CN101479925A - 感应电动机的矢量控制装置、感应电动机的矢量控制方法及感应电动机的驱动控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明具有：次级磁通指令运算单元(40)，该次级磁通指令运算单元(40)根据来自外部的转矩指令、输入到逆变器的直流电压、和逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到逆变器(4)能够产生的最大电压来运算对感应电动机(6)的次级磁通指令；q轴/d轴电流指令生成单元(8、9)，该q轴/d轴电流指令生成单元(8、9)根据转矩指令和次级磁通指令，在以感应电动机(6)的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；输出电压运算单元(电压非干扰运算部14、加法器17、和加法器18)，该输出电压运算单元根据q轴电流指令、d轴电流指令、和感应电动机(6)的电路常数，来运算逆变器(4)应输出的输出电压；及电压指令/PWM信号发生单元(50)，该电压指令/PWM信号发生单元(50)控制逆变器(4)，使得逆变器(4)输出所述输出电压。

Description

感应电动机的矢量控制装置、感应电动机的矢量控制方法及感应电动机的驱动控制装置

技术领域

本发明涉及与将直流电压变换成任意频率的交流电压并输出的逆变器连接的感应电动机的矢量控制装置、感应电动机的矢量控制方法及感应电动机的驱动控制装置。

背景技术

关于使用逆变器来对感应电动机进行矢量控制的基本技术，是在产业界广泛使用的公知技术，通过单独操作逆变器输出电压的大小和相位，来操作与电动机内的次级磁通具有正交的关系的转矩分量电流，以高速瞬时控制电动机的转矩。

该感应电动机的矢量控制是近年在电气铁路中也应用起来的技术。

电车的驱动用逆变器的特征在于，切换逆变器的开关模式，使得在低速段使用一般常用的多脉冲PWM模式，在逆变器输出电压饱和而固定于最大值的中高速段使用单脉冲模式。

这里，多脉冲PWM(pulse width modulation：脉冲宽度调制)模式是指一般众所周知的PWM方法，是比较频率1kHz左右的三角波和电压指令、来产生PWM信号的模式。

另外，单脉冲模式是指将逆变器的输出线电压采用120度的矩形波通电波形，其特征在于，可使逆变器输出电压的基波有效值为最大，另外由于可使输出电压基波半周期中的脉冲数为最小的1，因此可使逆变器的开关损耗最小，并使冷却装置小型化，可得到小型轻便的逆变器。

此外，120度的矩形波通电波形是指逆变器的线电压在半周期具有1个脉冲、其通电宽度为电角度120度的电压波形。

电车的逆变器在从低速段的多脉冲PWM模式到中高速段中的逆变器的输出电压饱和、固定于最大值的单脉冲模式的全部区域，能进行稳定的矢量控制是不可或缺的，逆变器的输出电压饱和区域中的矢量控制技术、脉冲模式的切换技术成为重要的因素。

特别是在逆变器的输出电压饱和区域中，由于逆变器的输出电压的大小固定在与逆变器的输入电压对应的最大值，因此为了使矢量控制成立，需要想办法解决。

在逆变器的输出电压饱和区域，用矢量控制装置算出的逆变器输出电压指令超过逆变器实际能输出的最大电压时，逆变器便不能输出按照逆变器输出电压指令的电压。

因此，对感应电动机的次级磁通指令和电动机内部的次级磁通变得不一致，难以适当地实施矢量控制。

为避免这种现象，需要调整次级磁通指令，使得逆变器输出电压指令不超过逆变器实际能输出的最大电压。

具体来讲，当逆变器输出电压指令超过逆变器实际能输出的最大电压时，需要减小次级磁通指令来减小逆变器输出电压指令。

下述所示的非专利文献1中示出解决上述那样的问题的矢量控制方法。

非专利文献1中示出，当用矢量控制装置算出的逆变器输出电压指令超过逆变器能输出的最大电压时，将逆变器输出电压指令和实际逆变器能输出的电压之差输入到磁通校正控制器，利用磁通校正控制器的输出来进行调整以减小次级磁通指令，通过采用这样的结构，可将逆变器输出电压指令修正成与逆变器实际能输出的最大电压一致，在逆变器的输出电压饱和区域中也可进行矢量控制。

非专利文献1：「电压固定模式中的感应电动机的矢量控制」，平成10年电气学会论文志D，118卷9号

但是，所述非专利文献1所示的感应电动机的矢量控制方法中，是在逆变器输出电压指令超过逆变器实际能输出的电压后，磁通校正控制器进行动作来调整次级磁通指令，减小逆变器输出电压指令，使得逆变器输出电压指令与逆变器实际能输出的最大电压一致。

即，非专利文献1所示的感应电动机的矢量控制是利用所谓反馈环来进行逆变器输出电压指令的修正的结构。

因此，存在如下问题，即在逆变器输出电压指令被适当地修正之前的期间，逆变器输出电压指令与逆变器输出电压不一致，不能进行稳定的矢量控制。

另外，存在如下问题，即由于需要追加反馈环、及其构成要素即磁通校正控制器，并设计控制常数，因此较为费事。

发明内容

本发明是为解决这样的问题而完成的，其目的在于，提供不用反馈环而能够在感应电动机的从低速段到高速段的全部区域进行稳定的矢量控制的感应电动机的矢量控制装置、感应电动机的矢量控制方法及感应电动机的驱动控制装置。

本发明所涉及的感应电动机的矢量控制装置，是通过逆变器来驱动控制感应电动机的矢量控制装置，其中，具有：

次级磁通指令运算单元，该次级磁通指令运算单元根据来自外部的转矩指令、输入到所述逆变器的直流电压、所述逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到所述逆变器能够产生的最大电压来运算对所述感应电动机的次级磁通指令；q轴/d轴电流指令生成单元，该q轴/d轴电流指令生成单元根据所述转矩指令和所述次级磁通指令，在以所述感应电动机的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；输出电压运算单元，该输出电压运算单元根据所述q轴电流指令、所述d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数，来运算所述逆变器应输出的输出电压；及电压指令/PWM信号发生单元，该电压指令/PWM信号发生单元控制所述逆变器使得所述逆变器输出所述输出电压。

另外，本发明所涉及的感应电动机的矢量控制方法，是通过逆变器来驱动控制感应电动机的矢量控制方法，其中，具有：

根据来自外部的转矩指令、输入到所述逆变器的直流电压、所述逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到所述逆变器能够产生的最大电压来运算对所述感应电动机的次级磁通指令的步骤；根据所述转矩指令和所述次级磁通指令，在以所述感应电动机的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令的步骤；根据所述q轴电流指令、所述d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数，来运算所述逆变器应输出的输出电压的步骤；及控制所述逆变器使得所述逆变器输出所述输出电压的步骤。

另外，本发明所涉及的感应电动机的驱动控制装置，具有：逆变器，该逆变器驱动控制感应电动机；次级磁通指令运算单元，该次级磁通指令运算单元根据来自外部的转矩指令、输入到所述逆变器的直流电压、所述逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到所述逆变器能够产生的最大电压来运算对所述感应电动机的次级磁通指令；q轴/d轴电流指令生成单元，该q轴/d轴电流指令生成单元根据所述转矩指令和所述次级磁通指令，在以所述感应电动机的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；输出电压运算单元，该输出电压运算单元根据所述q轴电流指令、所述d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数，来运算所述逆变器应输出的输出电压；及电压指令/PWM信号发生单元，该电压指令/PWM信号发生单元控制所述逆变器使得所述逆变器输出所述输出电压。

根据本发明，由于对感应电动机的次级磁通指令与逆变器的输出电压饱和状态无关，而通过前馈生成，因此为了生成次级磁通指令而不用反馈环，能够在感应电动机的从低速段到高速段的全部区域进行稳定的矢量控制。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的感应电动机的矢量控制装置的构成的方框图。

图2是表示实施方式1中的次级磁通指令运算部的构成例的方框图。

图3是说明实施方式1中的次级磁通指令运算部的内部信号的情况的图。

图4是表示实施方式1中的电压指令/PWM信号生成部的构成例的方框图。

图5是用于说明根据实施方式1的感应电动机的矢量控制装置的动作图。

图6是表示实施方式1中的仿真波形图。

图7是表示实施方式1中的转矩响应仿真波形图。

标号说明

1：直流电源                 2：电抗器

3：电容器                   4：逆变器

5a～5c：电流检测器          6：电动机

7：速度检测器               8：q轴电流指令生成部

9：d轴电流指令生成部        10、11：减法器

12：q轴电流控制器           13：d轴电流控制器

14：电压非干扰运算部        17、18：加法器

19：转差角频率指令生成部    20：次级电阻校正部

21：加法器                  22：积分器

23：三相—dq轴坐标变换器    40：次级磁通指令运算部

41：输出电压最大值运算部    42：最大电压次级磁通指令运算部

43：开关                    44：低位优先部

50：电压指令/PWM信号生成部  51：调制率运算部

52：电压相位角运算部        53：乘法器

54：调整增益表              55：电压指令运算部

56：加法器                  57：多脉冲载波信号生成部

58：同步三脉冲载波信号生成部

59：开关                    60：脉冲模式切换处理部

61～63：比较器              64～66：反相电路

100：矢量控制装置

具体实施方式

下面根据附图，说明本发明的实施方式之一。

此外，在各图之间，同一标号表示同一或相当的内容。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的感应电动机的矢量控制装置的构成例的方框图。

如图所示，主电路具有：直流电源1、用于抑制高次谐波电流向电源侧流出的由电抗器2和电容器3构成的LC滤波器电路、将电容器3的直流电压Efc变换成任意频率的交流电压的逆变器4、及对感应电动机(以下简单称为电动机)6进行矢量控制的矢量控制装置100。

也可认为是用逆变器4和矢量控制装置100构成利用矢量控制来对电动机6进行驱动控制的驱动控制装置。

矢量控制装置100采用如下结构，即，输入来自检测电动机6的转速的速度检测器7的信号、来自检测电流的电流检测器5a～5c的信号、电容器3的电压Efc(即利用电容器3将从直流电源1施加到逆变器4的电压进行平滑后的直流电压)，并且输入来自外部的未图示的控制装置(例如系统控制部等)的转矩指令Tm^*，并进行控制，使得电动机6产生的转矩Tm与转矩指令Tm^*一致。

此外，若将电流检测器设置在最少两相时，则剩余一相的电流可通过运算来算出。

另外，不设置速度检测器7、而通过运算来算出电动机6的转速的「无速度传感器矢量控制方式」也已实用化，此时，不需要速度检测器7。

矢量控制装置100是在将与电动机6的次级磁通轴一致的轴定义为d轴、将与该d轴正交的轴定义为q轴的dq轴旋转坐标系上进行电动机的控制的，即成为进行所谓矢量控制的结构。

下面对构成矢量控制装置100的各要素的构成和动作进行说明。

如图1所示，q轴电流指令生成部8及d轴电流指令生成部9由从外部的控制装置(未图示)输入的转矩指令Tm*、用次级磁通指令运算部40生成的次级磁通指令Φ2*及电动机6的电路常数，根据下面的式(1)、式(2)，对d轴(励磁分量)电流指令Id*、q轴(转矩分量)电流指令Iq*进行运算。

Iq*＝(Tm*/(Φ2*·PP))·(L2/M)…(1)

Id*＝Φ2*/M+L2/(M·R2)·sΦ2*…(2)

这里，式(1)、式(2)中，L2是电动机的次级自感，用L2＝M+12来表示。另外，M表示互感，l2表示次级漏感，s表示微分算符，PP表示电动机6的极对数，R2表示电动机6的次级电阻。

此外，次级磁通指令运算部40是成为本发明的中心的部分，将在后面阐述详细的构成和动作。

接着，转差角频率指令生成部19由d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*、及电动机6的电路常数，根据下面的式(3)，对提供给电动机6的转差角频率指令ωs*进行运算。

ωs*＝(Iq*/Id*)·(R2/L2)     …(3)

这里，式(3)中，R2是电动机的次级电阻。

次级电阻校正部20中采用如下结构，即通过对q轴电流指令Iq*和q轴电流Iq之差进行比例积分控制，根据下面的式(4)，得到次级电阻误差校正值PFS。

本构成的目的在于，在电动机6的常数中，补偿对转矩控制性能带来较大影响的「由温度所引起的次级电阻R2的变化」。

该次级电阻校正值PFS只在后述的控制模式2中，根据下面的式(4)被输出，在后述的控制模式1中，设为零。

PFS＝(K3+K4/s)·(Iq*—Iq)     …(4)

此外，上述式(4)中，s是微分算符，K3是比例增益，K4是积分增益，比例增益K3是与Iq*和Iq的偏差相乘的系数，积分增益K4是与Iq*和Iq的偏差的积分项相乘的系数。

用加法器21将利用式(3)算出的转差角频率指令ωs*、安装在电动机6的轴端的速度检测器7的输出即旋转角频率ωr及次级电阻校正部20的输出即次级电阻校正值PFS进行相加，将该相加的结果作为逆变器4输出的逆变器角频率ω，将用积分器22对该逆变器角频率ω进行积分后的结果作为坐标变换的基本相位角θ，输入到后述的电压指令/PWM信号生成部50及三相—dq轴坐标变换器23。

三相—dq轴坐标变换器23中，将利用电流检测器5a～5c检测出的U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw，变换成根据下面的式(5)算出的dq坐标上的d轴电流Id和q轴电流Iq。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Iq}\\ \mathrm{Id}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \sin \mathrm{\θ}& \sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}\mathrm{IU}\\ \mathrm{IV}\\ \mathrm{IW}\end{array}\right)\·\·\·\left(5\right)$

接着，在减法器10中，取得q轴电流指令Iq*和q轴电流Iq之差，将该结果(即Iq*和Iq之差)输入到下一级的q轴电流控制器12。

q轴电流控制器12对被输入的值(即Iq*和Id之差)进行比例积分控制，输出q轴电压补偿值qe。

另外，在减法器11中，取得d轴电流指令Id*和d轴电流Id之差，将该结果(即Id*和Id之差)输入到下一级的d轴电流控制器13。

d轴电流控制器13对被输入的值(即Id*和Id之差)进行比例积分控制，输出d轴电压补偿值de。

q轴电流误差qe及d轴电流误差de用下面的式(6)、式(7)来表示。

qe＝(K1+K2/s)·(Iq*—Iq)…(6)

de＝(K1+K2/s)·(Id*—Id)…(7)

这里，式(6)、式(7)中，s是微分算符，K1是比例增益，K2是积分增益。

此外，如同后述，qe及de在从控制模式1(后述)转移到控制模式2(后述)后，逐渐减为零。

接着，在电压非干扰运算部14中，由d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*及电动机6的电路常数，根据下面的式(8)及式(9)，对d轴前馈电压Ed*及q轴前馈电压Eq*进行运算。

Ed*＝(R1+s·L1·σ)·Id*-ω·L1·σ·Iq*

     +(M/L2)·sΦ2*                 …(8)

Eq*＝(R1+s·L1·σ)·Iq*+ω·L1·σ·Id*

     +(ω·M·Φ2*)/L2               …(9)

这里，式(8)及式(9)中，σ是用σ＝1—M²/(L1·L2)来定义的泄漏系数。

另外，R1是电动机6的初级电阻，L1是电动机6的初级自感，用L1＝M+l1来计算。

L2是电动机6的次级自感，用L2＝M+l2来计算。

此外，l1是初级漏感，l2是次级漏感。

式(8)及式(9)中所示的Ed*、Eq*由预先已知的电动机常数和电流指令(Iq*、Id*)来生成，由于不包含反馈要素，因此称为前馈电压。

接着，用加法器17将q轴电压补偿值qe和q轴前馈电压Eq*相加，将相加后的结果作为q轴电压指令Vq*，用加法器18将d轴电压补偿值de和d轴前馈电压Ed*相加，将相加后的结果作为d轴电压指令Vd*，分别输入到电压指令/PWM信号生成部50。

q轴电压指令Vq*及d轴电压指令Vd*用下面的式(10)及式(11)来表示。

Vq*＝Eq*+qe…(10)

Vd*＝Ed*+de…(11)

此外，这时逆变器输出电压指令VM*用下式(12)来表示。

VM*＝(Vd*²+Vq*²)^1/2        …(12)

这里，VM*表示逆变器输出电压指令矢量的大小。

此外，电压非干扰运算部14和加法器17、18构成对逆变器4应输出的输出电压进行运算的输出电压运算单元。

最后，从电压指令/PWM信号生成部50输出发送到逆变器4的开关元件U～Z(未图示)的栅极信号。

此外，逆变器4是已公知的电压型PWM逆变器，详细的构成说明在此省略，但补充一部分说明，开关元件U、V、W是配置在逆变器4的上侧桥臂的U相、V相、W相的开关元件，开关元件X、Y、Z是配置在逆变器4的下侧桥臂的U相、V相、W相的开关元件。

接着，说明本发明的重要的构成要素即次级磁通指令运算部40及电压指令/PWM信号生成部50的构成。

图2是表示本实施方式中的次级磁通指令运算部40的构成例的图。

如图2所示，将电容器电压Efc、转矩指令Tm*、逆变器角频率ω、动力运行次级磁通指令Φ2P*、及制动次级磁通指令Φ2B*输入到次级磁通指令运算部40。

在输出电压最大值运算部41中，由电容器电压Efc根据下面的式(13)算出逆变器输出电压VM的最大值VMmax。

$\mathrm{VM}\max =\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}\·\mathrm{Efc}\·\·\·\left(13\right)$

这里，VMmax是对于电容器电压Efc逆变器能输出的最大电压，是使逆变器4在其输出线电压波形成为120度矩形波通电的单脉冲模式下进行动作时的值。

此外，式(13)虽然是所述的非专利文献1中也有所记载的式子，但若将120度通电的矩形波进行傅立叶级数展开的话，则可作为基波分量取得。

由根据式(13)算出的逆变器输出电压VM的最大值VMmax、转矩指令Tm*、逆变器角频率ω、及电动机6的常数，在最大电压次级磁通指令运算部42中，根据下面的式(14)，算出为了使逆变器输出电压VM与最大值VMmax一致所恰好需要的次级磁通指令Φ2H*。

$\mathrm{\Φ}2H*=\sqrt{\frac{-A+\sqrt{A^2-B}}{C}}\·\·\·\left(14\right)$

这里

A＝2·R1·ω·Tm*-VMmax²

$B=4\·\frac{\{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2\}\·\{{R1}^2+{\mathrm{\σ}}^2{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2\}}{M^4}\·{\mathrm{Tm}*}^2\·{L2}^2$

$C=2\·\frac{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2}{M^2}$

此外，由于式(14)是用于构成本发明的重要的式子，因此下面对导出过程进行简单说明。

在dq轴上，利用在矢量控制成立的状态下的电动机6的电路方程式(公知)，以d轴次级磁通的时间变化缓慢作为条件，忽略过渡项时，则电动机6的d轴电压可根据下面的式(15)得到，电动机6的q轴电压Vq可根据下面的式(16)得到。

Vd＝R1·Id—ω·L1·σ·Iq    …(15)

Vq＝R1·Iq+ω·L1·σ·Id

    +(ω·M·Φ2*)/L2        …(16)

这里，Vd是电动机6的d轴电压，Vq是电动机6的q轴电压。

另外，利用电动机6的电路方程式(公知)，得到下面的式(17)。

—M·R2·Id+(R2+s·L2)·Φ2＝0 …(17)

此外，式(17)中，Φ2是电动机6的d轴次级磁通。

这里，以d轴次级磁通Φ2的变化缓慢作为条件，忽略上式(17)的过渡项时，则得到d轴电流Id和d轴次级磁通Φ2的关系式即下式(18)。

Id＝Φ2/M                  …(18)

另外，矢量控制成立时，得到q轴电流Iq和转矩Tm的关系式即下式(19)(公知)。

Tm＝(M/L2)·Iq·Φ2        …(19)

将上式(19)进行变形，得到下式(20)。

Iq＝(Tm·L2)/M²           …(20)

若将d轴电流Id和d轴次级磁通Φ2的关系式即式(18)、和q轴电流Iq和转矩Tm的关系式即式(20)代入式(15)、式(16)，则作为电动机6的dq轴电压，得到下面的式(21)、式(22)。

Vd＝R1·(Φ2/M)

    —ω·L1·σ·(Tm/L2)/(Φ2·M)   …(21)

Vq＝R1·(Tm·L2)/(Φ2·M)

    +ω·Φ2·L1/M                 …(22)

这里，若将式(21)、式(22)分别平方并相加后的值设为VM²，则得到下面的式(23)。

${\mathrm{VM}}^2={\mathrm{Vd}}^2+{\mathrm{Vq}}^2$

$=\frac{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2}{M}\·\mathrm{\Φ}2+\frac{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1\·\mathrm{\σ})}^2}{M^2\·{\mathrm{\Φ}2}^2}{(\mathrm{Tm}\·L2)}^2$

$+2\·R1\·\frac{\mathrm{\ω}\·L1\·L2\·\mathrm{Tm}}{M^2}(1-\mathrm{\σ})\·\·\·\left(23\right)$

此外，VM表示电动机6的电压，而由于电动机6的电压等于逆变器4的输出电压，因此在以下的说明中，记为逆变器输出电压VM。

若在式(23)的两边乘以Φ2²并进行整理，则可得到关于电动机6的d轴次级磁通Φ2的二次方程式。

求出其解，则得到下式(24)。

$\mathrm{\Φ}2=\sqrt{\frac{-D+\sqrt{D^2-E}}{F}}\·\·\·\left(24\right)$

这里

D＝2·R1·ω·Tm-VM²

$E=4\·\frac{\{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2\}\·\{{R1}^2+{\mathrm{\σ}}^2{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2\}}{M^4}\·{\mathrm{Tm}}^2\·{L2}^2$

$F=2\·\frac{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2}{M^2}$

可知式(24)表示电动机6的d轴次级磁通Φ2、和逆变器输出电压VM、和逆变器角频率ω、和电动机6的转矩Tm、和电动机6的常数(R1、L1、L2、M)的关系。

这里，作为逆变器输出电压VM，若代入最大值VMmax，则式(24)表示Vmmax情况下的电动机6产生的转矩Tm、d轴次级磁通Φ2、和逆变器角频率ω的关系。

为了在控制侧应用此关系，若进一步将式(24)中的d轴次级磁通Φ2替换成最大电压次级磁通指令Φ2H*，进一步将转矩Tm替换成转矩指令Tm*，则得到之前揭示的式(14)。

从以上可知，由式(14)得到的最大电压次级磁通指令Φ2H*是在将电动机6以转矩指令Tm*、逆变器角频率ω进行工作的条件下，为了使逆变器输出电压VM与逆变器能输出的最大值VMmax一致所恰好需要的次级磁通指令。

换言之，使用最大电压次级磁通指令Φ2H*用矢量控制装置100算出的逆变器输出电压指令VM*是为了使逆变器输出电压VM与逆变器能输出的最大值VMmax一致所恰好需要的值，逆变器输出电压指令VM*不超过逆变器能输出的最大值VMmax。

此外，在电动机6起动、逆变器的输出电压达到饱和之前，一般对电动机6施加一定的额定次级磁通。

一般在电动机6的铁芯未磁饱和的条件下，确保使额定次级磁通尽可能地大。

由于该最佳值在电动机6动力运行时和再生时不同，因此如图2所示，用开关43进行切换，使得动力运行时使用动力运行额定次级磁通指令Φ2P*，再生时使用再生额定次级磁通指令Φ2B*，并将开关43的输出作为额定次级磁通指令Φ2C*。

此外，动力运行额定次级磁通指令Φ2P*和再生额定次级磁通指令Φ2B*虽然也可在上述的条件下任意地设定，但也可以将以标称直流电压(一般的电气铁路中例如为1500V)代入前述的式(13)的Efc而算出的逆变器输出电压VM的最大值VMmax、和转矩指令Tm*的额定值、和与电车的车辆性能规定的电动机的基本频率相等的逆变器角频率ω、和电动机6的常数代入前述的式(14)并以离线运算预先求得，事先设置在矢量控制装置100中。这样的话，矢量控制装置100的常数设计则变得较容易。

接着，用低位优先部44选择最大电压次级磁通指令Φ2H*和额定次级磁通指令Φ2C*中的较小的一方，最终生成在矢量控制中使用的次级磁通指令Φ2*。

下面对这样构成的次级磁通指令运算部40的内部信号的情况进行说明。

图3是说明本发明的实施方式中的次级磁通指令运算部40的内部信号的情况的图。

如图3所示，矢量控制中使用的次级磁通指令Φ2*在逆变器达到输出电压饱和(图3的S左侧的区域)之前，选择额定次级磁通指令Φ2C*，在逆变器的输出电压饱和区域(图3的S右侧的区域)，选择最大电压次级磁通指令Φ2H*。

由于这样进行动作，因此在逆变器的输出电压饱和区域，可实时得到为了使逆变器输出电压VM与最大值VMmax一致所恰好需要的次级磁通指令Φ2*。

即，由于根据无反馈要素的前述的式(14)的运算式由电动机常数和已知量无时间延迟地瞬时确定次级磁通指令Φ2*，因此可以用前馈方式实时得到需要的次级磁通指令Φ2*。

接着，说明电压指令/PWM信号生成部50的构成。

图4是表示本实施方式中的电压指令/PWM信号生成部50的构成例的图。

如图4所示，利用调制率运算部51、和电压相位角运算部52，由式(12)所示的逆变器输出电压指令VM*和式(13)所示的逆变器输出电压VM的最大值VMmax、d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*，分别算出调制率PMF、和电压相位角THV。

在调制率运算部51、和电压相位角运算部52中，分别进行下式(25)、(26)的运算。

$\mathrm{PMF}=\frac{\mathrm{VM}*}{\mathrm{VM}\max }\·\·\·\left(25\right)$

$\mathrm{THV}={\tan }^{-1}\·\frac{\mathrm{Vq}*}{\mathrm{Vd}*}\·\·\·\left(26\right)$

电压相位角THV利用加法器56取得与基本相位角θ之和，作为控制相位角θ1输入到电压指令运算部55、同步三脉冲载波信号生成部58。

调制率PMF是用逆变器输出电压指令VM*对逆变器能输出的最大电压VMmax(用前述的式(13)定义)的比例来表示的值，PMF＝1.0时，表示逆变器输出电压指令VM*与逆变器输出电压的最大值VMmax相等。

将对调制率PMF用乘法器53乘以调整增益表54的输出后的值作为电压指令振幅PMFM，输入到电压指令运算部55。

调整增益表54是在多脉冲PWM模式及同步三脉冲PWM模式中，用于校正逆变器输出电压VM对于调制率PMF的不同关系，大致情况如下所述。

在多脉冲PWM模式中，逆变器4能无失真输出的最大电压(有效值)成为0.612·Efc，而在同步三脉冲PWM模式中，成为0.7797·Efc。

即，在多脉冲PWM模式中，与同步三脉冲PWM模式相比，对于调制率PMF的逆变器的输出电压成为1/1.274。

为抵消该差别，在多脉冲PWM模式中，使调制率PMF为原来的1.274倍，作为电压指令振幅PMFM输入到电压指令运算部55。

在电压指令运算部55中，由调制率PMF和控制相位角θ1，利用下面的式(27)～式(29)所示的运算式生成U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、和W相电压指令Vw*。

Vu*＝PMFM·sinθ1        …(27)

$\mathrm{Vv}*=\mathrm{PMFM}\·\sin (\mathrm{\θ}1-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·\·\·\left(28\right)$

$\mathrm{Vw}*=\mathrm{PMFM}\·\sin (\mathrm{\θ}1-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\·\·\·\left(29\right)$

利用比较器61～63将U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*与载波信号CAR比较大小，生成栅极信号U、V、W，并通过反相电路64～66生成栅极信号X、Y、Z。

载波信号CAR是利用脉冲模式切换处理部60由开关59选择：用多脉冲载波信号生成部57生成的多脉冲(一般在1kHz左右)载波信号A；用同步三脉冲载波信号生成部58生成的同步三脉冲载波信号B；及在单脉冲模式下选择的零值C的信号。

此外，脉冲模式切换处理部60进行动作如下，即根据调制率PMF和控制相位角θ1，当调制率PMF在较低的区域(0.785以下)时将开关59切换到非同步载波A侧，当调制率PMF为0.785～1.0未满时将开关59切换到同步三脉冲载波B侧，当调制率PMF达到1.0时将开关59切换到零值C侧。

通过这样构成，在调制率PMF为1.0、即逆变器输出电压VM与最大值VMmax相等的时刻，可将脉冲模式切换到单脉冲模式。

此外，以上所示的各运算式一般用微机进行S/W处理，但在以减轻微机运算负荷等为目的而降低运算精度(位数)进行运算时，在逆变器输出电压VM成为最大值VMmax的时刻，也会有调制率PMF未准确地达到1.0、而成为其以下的例如0.999…等情况。

此时，只要调制率PMF为0.95以上，就将脉冲模式切换到单脉冲模式，尽管也会产生若干的电压跳变，但在实用上是可行的。

图5是用于说明本实施方式中逆变器角频率ω和调制率PMF、脉冲模式的转移、用于切换控制脉冲模式的开关59的动作、及控制模式的转移的图。

如图5所示，在电车为低速时、即逆变器角频率ω较低时，调制率PMF较小，脉冲模式为多脉冲PWM模式，开关59选择A(参照图4)。

另外，控制模式成为控制模式1，q轴电流控制器12、d轴电流控制器13根据上式(6)、(7)进行动作。

电车的速度增加、调制率PMF成为0.785以上时，由于在多脉冲PWM模式中输出电压饱和，因此将开关59切换到B，使脉冲模式为同步三脉冲PWM模式。

这里，同步三脉冲模式是为输出调制率PMF为0.785以上的电压所需的模式。

此外，多脉冲PWM模式中，只要不使用过调制(公知技术)就不可能输出调制率PMF为0.785以上的电压。

另外，对于控制模式则选择控制模式2，q轴电流控制器12和d轴电流控制器13的运算停止，输出减为零。

输出减为零的理由是担心：在同步三脉冲PWM模式中，由于逆变器输出电压半周期中的脉冲数从多脉冲PWM模式中的10以上减少到3，因此控制延迟增加，若继续进行q轴电流控制器12和d轴电流控制器13的运算，则会变得不稳定，因而q轴电流控制器12和d轴电流控制器13的运算停止。

控制模式2中，次级电阻校正部20开始动作，根据式(4)运算次级电阻校正值PFS。

电车的速度进一步增加、调制率PMF成为1.0时，将开关59切换到C，将脉冲模式切换到单脉冲模式。控制模式继续为控制模式2。

电车进行再生制动而减速的情况虽未图示，但是以与上述相反的顺序，脉冲模式从单脉冲模式转移到同步三脉冲PWM模式、多脉冲PWM模式，开关59以C、B、A(参照图4)的顺序切换，控制模式从控制模式2转移到控制模式1。

图6是表示本实施方式中的仿真波形图。

图6表示在电容器电压Efc＝1500V的条件下、在时间为0.8(s)附近启动转矩指令Tm*而使电动机6动力运行加速的情况。

在时间为0.8(s)～3.5(s)附近之前，选择多脉冲PWM模式及控制模式1，次级磁通指令Φ2*选择额定次级磁通Φ2C*，电动机6以一定磁通进行励磁。

因而，由于q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*的大小与电动机6的加速成正比增加，因此逆变器输出电压指令VM*也增加，调制率PMF随之也增加，U相电压指令Vu*增加。电动机6的转矩Tm稳定地跟踪Tm*，进行加速。

接着，在时间为3.5(s)附近切换成同步三脉冲模式，并切换成控制模式2。

次级磁通指令Φ2*保持额定次级磁通Φ2C*不变，电动机6以一定磁通进行励磁。

因而，继续地，由于q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*的大小与电动机6的加速成正比增加，因此逆变器输出电压指令VM*也增加，调制率PMF随之也增加，U相电压指令Vu*增加。

此外，U相电压指令Vu*的振幅在刚切换到同步三脉冲PWM模式后减少，而这是由于如上所述，在多脉冲PWM模式中，利用调整增益表54将原来为1.274倍的电压指令振幅PMFM切换成1.0倍。

电动机6的转矩Tm稳定地跟踪Tm*，进行加速。

此外，从时间3.5(s)附近开始不长的期间内在转矩Tm中看到波动，而这是由于在同步三脉冲PWM模式中因脉冲数较少而使电动机6的电流波动变大，但在驱动惯性较大的电车时并不成为问题。转矩Tm的平均值与转矩指令Tm*一致，稳定地进行控制。

接着，在时间为4.6(s)附近，在逆变器输出电压饱和的同时，利用次级磁通指令运算部40(参照图1)选择根据式(14)算出的最大电压次级磁通指令Φ2H*，作为次级磁通指令Φ2*。

因此，调制率PMF固定为1.0，逆变器输出电压指令VM*固定为逆变器能输出的最大电压VMmax(此时，将Efc＝1500代入式(13)，VMmax成为约1170V)。

可知转矩指令Tm*为了使电动机6以固定输出运行而与转速成反比例减小，但电动机6的转矩Tm跟踪Tm*，稳定地加速。

图7是表示本实施方式中的转矩响应仿真波形图。

图7是在图6中的单脉冲模式区域(时间5.3(s)～5.9(s)的区间)、使转矩指令Tm*阶梯状减小和增加时的电动机6的转矩Tm的响应波形。

如图7所示可知，可得到时间常数10ms以下的高速响应，即使在逆变器的电压饱和区域中的单脉冲模式，也能够实现利用矢量控制的高速的转矩控制。

另外，即使电容器电压Efc变化时，也算出与此对应的次级磁通指令Φ2*，这由式(13)、式(14)可知，此时也能稳定地进行控制。

这样，根据本实施方式，在逆变器的电压饱和区域，能够由运算式以前馈方式实时算出能使逆变器输出电压指令VM*与逆变器能输出的最大电压Vmmax经常一致的次级磁通指令Φ2*，而与转矩指令Tm*或电容器电压Efc的变动无关。

因而，能得到在原理上不会使逆变器输出电压指令VM*超过逆变器能输出的最大电压VMmax、且不需要追加磁通校正控制器等反馈环、不需要设定控制常数的电压饱和区域的矢量控制方法。

进一步地，在从多脉冲PWM模式经由同步三脉冲PWM模式到调制率PMF变为1.0的时刻，即逆变器输出电压成为最大值VMmax的时刻，能将脉冲模式切换成单脉冲模式。

由此，能得到从低速段的多脉冲PWM模式到逆变器的输出电压饱和区域即中高速段的单脉冲模式的全部区域中、能进行稳定的矢量控制的感应电动机的矢量控制装置。

此外，以上实施方式所示的构成是本发明的内容的一个例子，也可与别的公知技术组合，在不脱离本发明的要点的范围内，当然也可省略一部分等、进行变更而构成。

本实施方式中，在多脉冲模式中使q轴电流控制器及d轴电流控制器动作，在三脉冲以下的模式中使q轴电流控制器及d轴电流控制器停止，使得根据q轴电流指令和q轴电流的偏差来校正逆变器角频率的次级电阻校正部动作。

并具有如下效果，即使不根据脉冲模式使q轴电流控制器及d轴电流控制器动作，或不具有q轴电流控制器及d轴电流控制器，且不根据脉冲模式使次级电阻校正部动作，或不具有q轴电流控制器、d轴电流控制器、及次级电阻校正部的任一个，也能够不使用求出次级磁通指令用的磁通校正控制等反馈控制，而不产生超过逆变器能输出的最大电压的次级磁通指令。

进一步在本说明书中，考虑到电气铁路领域中的功率变换装置来实施发明内容的说明，但适用领域不限于此，当然也可应用于汽车、电梯、电力系统等各种相关领域。

如上述说明那样，本发明的感应电动机的矢量控制装置，是通过逆变器(4)来驱动控制感应电动机(6)的矢量控制装置，具有：次级磁通指令运算单元(40)，该次级磁通指令运算单元(40)根据来自外部的转矩指令、输入到逆变器的直流电压、逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到逆变器(4)能够产生的最大电压来运算对感应电动机(6)的次级磁通指令；q轴/d轴电流指令生成单元(8、9)，该q轴/d轴电流指令生成单元(8、9)根据转矩指令和次级磁通指令，在以感应电动机(6)的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；输出电压运算单元(由电压非干扰运算部14、加法器17、和加法器18构成)，该输出电压运算单元根据q轴电流指令、d轴电流指令和感应电动机(6)的电路常数，来运算逆变器(4)应输出的输出电压；及电压指令/PWM信号发生单元(50)，该电压指令/PWM信号发生单元(50)控制逆变器(4)使得逆变器(4)输出所述输出电压。

因而，由于对感应电动机的次级磁通指令与逆变器的输出电压饱和状态无关、而以前馈方式生成，因此能够不用反馈环、而在感应电动机的从低速段到高速段的全部区域进行稳定的矢量控制。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置的次级磁通指令运算单元(40)具有：最大电压次级磁通指令运算部(42)，该最大电压次级磁通指令运算部(42)对逆变器(4)能够产生的最大电压与输出电压的大小一致的次级磁通指令即最大电压次级磁通指令进行运算；及低位优先部(44)，该低位优先部(44)选择最大电压次级磁通指令和预先设定的额定次级磁通指令中、较小的一方作为次级磁通指令来输出。

因而，即使在逆变器成为电压饱和区域时，也能够利用最大电压次级磁通指令生成与逆变器能输出的最大电压一致的逆变器输出电压指令，并且能够根据逆变器输出电压指令自动切换额定次级磁通指令和最大电压次级磁通指令。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置的最大电压次级磁通指令运算部(42)根据转矩指令、和逆变器角频率，来运算最大电压次级磁通指令。

由于转矩指令及逆变器角频率是已知的，也不包含反馈要素，因此能够容易地且瞬时地运算最大电压次级磁通指令。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，利用前述的式(14)来运算最大电压次级磁通指令。

由于最大电压次级磁通指令根据无反馈要素的式(14)的运算式被唯一决定，因此与具有反馈环时相比，不需要反馈环内的控制常数的调整，能够容易地且瞬时地运算最大电压次级磁通指令。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，额定次级磁通指令具有适用于感应电动机(6)动力运行时的值、和适用于再生时的值的至少两种，采用根据感应电动机(6)的工作状态可进行切换的结构。

因而，即使是在动力运行时和再生时对感应电动机的最佳的额定次级磁通指令不同的情况下，也能采用最佳的额定次级磁通指令来控制感应电动机。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，由于额定次级磁通指令是用前述的式(14)的运算式预先运算所设定的值，因此能够由电动机常数容易地算出最佳的额定次级磁通指令。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，按照根据次级磁通指令和转矩指令运算出的逆变器(4)的调制率，来切换逆变器(4)的脉冲模式。

因而，按照根据次级磁通指令和逆变器频率而变化的逆变器输出电压指令，能使实际的逆变器的输出电压基波分量连续变化。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，根据次级磁通指令运算出的逆变器(4)的调制率为0.95以上时，使逆变器(4)以单脉冲模式进行动作。

因而，能使逆变器的输出电压在达到其最大值之前连续地变化。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，由于具有：电流检测器(5a～5c)，该电流检测器(5a～5c)测量感应电动机(6)中流过的电流；三相—dq轴坐标变换器(23)，该三相—dq轴坐标变换器(23)将用该电流检测器(5a～5c)检测出的电流变换成dq轴旋转坐标系上的值即q轴电流和d轴电流；q轴电流控制单元(12)，该q轴电流控制单元(12)进行动作使得q轴电流指令和q轴电流的偏差减小；及d轴电流控制单元(13)，该d轴电流控制单元(13)进行动作使得d轴电流指令和d轴电流的偏差减小，输出电压运算单元(由电压非干扰运算部14、加法器17、和加法器18构成)利用q轴电流控制单元(12)和d轴电流控制单元(13)的输出来运算所述输出电压，在逆变器(4)产生的半周期中的脉冲数为3以下时，使q轴电流控制单元(12)和d轴电流控制单元(13)的运算停止，因此能确保矢量控制的稳定性。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制装置中，由于在逆变器(4)产生的半周期中的脉冲数为3以下时，利用q轴电流指令和q轴电流的偏差来校正逆变器角频率，因此能确保转矩控制精度(即，使转矩指令和实际的转矩的误差最小化)。

另外，由于本发明的感应电动机的矢量控制装置适用于电车的电动机控制装置，因此可得到从低速到逆变器输出电压饱和的高速都能够稳定地驱动电车的矢量控制系统，另外，可得到能使逆变器的损耗为最低限度、使逆变器小型轻便化的适合于电车的感应电动机的矢量控制装置。

另外，本发明的感应电动机的矢量控制方法，是通过逆变器(4)来驱动控制感应电动机(6)的矢量控制方法，具有：根据来自外部的转矩指令、输入到逆变器(4)的直流电压、逆变器(4)输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到逆变器(4)能够产生的最大电压来运算对感应电动机(6)的次级磁通指令的步骤；根据转矩指令和次级磁通指令，在以感应电动机(6)的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令的步骤；根据q轴电流指令、d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数，来运算逆变器(4)应输出的输出电压的步骤；及控制逆变器(4)使得逆变器(4)输出所述输出电压的步骤。

因而，由于次级磁通指令与逆变器的输出电压饱和状态无关，而以前馈方式生成，因此能够提供一种不为了生成次级磁通指令而使用反馈环、能在感应电动机的从低速段到高速段的全部区域进行稳定的矢量控制的控制方法。

另外，本发明的感应电动机的驱动控制装置具有：逆变器(4)，该逆变器(4)驱动控制感应电动机(6)；次级磁通指令运算单元(40)，该次级磁通指令运算单元(40)根据来自外部的转矩指令、输入到逆变器(4)的直流电压、逆变器(4)输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到逆变器(4)能够产生的最大电压来运算对感应电动机(6)的次级磁通指令；q轴/d轴电流指令生成单元(8、9)，该q轴/d轴电流指令生成单元(8、9)根据转矩指令和次级磁通指令，在以感应电动机(6)的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；输出电压运算单元(电压非干扰运算部14)，该输出电压运算单元根据q轴电流指令、d轴电流指令和感应电动机(6)的电路常数，来运算逆变器(4)应输出的输出电压；及电压指令/PWM信号发生单元(50)，该电压指令/PWM信号发生单元(50)控制逆变器(4)使得逆变器(4)输出所述输出电压。

因而，能够得到不为了生成次级磁通指令而使用反馈环、在从低速段到高速段的全部区域能够稳定地驱动控制感应电动机的驱动控制装置。

工业上的实用性

本发明用于实现不为了生成次级磁通指令而使用反馈环、能够在感应电动机的从低速段到高速段的全部区域进行稳定的矢量控制的感应电动机的矢量控制装置。

Claims (13)

1.一种感应电动机的矢量控制装置，是通过逆变器来驱动控制感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，具有：

次级磁通指令运算单元，该次级磁通指令运算单元根据来自外部的转矩指令、输入到所述逆变器的直流电压、所述逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到所述逆变器能够产生的最大电压来运算对所述感应电动机的次级磁通指令；

q轴/d轴电流指令生成单元，该q轴/d轴电流指令生成单元根据所述转矩指令和所述次级磁通指令，在以所述感应电动机的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；

输出电压运算单元，该输出电压运算单元根据所述q轴电流指令、所述d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数，来运算所述逆变器应输出的输出电压；及

电压指令/PWM信号发生单元，该电压指令/PWM信号发生单元控制所述逆变器使得所述逆变器输出所述输出电压。

2.如权利要求1所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

所述次级磁通指令运算单元具有：最大电压次级磁通指令运算部，该最大电压次级磁通指令运算部对所述逆变器能够产生的最大电压与所述输出电压的大小一致的次级磁通指令即最大电压次级磁通指令进行运算；及低位优先部，该低位优先部选择所述最大电压次级磁通指令和预先设定的额定次级磁通指令中的较小的一方作为所述次级磁通指令来输出。

3.如权利要求2所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

所述最大电压次级磁通指令运算部根据所述转矩指令、所述逆变器角频率来运算所述最大电压次级磁通指令。

4.如权利要求2所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

利用下式来对所述最大电压次级磁通指令进行运算：

$\mathrm{\Φ}2H*=\sqrt{\frac{-A+\sqrt{A^2-B}}{C}}$

这里

A＝2·R1·ω·Tm*-VMmax²

$B=4\·\frac{\{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2\}\·\{{R1}^2+{\mathrm{\σ}}^2{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2\}}{M^4}\·{\mathrm{Tm}*}^2\·{L2}^2$

$C=2\·\frac{{R1}^2+{(\mathrm{\ω}\·L1)}^2}{M^2}$

式中，

VMmax：逆变器输出电压的最大值   Tm*：转矩指令

ω：逆变器角频率    R1：电动机的初级电阻

M：电动机的互感     σ：泄漏系数

L1：电动机的初级自感

L2：电动机的次级自感。

5.如权利要求2所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

所述额定次级磁通指令具有适用于所述电动机动力运行时的值、和适用于所述电动机再生时的值的至少两种，采用根据所述感应电动机的工作状态可进行切换的结构。

6.如权利要求4所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

所述额定次级磁通指令是用所述运算式预先运算所设定的值。

7.如权利要求1所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

按照根据所述次级磁通指令和所述转矩指令运算出的所述逆变器的调制率，来切换所述逆变器的脉冲模式。

8.如权利要求1所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

根据所述次级磁通指令运算出的所述逆变器的调制率为0.95以上时，使所述逆变器以单脉冲模式进行动作。

9.如权利要求1所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，具有：

电流检测器，该电流检测器测量所述感应电动机中流过的电流；

三相—dq轴坐标变换器，该三相—dq轴坐标变换器将用该电流检测器检测出的电流变换成dq轴旋转坐标系上的值即q轴电流和d轴电流；

q轴电流控制单元，该q轴电流控制单元进行动作使得所述q轴电流指令和q轴电流的偏差减小；及

d轴电流控制单元，该d轴电流控制单元进行动作使得所述d轴电流指令和d轴电流的偏差减小，

所述输出电压运算单元利用所述q轴电流控制单元和所述d轴电流控制单元的输出来运算所述输出电压，

所述逆变器产生的半周期中的脉冲数为3以下时，使所述q轴电流控制单元和所述d轴电流控制单元的运算停止。

10.如权利要求9所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

所述逆变器产生的半周期中的脉冲数为3以下时，利用所述q轴电流指令和q轴电流的偏差来校正所述逆变器角频率。

11.如权利要求1至10的任一项所述的感应电动机的矢量控制装置，其特征在于，

适用于电车的电动机控制装置。

12.一种感应电动机的矢量控制方法，是通过逆变器来驱动控制感应电动机的矢量控制方法，其特征在于，具有：

根据来自外部的转矩指令、输入到所述逆变器的直流电压、所述逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到所述逆变器能够产生的最大电压来运算对所述感应电动机的次级磁通指令的步骤；

根据所述转矩指令和所述次级磁通指令，在以所述感应电动机的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令的步骤；

根据所述q轴电流指令、所述d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数来运算所述逆变器应输出的输出电压的步骤；及

控制所述逆变器使得所述逆变器输出所述输出电压的步骤。

13.一种感应电动机的驱动控制装置，其特征在于，具有：

逆变器，该逆变器驱动控制感应电动机；

次级磁通指令运算单元，该次级磁通指令运算单元根据来自外部的转矩指令、输入到所述逆变器的直流电压、所述逆变器输出的交流电压的角频率即逆变器角频率，考虑到所述逆变器能够产生的最大电压来运算对所述感应电动机的次级磁通指令；

q轴/d轴电流指令生成单元，该q轴/d轴电流指令生成单元根据所述转矩指令和所述次级磁通指令，在以所述感应电动机的次级磁通为基准的dq轴旋转坐标系上生成q轴电流指令及d轴电流指令；

输出电压运算单元，该输出电压运算单元根据所述q轴电流指令、所述d轴电流指令和所述感应电动机的电路常数，来运算所述逆变器应输出的输出电压；及

电压指令/PWM信号发生单元，该电压指令/PWM信号发生单元控制所述逆变器使得所述逆变器输出所述输出电压。

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