行的成分的d轴电流和与上述磁通正交的成分的q轴电流分离的方式进行控制，由此控制电机的转矩、速度等。

并且，本发明的控制装置包括电流指令运算单元，该电流指令运算单元至少基于电机的转矩指令值，计算d轴电流指令值和q轴电流指令值。该电流指令运算单元包括：第一运算单元，其根据电机的转矩指令值计算磁通指令值；第二运算单元，其为了抑制由电机的再生能量而引起的电力转换器的直流中间电压的上升，而将磁通指令值调整为比电机的通常运转时大的值；和第三运算单元，其使用大小由第二运算单元调整过的磁通指令值，计算d轴电流指令值和q轴电流指令值。

在此，第三运算单元使用将转矩指令值与转矩运算值的偏差放大而得到的负荷角指令值、和大小由第二运算单元调整过的磁通指令值，计算d轴电流指令值和q轴电流指令值。

并且，第一运算单元包括第一输出限制单元，该第一输出限制单元根据电力转换器的电压指令值振幅和电机的速度，将根据转矩指令值计算出的第一磁通指令值加以限制并作为第二磁通指令值输出，上述第一运算单元构成为向第三运算单元输出将第二磁通指令值乘以磁通校正系数而得到的第三磁通指令值。

此外，本发明（第二运算单元）包括第二输出限制单元，该第二输出限制单元利用上下限值来对将电力转换器的电压限制值与电压指令值振幅的偏差放大而得到的磁通校正系数加以限制并输出，第二运算单元将第二磁通指令值乘以从第二输出限制单元输出的磁通校正系数，生成第三磁通指令值。

另外，磁通校正系数的上限值从磁通校正系数上限值运算单元输出。该磁通校正系数上限值运算单元选择第一上限值、第二上限值和第三上限值中的任一个作为磁通校正系数的上限值进行输出，其中，第一上限值为电机的通常运转时的上限值，第二上限值和第三上限值为电机的再生能量控制时的上限值且大于第一上限值。

此外，磁通校正系数上限值运算单元根据电力转换器的直流中间电压或电机的速度指令值选择上限值。即，磁通校正系数上限值运算单元选择固定值作为第二上限值，基于预先设定的图案，选择根据直流中间电压而变化的上限值，作为第三上限值。

上述构成的本发明的作用如下：

在电机的通常运转时，将从上位控制系统发送到电流指令运算单元的转矩指令值换算为磁通指令值和负荷角指令值的量纲（dimension）后，生成d轴电流指令值和q轴电流指令值。即，电流指令运算单元能够容易地操作与控制电机的再生能量直接关联的电机的磁通量。此外，本发明的控制装置在电机的通常运转时，通过磁通调节单元对与电力转换器的直流中间电压成比例的电压限制值与电压指令值振幅的偏差进行积分，生成磁通校正系数，利用第二输出限制单元限制其上下限值，调整磁通校正系数。

在电机的通常运转时，直流中间电压的上升比较少，因此，可以将磁通校正系数的上限值设定为例如100%。另一方面，在产生电机的再生能量的情况下，直流中间电压自然上升，因此，磁通校正系数也自动增加。此外，为了抑制由于再生能量而引起的直流中间电压的上升，理论上需要设定大的磁通量。

此处，在需要再生能量控制时，如果将磁通校正系数的上限值设定为比100%大的值，则能够自动抑制直流中间电压的上升。换句话说，在本发明的控制系统中，能够通过同一结构的控制系统进行通常运转时的控制和再生能量控制。

通常运转时的控制与再生能量控制的切换，只要改变磁通校正系数上限值的设定即可实现。因此，根据本发明，不需要为了进行再生能量控制而追加新的控制系统或切换控制系统层次（level），实现简单且无缝的系统。

此外，在本发明中，不仅通过上述电压控制生成磁通校正系数，而且按照转矩指令值控制转矩，为此，利用负荷角调节单元对转矩指令值与转矩运算值的偏差进行比例积分运算，生成负荷角的补偿量。为了在再生能量的控制时也能够应用相同控制系统的结构，对用于抑制直流中间电压上升的磁通量的增加，能够通过负荷角补偿，正确且自动地按照转矩指令值控制电机的转矩。

而且，直接使用表示作为应用对象的电机转矩与d、q轴电流/磁通的关系的理论方程式，对在负荷角的补偿量运算中使用的转矩运算值进行运算，由此，即使在由于磁阻转矩大的电机或磁饱和的影响而电感发生变化的情况下也能够应用本发明。即，本发明并不是以再生能量控制和制动力矩控制为目的分别地控制d轴电流和q轴电流，而是为了实现再生能量控制和制动力矩控制双方的目的，一同生成d轴电流指令值和q轴电流指令值。由此，不仅无磁阻转矩的表面磁铁型同步电机，即使对于有磁阻转矩的埋入磁铁型同步电机，也能够一并实现再生能量控制和制动力矩控制。

此外，在本发明中，为了实现通常的恒功率区域的高速运转时必要的弱磁通控制，根据旋转速度使磁通减少，并且，通过上述电压控制，调整磁通校正系数，使磁通减少。在从电机高速运转状态减速时，需要控制再生能量的情况下，将磁通校正系数的上限值设定为大的程度。并且，对根据旋转速度减少的磁通量，乘以根据因再生能量而上升的直流中间电压求得的磁通校正系数。由此，能够在高速运转时的弱磁通控制和再生能量控制双方都能够实现的平衡点上动作。

即，本发明的控制装置具备能够常时进行恒功率区域的弱磁通控制的结构，不仅永磁型同步电机的恒转矩区域，即使在高速运转的恒功率区域，也能够利用相同结构的控制系统，实现再生能量控制。

而且，本发明的控制装置在上限值运算单元内部具备二个设定单元，作为再生能量控制时的磁通校正系数的上限值的设定单元。

第一设定单元是将磁通校正系数的上限值直接地设定为固定值的单元，利用该单元设定的上限值相当于本技术方案中的第二上限值。通过与实际的运转条件或电机的参数等一致地设定磁通校正系数的上限值作为第二上限值，能够迅速抑制直流中间电压的上升。

另一方面，第二设定单元基于预先准备的直流中间电压与磁通校正系数的上限值的关系图案，根据直流中间电压的变化，自动设定磁通校正系数的上限值。利用该单元设定的上限值相当于本技术方案中的第三上限值。通过使用该第二设定单元，能够仅使必要的磁通量增加地高效率维持系统整体。

对于选择上述第一或第二设定单元之中哪一个，使用电机的运转状态或直流中间电压等信息进行判断。即，本发明不仅从效率的角度考虑，也从响应性的角度考虑，根据再生能量控制目的调整磁通校正系数的上限值，由此控制磁通指令值。

发明效果

按照本发明，在永磁型同步电机的任何运转状态（加速时/恒速时/减速时）下，都能够抑制由于来自电机的再生能量而引起的直流中间电压的上升。

此外，按照本发明，不需要切换通常运转时的控制与再生能量控制，实现无缝控制，并且，与有无凸极性无关，能够应用于各种永磁型同步电机。

附图说明

图1是表示本发明实施方式的方框图。

图2是表示图1的电流指令运算部的结构的方框图。

图3是表示图2的磁通校正系数上限值运算器的结构的方框图。

图4是表示图3的在上限值运算器中设定的直流中间电压与磁通校正系数上限值之间关系的图。

图5是表示由图3的上限值选择器进行的磁通校正系数上限值的选择动作的一个例子的流程图。

图6是表示专利文献1所记载的现有技术的方框图。

附图标记的说明

11u：u相电流检测器

11w：w相电流检测器

12：电压检测器

13：PWM电路

14：电流坐标转换器

15：电压坐标转换器

16、19d、19q：减法器

17：速度调节器

18：电流指令运算部

20d：d轴电流调节器

20q：q轴电流调节器

21：电压振幅运算器

22：电压限制值运算器

50：三相交流电源

60：整流电路

70：电力转换器

80：永磁型同步电机

90：磁极位置检测器

91：速度检测器

111：磁通指令运算器

112：负荷角指令运算器

121、131：减法器

122：磁通调节器

123：输出限制器

124：磁通校正系数上限值运算器

125：乘法器

126：上限值设定器

127：上限值运算器

128：上限值选择器

132：负荷角调节器

133：电流指令运算器

134：转矩运算器

135：加法器

141：磁通限制值运算器

142：输出限制器

具体实施方法

下面参照附图说明本发明的实施方式。图1是共同表示该实施方式的控制装置和驱动永磁型同步电机的主电路的方框图。

首先，说明驱动永磁型同步电机80的主电路。

在图1中，50是三相交流电源，整流电路60对交流电源50的三相交流电压进行整流，转换为直流中间电压。该直流中间电压被供给到由PWM变频器构成的电力转换器70，转换成用于驱动电机80的具有规定的振幅、频率的三相交流电压。

下面，说明用于通过电力转换器70驱动电机80的控制装置的结构和作用。

在图1中，电压检测器12检测成为电力转换器70的输入的直流中间电压E_dc。磁极位置检测器90检测永磁型同步电机80的转子的磁极位置θ₁，速度检测器91检测电机80的速度ω₁。

减法器16对速度指令值ω^*和速度检测值ω₁的偏差进行计算，速度调节器17放大该偏差，计算出转矩指令值τ^*。

电压限制值运算器22计算出与直流中间电压E_dc大致成比例的电压限定值V_alim。该电压限定值V_alim设为由直流中间电压E_dc决定的电力转换器70的最大输出电压以下。

电流指令运算部18根据转矩指令值τ^*、电压限定值V_alim、电压指令值振幅V_a ^*和速度检测值ω₁，计算d、q轴电流指令值i_d ^*、i_q ^*，使得在电机80的通常运转时，在电机80的端子电压成为电力转换器70的最大输出电压以下的条件下，转矩/电流成为最大且输出所希望的转矩。

此外，电流指令运算部18根据直流中间电压E_dc和速度指令值ω^*，计算d、q轴电流指令值i_d ^*、i_q ^*，使得在再生能量控制时抑制直流中间电压E_dc的上升且输出所希望的转矩。

上述电流指令运算部18构成本发明的主要部分，在后文进行详细说明。

电流坐标转换器使用分别从u相电流检测器11u、w相电流检测器11w输出的相电流检测值i_u、i_w，求取三相份的电流检测值i_u、i_v、i_w。进而，基于磁极位置检测值θ₁，将这些电流检测值i_u、i_v、i_w坐标转换为d、q轴电流检测值i_d、i_q。

减法器19d对d轴电流指令值i_d ^*与d轴电流检测值i_d的偏差进行计算，d轴电流调节器20d放大该偏差，计算d轴电压指令值v_d ^*。另一方面，减法器19q对q轴电流指令值i_q ^*与q轴电流检测值i_q的偏差进行计算，q轴电流调节器20q放大该偏差，计算q轴电压指令值v_q ^*。

电压振幅运算器21根据d轴电压指令值v_d ^*、q轴电压指令值v_q ^*的矢量和，通过式（1）计算电压指令值振幅V_a ^*。此外，该电压指令值振幅V_a ^*被输入到电流指令运算部18。

${V_a}^{*}=\sqrt{{v_d}^{\text{*2}}\text{+}{v_q}^{*2}}---\left(1\right)$

d、q轴电压指令值v_d ^*、v_q ^*通过电压坐标转换器15，基于磁极位置检测值θ₁，转换为相电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

PWM电路13根据相电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*和直流中间电压E_dc生成门信号。电力转换器70根据该门信号控制内部的半导体开关元件，将电机80的端子电压控制为相电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

下面，参照图2说明图1的电流指令运算部18。

在图2中，磁通指令运算器111相当于技术方案中的第一运算部，根据转矩指令值τ^*计算第一磁通指令值Ψ₀ ^*。第一磁通指令值Ψ₀ ^*在转矩/电流成为最大的条件下计算，但是，在线执行该计算很困难。于是，在磁通指令运算器111中，预先准备转矩/电流成为最大的磁通指令值的参照表，通过在运转时利用该参照表，根据转矩指令值τ^*计算第一磁通指令值Ψ₀ ^*。

磁通限制值运算器141为了将电机80的端子电压限制为电力转换器70的最大输出电压以下，因此，使用电压限制值V_alim和速度检测值ω₁，通过式（2）计算磁通限制值Ψ_lim。该磁通限制值Ψ_lim被提供至后述的第一输出限制器142。

${\mathrm{\Ψ}}_{\lim }=\frac{V_{\mathrm{alim}}}{\left|{\mathrm{\ω}}_1\right|}---\left(2\right)$

第一输出限制器142通过将从磁通指令运算器111输出的第一磁通指令值Ψ₀ ^*的上限值限制为上述磁通限制值Ψ_lim，计算并输出第二磁通指令值Ψ₁ ^*。

此外，减法器121对电压限制值V_alim与电压指令值振幅V_a ^*的偏差进行计算，磁通调节器122放大该偏差，计算第一磁通校正系数K_Ψ0。上述磁通调节器122由例如积分调节器构成。

在磁通调节器122的输出侧设有第二输出限制器123。通过将该输出限制器123的上限值设为“K_Ψmax”，下限值设为“0.0”，来限制第一磁通校正系数K_Ψ0，得到第二磁通校正系数K_Ψ。上述上限值K_Ψmax可以由磁通校正系数上限值运算器124求得。磁通校正系数上限值运算器124详细将在后文说明。

乘法器125对第二磁通校正系数K_Ψ和第二磁通指令值Ψ₁ ^*进行乘法运算，求取第三磁通指令值Ψ^*。

在此，磁通调节器122、第二输出限制器123、磁通校正系数上限值运算器124、乘法器125等构成本技术方案中的第二运算部。

负荷角指令运算器112基于转矩指令值τ^*计算负荷角指令值的前馈补偿值δ₀ ^*。此外，减法器131计算转矩指令值τ^*和转矩运算值τ_calc的偏差。负荷角调节器132放大上述偏差，计算负荷角指令值的校正值δ_PI ^*。在此，负荷角调节器132由比例积分放大器构成。

加法器135对负荷角指令值的前馈补偿值δ₀ ^*和校正值δ_PI ^*进行加法运算，计算负荷角指令值δ^*。

转矩运算器134使用d、q轴电流指令值i_d ^*、i_q ^*，通过式（3）求取转矩运算值τ_calc：

τ_calc＝Ψ_mi_q ^*＋(L_d－L_q)i_d ^*i_q ^*（3）

其中，L_d：d轴电感，L_q：q轴电感，Ψ_m：永磁铁的磁通。

电流指令运算器133相当于本技术方案中的第三运算部。该电流指令运算器133根据第三磁通指令值Ψ^*和负荷角指令值δ^*计算d、q轴磁通指令值Ψ_d ^*、Ψ_q ^*。接着，电流指令运算器133根据d、q轴磁通指令值Ψ_d ^*、Ψ_q ^*计算电流指令值i_d ^*、i_q ^*。式（4）表示d、q轴磁通指令值Ψ_d ^*、Ψ_q ^*的运算式，式（5）表示电流指令值i_d ^*、i_q ^*的运算式：

$\left\{\begin{array}{c}{{\mathrm{\Ψ}}_d}^{*}={\mathrm{\Ψ}}^{*}\cos {\mathrm{\δ}}^{*}\\ {{\mathrm{\Ψ}}_q}^{*}={\mathrm{\Ψ}}^{*}\sin {\mathrm{\δ}}^{*}\end{array}\right.---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i_d}^{*}=\frac{{{\mathrm{\Ψ}}_d}^{*}-{\mathrm{\Ψ}}_m}{L_d}\\ {i_q}^{*}=\frac{{{\mathrm{\Ψ}}_q}^{*}}{L_q}\end{array}\right.---\left(5\right)$

图2所示的电流指令值运算部18的结构可以照原样应用于为了抑制因再生能量而引起的直流中间电压E_dc的上升的再生能量控制。

如上所述，由磁通调节器122求得的第一磁通校正系数K_Ψ0由输出限制器123限制上下限值。实际上，通过仅调整输出限制器123的上限值K_Ψmax能实现再生能量控制。

在此，在通常运转时，几乎没有直流中间电压E_dc的上升，因此可以将输出限制器123的上限值K_Ψmax设定为“1.0”。

另一方面，在再生能量控制时，由于从电机80产生的再生能量，直流中间电压E_dc自然增加，由磁通调节器122计算的第一磁通校正系数K_Ψ0也自动变大。这时，若照原样地将上限值K_Ψmax设定为通常运转时的值“1.0”，则第二磁通校正系数K_Ψ不能成为“1.0”以上，不能抑制直流中间电压E_dc上升。

为此，若将电机80的磁通设定得大，则电机80的损失（铜损＋铁损）自动增加，再生能量作为电机80的内部损失被消耗，抑制因再生能量而引起的直流中间电压E_dc的上升。因此，若仅将磁通校正系数的上限值K_Ψmax设定为比“1.0”大的值，则由于直流中间电压E_dc的上升，第三磁通指令值Ψ^*自动变大，由此能够抑制直流中间电压E_dc的上升。

图3表示设定/运算上限值K_Ψmax的磁通校正系数上限值运算器124的结构。

在磁通校正系数上限值运算器124中，区分通常运转时与再生能量控制时，选择上限值K_Ψmax输出。

首先，通常运转时的上限值K_Ψmax设定为“1.0”。该通常运转时的上限值K_Ψmax是本技术方案中的第一上限值。

与此相对，在再生能量控制时，使用上限值设定器126或上限值运算器127中的任一个，决定上限值K_Ψmax。由上限值设定器126设定的上限值K_Ψmax相当于本技术方案中的第二上限值，由上限值运算器127计算的上限值K_Ψmax相当于本技术方案中的第三上限值。

上述上限值设定器126和上限值运算器127可以根据应用目的区分使用。

上限值设定器126具有将上限值K_Ψmax设定为比“1.0”大的固定值的功能。在此，上限值K_Ψmax是调整参数，配合实际运转条件和电机80的参数，用于快速抑制因再生能量而引起的直流中间电压E_dc的上升。

另一方面，上限值运算器127基于如图4所示表示预先设定的直流中间电压E_dc与上限值K_Ψmax关系的图案，决定上限值K_Ψmax。即，在上限值运算器127中，预先将上述图案保存在参照表中，根据直流中间电压E_dc，参照上述图表，自动计算上限值K_Ψmax。

在上限值运算器127中，相对直流中间电压E_dc的增加部分，使得上限值K_Ψmax增加，而增加磁通，因此能够一边维持系统高效率一边实现再生能量控制。在图4所示图案中，将上限值K_Ψmax的最大值设定为“1.5”，因此，相对通常运转时的磁通，能使磁通增加到1.5倍。另外，在实际中，电机能容许的磁通最大值不同，因此，需要根据电机设定上限值K_Ψmax的最大值。

图4的横轴所示的E_dcrated、E_dcmax分别表示额定直流中间电压、最大能容许的直流中间电压。

图3所示的上限值选择器128根据运转状态（速度指令值ω^*）或直流中间电压E_dc，判断是通常运转时还是再生能量控制时，根据该判断结果，从第一至第三上限值中选择上限值K_Ψmax。此外，在判断为再生能量控制时的情况下，选择上限值设定器126的输出（第二上限值）或上限值运算器127的输出（第三上限值）中的任一个，作为上限值K_Ψmax。

上限值选择器128的上限值K_Ψmax的选择动作根据应用而不同，图5是表示上限值K_Ψmax的选择动作的一个例子的流程图。

上限值选择器128首先取得运转状态（速度指令值ω^*）和直流中间电压E_dc（步骤S1）。接着，在基于速度指令值ω^*判断运转状态为减速时的情况下（步骤S2的“是”），对于直流中间电压E_dc因再生能量而可靠且明显上升的减速状态，为了迅速地抑制直流中间电压E_dc，将磁通校正系数的上限值K_Ψmax设定为比“1.0”大的固定值（步骤S3）。即，选择由上限值设定器126设定的上限值K_Ψmax。

另一方面，在判断运转状态为加速结束时（发生速度过冲时）的情况下（步骤S2的“否”，步骤S4的“是”），直流中间电压E_dc的增加量比较小，因此选择由上限值运算器127计算出的上限值K_Ψmax（步骤S5）。即，根据图4所示特性，选择与直流中间电压E_dc相应的上限值K_Ψmax输出。

此外，在不是加速结束时（步骤S4的“否”），电机80等速运转的运转状态下，在通过外部的负荷机使电机80旋转而产生再生能量的状态下，根据速度指令值ω^*的信息，不能够判断运转状态。因此，基于直流中间电压E_dc的检测值判断运转状态。在定速运转状态下，直流中间电压E_dc的上升比较慢，因此，利用上限值运算器127计算根据直流中间电压E_dc而变动的上限值K_Ψmax，选择该上限值K_Ψmax（步骤S6的“是”，步骤S5）。

进而，在直流中间电压E_dc不上升的情况下，判断为通常运转时，选择“1.0”作为上限值K_Ψmax（步骤S7）。

如上所述，根据本实施方式，仅通过变更称为磁通校正系数的上限值K_Ψmax的参数，就能够利用相同的控制系统实现通常运转时的控制和再生能量控制双方。

另外，优选在图2所示磁通指令运算器111、负荷角指令运算器112、电流指令运算器133和转矩运算器134中，直接导入永磁型同步电机80的磁通与电流的关系方程式、和转矩与电流的关系方程式。由此，即使对埋入磁铁型同步电机等凸极性大的电机，也能够一边进行再生能量控制一边正确且自动地控制所希望的转矩。

并且，在图2中，通过设置磁通限制值运算器141和磁通调节器122等，能够常时地执行用于使得电压指令值振幅V_a ^＊不超过电压限制值V_alim的弱磁通控制运算。因此，能够在电机80高速运转时一并实现弱磁通控制和再生能量控制。

在本实施方式中，说明了具备速度控制系统的控制装置，但是，在具有位置控制系统的情况下，可以在图1的速度控制环路中追加成为外环路的位置控制环路。此外，在具有转矩控制系统的情况下，不需要速度控制环路，可以直接将转矩指令提供至电流指令运算部18。

并且，在图1中，通过磁极位置检测器90、速度检测器91检测电机80的磁极位置信息、速度信息，但是，本发明并不限定于此，也可以应用于通过所谓无位置/速度传感器方式由运算来推断磁极位置/速度的情况。

Claims (7)

1.一种永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

该永磁型旋转机将由半导体电力转换器驱动的永磁型同步电机的电流，分离成与转子磁极产生的磁通平行的成分的d轴电流和与所述磁通正交的成分的q轴电流地进行控制，由此控制所述电机，

所述永磁型旋转机包括至少基于所述电机的转矩指令值来计算d轴电流指令值和q轴电流指令值的电流指令运算单元，

所述电流指令运算单元包括：

第一运算单元，其根据所述电机的转矩指令值计算所述电机的磁通指令值；

第二运算单元，其将所述磁通指令值调整为比所述电机的通常运转时大的值，以抑制由所述电机的再生能量而引起的所述半导体电力转换器的直流中间电压的上升；和

第三运算单元，其使用将所述转矩指令值与转矩运算值的偏差放大而得到的负荷角指令值，和大小由第二运算单元调整过的磁通指令值，计算所述d轴电流指令值和q轴电流指令值。

2.根据权利要求1所述的永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

所述第一运算单元包括第一输出限制单元，所述第一输出限制单元根据所述电力转换器的电压指令值振幅和所述电机的速度，将根据所述转矩指令值计算出的第一磁通指令值加以限制并作为第二磁通指令值输出。

3.根据权利要求2所述的永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

所述第一运算单元向所述第三运算单元输出将所述第二磁通指令值乘以磁通校正系数而得到的第三磁通指令值。

4.根据权利要求3所述的永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

所述第二运算单元包括第二输出限制单元，所述第二输出限制单元利用上下限值来对将所述电力转换器的电压限制值与电压指令值振幅的偏差放大而得到的磁通校正系数加以限制并输出，

将所述第二磁通指令值乘以从所述第二输出限制单元输出的所述磁通校正系数，生成所述第三磁通指令值。

5.根据权利要求3所述的永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

所述第二运算单元包括磁通校正系数上限值运算单元，所述磁通校正系数上限值运算单元选择第一上限值、第二上限值和第三上限值中的任一个作为所述磁通校正系数的上限值进行输出，其中，所述第一上限值为所述电机的通常运转时的上限值，所述第二上限值和所述第三上限值为所述电机的再生能量控制时的上限值且大于所述第一上限值。

6.根据权利要求5所述的永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

所述磁通校正系数上限值运算单元根据直流中间电压或速度指令值选择所述上限值。

7.根据权利要求5或6所述的永磁型同步电机的控制装置，其特征在于：

所述磁通校正系数上限值运算单元设定固定值作为所述第二上限值，并基于预先设定的图案求出根据直流中间电压而变化的上限值作为所述第三上限值。