JP2010068653A - インバータ制御装置及びモータ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】ａｂ座標系を利用したインバータ制御制御において、過変調を導入する。
【解決手段】三相モータを駆動する三相インバータの制御方法において、モータの各相に流れる電流の検出結果に基づき、モータへの印加電圧ベクトルを指定する電圧指令ベクトルを作成する。電圧指令ベクトルの軌跡（８３０）が、六角形を描く、インバータの出力可能な電圧限界の軌跡８１２を超えるとき、電圧指令ベクトルの終点８３１及び８３２を軌跡８１２上の点８４１及び８４２に補正する。この補正の一部は、電圧指令ベクトルのａ軸成分を所定のａ軸上限値Ｖ_anLIMに制限する補正によって実現される。ａ軸は、Ｕ相の固定軸を基準とした電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転する軸である。
【選択図】図１２

Description

本発明は、インバータを制御するインバータ制御装置に関する。また、本発明は、モータ駆動システムに関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の相電流を検出するための電流検出方式として、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）が提案されている。１シャント電流検出方式では、インバータと直流電源とを結ぶ配線上に１つの電流センサを設け、その電流センサの出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることによって２相分の相電流を検出する。

この１シャント電流検出方式を採用したモータ駆動システムに有益なインバータ制御方法が、下記特許文献１に開示されている。このインバータ制御方法では、ＰＷＭインバータの出力電圧ベクトル（モータの印加電圧ベクトル）を指定する電圧指令ベクトルを作成した後、ａ軸及びｂ軸を座標軸として有するａｂ座標系上で、その電圧指令ベクトルを補正することにより、確実なる相電流検出を実現している。ａ軸は、電圧指令ベクトルの、固定座標系上における位相に応じて、電気角６０度ごとにステップ的に回転する軸である。ｂ軸は、ａ軸に対して電気角９０度だけ位相が進んだ軸である。

一方、三相モータを駆動する際、一般的に、正弦波ＰＷＭ制御が用いられる。正弦波ＰＷＭ制御では、モータの各相に対して正弦波状の電圧が供給される（図４参照）。但し、正弦波ＰＷＭ制御にて出力可能な最大電圧を超える電圧をモータに供給したい場合においては、正弦波ＰＷＭ制御に代えて矩形波駆動が利用される。矩形波駆動では、モータの各相に対して、矩形波に類似した電圧波形を有する電圧が印加される（図７参照）。このような矩形波駆動を実現するための変調方式又はＰＷＭは、一般的に過変調又は過変調ＰＷＭと呼ばれる。

ａｂ座標系を利用したインバータ制御装置において、過変調を導入する技術は未だ提案されていない。ａｂ座標系は、電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するという特殊な性質を有するため、それに見合った過変調用の技術が必要である。

尚、過変調に関するインバータ制御方法として、幾つかの従来技術が存在するが（例えば、下記特許文献２及び３参照）、何れもａｂ座標系に過変調を導出する技術とは無関係である。

特開２００８−９９５４２号公報 特開２００３−３０９９９３号公報 特開２００６−４２４５４号公報

そこで本発明は、ａｂ座標系に適応した過変調を利用可能なインバータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。

本発明に係るインバータ制御装置は、直流電圧を交流の三相電圧に変換する三相のインバータを制御するインバータ制御装置であって、前記インバータに接続された三相の負荷に印加されるべき電圧のベクトルを指定する第１電圧指令ベクトルを生成する電圧指令ベクトル生成手段と、前記インバータにて過変調を行う際、前記第１電圧指令ベクトルの、ａｂ座標系上における座標軸成分に上限を設けることによって、前記第１電圧指令ベクトルを補正して第２電圧指令ベクトルを生成する電圧指令ベクトル補正手段と、を備えて、前記第２電圧指令ベクトルに応じた電圧が前記負荷に印加されるように前記インバータを制御し、前記ａｂ座標系は、二次元の固定座標系上における所定の固定軸を基準とした前記第１電圧指令ベクトルの位相に応じて、前記固定座標系に対して電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標系であることを特徴とする。

これにより、ａｂ座標系を利用するインバータ制御装置に過変調を導入することが可能となる。

具体的には例えば、前記ａｂ座標系は、互いに直交するａ軸及びｂ軸を座標軸として有し、前記ａ軸は前記位相に応じてａ₀〜ａ₅軸の何れかをとると共に前記ｂ軸は前記位相に応じてｂ₀〜ｂ₅軸の何れかをとり、ａ_(n+1)軸はａ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでいると共にｂ_(n+1)軸はｂ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでおり（ｎは整数）、前記ａ₀〜ａ₅軸の何れかは前記固定軸と一致し、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａ₀〜ａ₅軸の内、前記第１電圧指令ベクトルの位相に最も近い位相を有する軸を前記ａ軸として選択する一方で、その選択結果に応じて前記ｂ₀〜ｂ₅軸の中から前記ｂ軸を選択し、前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分に上限を設けることによって前記第１電圧指令ベクトルを補正する。尚、前記固定軸は、例えば、後述の実施形態におけるα軸に相当する。

そして例えば、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分が所定のａ軸上限値を超えているとき、そのａ軸成分を前記ａ軸上限値まで減少補正する一方で該減少補正の量に応じて前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分を補正し、これによって前記第２電圧指令ベクトルを生成する。

第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分に対する補正量を適切に設定すれば、過変調領域における、変調率と電圧利用率との間の線形性が改善され、結果、過変調領域における制御性が向上する。

具体的には例えば、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分が所定のａ軸上限値を超えているとき、そのａ軸成分を前記ａ軸上限値まで減少補正する一方で該減少補正の量の１／√３倍又はそれを超える量に応じて前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分を補正し、これによって前記第２電圧指令ベクトルを生成するとよい。

また例えば、当該インバータ制御装置は、前記第２電圧指令ベクトルを前記三相電圧を指定する三相電圧指令値に変換する座標変換手段を更に備えて、前記三相電圧指令値に従って前記インバータを制御し、前記座標変換手段において、前記直流電圧の大きさに応じて前記三相電圧指令値に所定の制限が課され、当該インバータ制御装置は、前記制限による補正後の三相電圧指令値に従って前記インバータを制御する。

また例えば、前記直流電圧を前記インバータに供給する直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出することによって、前記インバータから前記負荷に供給される三相電流を検出する電流検出手段を備え、前記電圧指令ベクトル生成手段は、前記三相電流の検出値に基づいて第１電圧指令ベクトルを生成する。

また例えば、前記ａｂ座標系は、互いに直交するａ軸及びｂ軸を座標軸として有し、前記ａ軸は前記位相に応じてａ₀〜ａ₅軸の何れかをとると共に前記ｂ軸は前記位相に応じてｂ₀〜ｂ₅軸の何れかをとり、ａ_(n+1)軸はａ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでいると共にｂ_(n+1)軸はｂ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでおり（ｎは整数）、前記ａ₀〜ａ₅軸の何れかは前記固定軸と一致し、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ｂ₀〜ｂ₅軸の内、前記第１電圧指令ベクトルの位相に最も近い位相を有する軸を前記ｂ軸として選択する一方で、その選択結果に応じて前記ａ₀〜ａ₅軸の中から前記ａ軸を選択し、前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分に上限を設けることによって前記第１電圧指令ベクトルを補正する。尚、前記固定軸は、例えば、後述の実施形態におけるα軸に相当する。

そして例えば、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分が所定のｂ軸上限値を超えているとき、そのｂ軸成分を前記ｂ軸上限値まで減少補正する一方で該減少補正の量に応じて前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分を補正し、これによって前記第２電圧指令ベクトルを生成する。

第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分に対する減少補正量に応じて第１電圧指令ベクトルのａ軸成分を補正することにより、過変調領域における、変調率と電圧利用率との間の線形性を改善することが可能である。この線形性の改善によって、過変調領域における制御性が向上する。

具体的には例えば、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分を補正する際、補正後のａ軸成分がａ軸上限値を超えないように前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分を補正し、前記ａ軸上限値は、補正後のｂ軸成分に応じて設定される。

また例えば、前記直流電圧を前記インバータに供給する直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出することによって、前記インバータから前記負荷に供給される三相電流を検出する電流検出手段を備え、前記電圧指令ベクトル生成手段は、前記三相電流の検出値に基づいて第１電圧指令ベクトルを生成する。

本発明に係るモータ駆動システムは、 三相のモータと、前記モータを駆動する三相のインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御するモータ制御装置と、を備える。モータ駆動システムは、前記モータ制御装置として上記の何れかのインバータ制御装置を用い、これによって三相の負荷としての前記モータを駆動する。

尚、前記インバータ制御装置及びインバータを備えた系統連系システムを形成しても良い。この系統連系システムは、前記直流電圧を前記インバータによって交流の三相電圧に変換し、外部の三相交流電力系統に連系しつつ前記交流の三相電圧に基づく交流電力を負荷に供給する。

本発明によれば、ａｂ座標系に適応した過変調を利用可能なインバータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することが可能となる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に本発明の第１〜第４実施形態を説明するが、まず、各実施形態に共通する事項又は各実施形態にて参照される事項について説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御装置３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。直流電源４が出力する直流電圧及びその電圧値をＶ_dcによって表す。

制御装置３は、インバータ２を制御することによってモータ１を制御する。従って、制御装置３は、インバータ制御装置と呼ぶことができるし、モータ制御装置と呼ぶこともできる。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧Ｖ_dcが印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御装置３にて生成された三相電圧指令値に基づくＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成される。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。特に記述なき限り、以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、三相交流電圧に変換される。その三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流の電流値を表す信号を制御装置３に伝達する。制御装置３は、電流センサ５の出力信号に基づいて上記三相電圧指令値の生成を行う。電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

図１のモータ駆動システムは、母線電流から三相電流を検出する、いわゆる１シャント電流検出方式を採用している。

図２（ａ）及び（ｂ）に、モータ１の解析モデル図を示す。図２（ａ）には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。永久磁石６ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。図２（ａ）及び（ｂ）並びに後述の空間ベクトル図（図５、図８、図９（ａ）（ｂ）など）において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。ｄ軸及びｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。

ｄｑ軸は回転しており、その回転速度をωで表す。また、ｄｑ座標系において、Ｕ相軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。θにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ωにて表される回転速度は、電気角における角速度である。

以下、θによって表現される状態量を磁極位置（又は位相）と呼ぶこととし、ωによって表される状態量を回転速度と呼ぶこととする。尚、状態量を物理量と読み替えることもできる。また、以下の説明において、ラジアン又は度を単位として表現される角度及び位相は、特に記述なき限り、電気角における角度及び位相を表すものとする。

また、図２（ｂ）には、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、互いに直交するα軸及びβ軸と、の関係が示されている。α軸はＵ相軸と一致しており、β軸は、α軸を基準として電気角で９０度だけ進んでいる。Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸並びにα軸及びβ軸は、回転子６の回転に関係なく固定された固定軸である。α軸及びβ軸を総称してαβ軸と呼び、α軸及びβ軸を座標軸に選んだ固定座標系をαβ座標系と呼ぶ。

インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、Ｕ相の電機子巻線７ｕへの印加電圧を表すＵ相電圧、Ｖ相の電機子巻線７ｖへの印加電圧を表すＶ相電圧、及び、Ｗ相の電機子巻線７ｗへの印加電圧を表すＷ相電圧から成る。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧は、夫々、中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧である。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、記号ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖ_aによって表す。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wは、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に従った電圧値をとる。

モータ電圧Ｖ_aの印加によってインバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を、夫々、記号ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉ_aによって表す。

Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を総称して、或いは、それらの夫々を、相電圧と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を総称して、或いは、それらの夫々を、相電流と呼ぶ。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内、電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。例えば、ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_wである時、Ｕ相が最大相、Ｖ相が中間相、Ｗ相が最小相である。

周期的に値が三角波状に変化するキャリア信号ＣＳと、三相電圧指令値によって規定される最大相、中間相及び最小相の電圧レベルと、を比較することによって、最大相、中間相及び最小相に対するＰＷＭ信号が生成される。図３に、３相変調を利用した場合におけるＰＷＭ信号の例を示す。着目した相のＰＷＭ信号がハイレベル及びローレベルであるとき、夫々、その着目相の上アームがオン及びオフとされる。図３の例では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相が、夫々、最大相、中間相及び最小相に対応するため、ｖ_u ^*＞ｖ_v ^*＞ｖ_w ^*である。各キャリア周期において、キャリア信号ＣＳの値ＣＳ_VALがｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と比較される。キャリア周期は、キャリア信号ＣＳの周期である。１つのキャリア周期において、ＣＳ_VALはゼロを起点として増加して所定のピーク値をとった後、ゼロに向かって減少する。

ｖ_u ^*＞ｖ_v ^*＞ｖ_w ^*＞ＣＳ_VALの状態においては上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗがオンとされ、ｖ_u ^*＞ｖ_v ^*＞ＣＳ_VAL＞ｖ_w ^*の状態においては上アーム８ｕ及び８ｖ並びに下アーム９ｗがオンとされ、ｖ_u ^*＞ＣＳ_VAL＞ｖ_v ^*＞ｖ_w ^*の状態においては上アーム８ｕ並びに下アーム９ｖ及び９ｗがオンとされ、ＣＳ_VAL＞ｖ_u ^*＞ｖ_v ^*＞ｖ_w ^*の状態においては下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗがオンとされる。

ｖ_u ^*＞ｖ_v ^*＞ＣＳ_VAL＞ｖ_w ^*の状態において母線電流を検出することにより最小相の相電流を検出することができ、ｖ_u ^*＞ＣＳ_VAL＞ｖ_v ^*＞ｖ_w ^*の状態において母線電流を検出することにより最大相の相電流を検出することができる。１つのキャリア周期において、最小相、中間相及び最大相の上アームがオンとなっている期間を、夫々、最小相、中間相及び最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅と呼ぶ。

モータ電圧Ｖ_aのｄ軸成分、ｑ軸成分、α軸成分、β軸成分を、夫々、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、α軸電圧及びβ軸電圧と呼ぶと共に記号ｖ_d、ｖ_q、ｖα及びｖβにて表す。
モータ電流Ｉ_aのｄ軸成分、ｑ軸成分、α軸成分、β軸成分を、夫々、ｄ軸電流、ｑ軸電流、α軸電流及びβ軸電流と呼ぶと共に記号ｉ_d、ｉ_q、ｉα及びｉβにて表す。

尚、ｖ_dは、ｄ軸電圧の値を表す記号としても用いられる。ｖ_d以外の状態量（電圧、電流に関する状態量を含む）を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉ_dなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量又は指令値などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉ_d」と「ｄ軸電流ｉ_d」又は「ｄ軸電流値ｉ_d」は同じものを指す。

ｖα及びｖβとｖ_u、ｖ_v及びｖ_wとの間には、以下の関係式（Ａ−１）及び（Ａ−２）が成り立つ。

［変調方式について］
次に、インバータ２にて採用されうる変調方式を説明する。

インバータ２にて３相変調と呼ばれる変調方式を採用することができる。３相変調が行われる際、図４に示す如く、ｄ軸の位相θの変化に対して、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の夫々は、正弦波状の電圧波形を描く。図４において、実線８００ｕ、破線８００ｖ及び一点鎖線８００ｗは、夫々、３相変調が行われる時のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表しており、図４のグラフの横軸は位相θである。電圧波形８００ｕ、８００ｖ及び８００ｗの夫々は、正出力端子４ａ及び負出力端子４ｂ間の中間電位を中心として正弦波を描き、その正弦波の振幅は（１／２）・Ｖ_dc以下である。つまり、正弦波状の電圧の振幅の最大値は（１／２）・Ｖ_dcである。

二次元の固定座標系又は回転座標系上において、電圧をベクトル表現したものを電圧ベクトルと呼ぶ。図５の円８１０は、３相変調実行時における、αβ座標系上のモータ電圧Ｖ_aの電圧ベクトル軌跡を表している。但し、電圧ベクトル軌跡８１０は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の振幅を最大化した時の電圧ベクトル軌跡である。電圧ベクトル軌跡８１０は、αβ座標系上で原点を中心とする円を描き、その円の半径は、（√６）／４×Ｖ_dcである。例えば、α軸電圧ｖαは、（ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w）＝（１／２・Ｖ_dc，−１／４・Ｖ_dc，−１／４・Ｖ_dc）の時に最大化され、その時におけるα軸電圧ｖαは、上記式（Ａ−１）より、（√６）／４×Ｖ_dcである。尚、本明細書において、√ｉは、ｉの正の平方根を表している（ｉは正の整数又は分数）。

インバータ２にて２相変調と呼ばれる変調方式を採用することもできる。２相変調では、３相変調時におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧が３相変調時における最小相の電圧分だけ低電圧側にシフトされる。このため、２相変調を行うと、最小相に対する下アームが常にオンとなる。３相変調を行う場合におけるｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの指令値を夫々ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*にて表し、２相変調を行う場合におけるｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの指令値を夫々ｖ_u2 ^*、ｖ_v2 ^*及びｖ_w2 ^*にて表した場合、それらの間には、関係式（Ａ−３）〜（Ａ−５）が成り立つ。ここで、ｍｉｎ（ｖ_u1 ^*, ｖ_v1 ^*, ｖ_w1 ^*）は、最小相の電圧値、即ち、ｖ_u1, ^* ｖ_v1 ^*,及びｖ_w1 ^*の内の最小値を表す。

図６に、２相変調実行時における各相電圧の電圧波形を示す。図６において、実線８０１ｕ、破線８０１ｖ及び一点鎖線８０１ｗは、夫々、２相変調が行われる時のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表しており、図６のグラフの横軸は位相θである。２相変調実行時には、線間電圧（例えば、図１の端子１２ｕ−１２ｗ間電圧）を直流電圧Ｖ_dcまで拡大することができるため、３相変調実行時に比べて、より大きな電圧をモータ１に印加することが可能となる。

図５の円８１１は、２相変調実行時における、αβ座標系上のモータ電圧Ｖ_aの電圧ベクトル軌跡を表している。但し、電圧ベクトル軌跡８１１は、モータ電圧Ｖ_aの大きさが最大化されるときの電圧ベクトル軌跡である。つまり、電圧ベクトル軌跡８１１は、ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*の振幅を（１／２）・Ｖ_dcに設定した時に得られる電圧ベクトル軌跡である。電圧ベクトル軌跡８１１も、電圧ベクトル軌跡８１０と同様、αβ座標系上で原点を中心として円を描くが、電圧ベクトル軌跡８１１の円の半径は、１／（√２）×Ｖ_dcである。例えば、α軸電圧ｖαは、（ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w）＝（（√３）／２・Ｖ_dc，０，０）の時に最大化され、その時におけるα軸電圧ｖαは、上記式（Ａ−１）より、１／（√２）×Ｖ_dcである。

インバータ２にてヒップ型変調と呼ばれる変調方式を採用することもできる。ヒップ型変調では、３相変調時におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧が３相変調時における最大相及び最小相の相電圧の平均電圧分だけ低電圧側にシフトされる。３相変調を行う場合におけるｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの指令値を夫々ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*にて表し、ヒップ型変調を行う場合におけるｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの指令値を夫々ｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*にて表した場合、それらの間には、関係式（Ａ−６）〜（Ａ−８）が成り立つ。ここで、ｍａｘ（ｖ_u1 ^*, ｖ_v1 ^*, ｖ_w1 ^*）は、最大相の電圧値、即ち、ｖ_u1, ^* ｖ_v1 ^*,及びｖ_w1 ^*の内の最大値を表す。

ヒップ型変調実行時にも、２相変調実行時と同様、線間電圧（例えば、図１の端子１２ｕ−１２ｗ間電圧）を直流電圧Ｖ_dcまで拡大することができるため、３相変調実行時に比べて、より大きな電圧をモータ１に印加することが可能となる。尚、３相変調時におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧に対して３相変調時における中間相の電圧の１／２を加算することによっても、式（Ａ−６）〜（Ａ−８）に従う変調と同様の効果を得ることができる。

電圧ベクトル軌跡８１０又は８１１の如く、αβ座標系のような固定座標系上において、電圧ベクトル軌跡が円を描くような電圧を回転電圧と呼ぶ。回転電圧をモータ１に印加する場合、モータ電圧Ｖ_aの電圧ベクトルの大きさの最大値Ｖ_max1は、式（Ａ−９）の如く、１／（√２）×Ｖ_dcである（図５も参照）。

但し、Ｖ_max1を超える大きさを有するモータ電圧Ｖ_aをモータ１に印加することも可能である。Ｖ_max1を超える大きさを有するモータ電圧Ｖ_aをモータ１に印加するための変調は、過変調と呼ばれる。

図７に、過変調を３相変調に適用した場合の相電圧の電圧波形を示す。この場合、実際にモータ１に印加される各相電圧の電圧波形は、正弦波に上下限を設けたような矩形波に近い波形となる。図７において、実線８０２ｕ、破線８０２ｖ及び一点鎖線８０２ｗは、夫々、過変調を３相変調に適用した場合におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表しており、図７のグラフの横軸は位相θである。周知の如く、過変調は、３相変調だけでなく、２相変調及びヒップ型変調などにも適用可能である。

図５の六角形８１２は、過変調実行時における、αβ座標系上のモータ電圧Ｖ_aの電圧ベクトル軌跡を表している。六角形８１２は、αβ座標系上の原点を中心とした正六角形であり、その六角形を形成する６頂点の内、対向する２頂点はα軸上にのる。残りの４頂点は、αβ座標系上の第１、第２、第３及び第４象限に１つずつ存在する。六角形８１２は、α軸を対称軸として対称性を有すると共にβ軸を対称軸として対称性を有する。３相変調に過変調を適用した場合、α軸電圧ｖαは、（ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w）＝（１／２・Ｖ_dc，−１／２・Ｖ_dc，−１／２・Ｖ_dc）の時に最大化され、その時におけるα軸電圧ｖαは、上記式（Ａ−１）より、（√（２／３））×Ｖ_dcである。２相変調に過変調を適用した場合、α軸電圧ｖαは、（ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w）＝（Ｖ_dc，０，０）の時に最大化され、その時におけるα軸電圧ｖαは、上記式（Ａ−１）より、（√（２／３））×Ｖ_dcである。ヒップ型変調に過変調を適用した場合も、α軸電圧ｖαの最大値は（√（２／３））×Ｖ_dcである。

このように、過変調を利用した上で、モータ電圧Ｖ_aとして出力できる電圧ベクトルの大きさの最大値Ｖ_max2は、式（Ａ−１０）の如く、（√（２／３））×Ｖ_dcである。

［電圧指令ベクトルとａｂ軸］
図８に、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。符号８２０が付されたベクトルが、電圧指令ベクトルである。ｑ軸から見た電圧指令ベクトル８２０の位相をεにて表す。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル８２０の位相は、（θ＋ε＋π／２）にて表される。制御装置３内において、モータ１に印加されるべき電圧を指定する値が作成される。電圧指令ベクトル８２０は、その値をベクトル表現したものである。詳細は後述するが、制御装置３内においてｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*が算出され、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって電圧指令ベクトル８２０が表される（電圧指令ベクトル８２０のｄ軸成分及びｑ軸成分がｖ_d ^*及びｖ_q ^*である）。

図１に示す如く、モータ電流の検出方式として１シャント電流検出方式を採用した場合、電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流値）を適切なタイミングでサンプリングすることによってＵ、Ｖ及びＷ相の相電流の内、最大相及び最小相の相電流を検出することができる。中間相の相電流は、Ｕ、Ｖ及びＷ相の相電流の総和がゼロであることから、演算によって算出することができる。しかしながら、１シャント電流検出方式の原理上、最大相及び中間相の電圧レベルが接近すると、最大相及び中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅の差が小さくなって必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなり、結果、母線電流から最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、母線電流から最小相の相電流を検出できなくなる。２相分の相電流を実測できなければ、モータ電流Ｖ_aの瞬時値を把握することができない。

図８及び後述の図９（ａ）において、Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域８２１は、２相分の相電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない状態においては、電圧指令ベクトル８２０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない状態においては、電圧指令ベクトル８２０はＶ相軸近傍に位置することになる。このように、２相分の相電流の検出が不可能となる領域８２１は、Ｕ相軸を基準として電気角６０度ごとに存在する。

本発明の実施形態では、領域８２１に対応して、図９（ａ）及び（ｂ）に示すようなａ_n軸を定義する（ｎは整数）。ａ_n軸は、α軸からｎ・π／３だけ回転した軸である。図９（ａ）には、ａ_n軸としてのａ₀、ａ₁、ａ₂、ａ₃、ａ₄及びａ₅軸が示されている。ａ₀軸とａ₆軸は同じ軸である。ｂ_n軸は、β軸からｎ・π／３だけ回転した軸である。従って、図９（ｂ）に示す如く、ｂ_n軸はａ_n軸から９０度だけ位相が進んだ軸である。つまり、ｂ₀、ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、ｂ₄及びｂ₅軸は、夫々、ａ₀、ａ₁、ａ₂、ａ₃、ａ₄及びａ₅軸から９０度だけ位相が進んだ軸である。ｂ₀軸とｂ₆軸は同じ軸である。

制御装置３は、ａ₀〜ａ₅軸の内の１つを選択して、選択した軸をａ軸に設定すると共に、ｂ₀〜ｂ₅軸の内の１つを選択して、選択した軸をｂ軸に設定する。但し、ｂ軸はａ軸に対して９０度だけ位相が進んでいる。従って、ａ₀軸がａ軸として設定されたならば、それに伴ってｂ₀軸がｂ軸として設定され、ｂ₀軸がｂ軸として設定されたならば、それに伴ってａ₀軸がａ軸として設定される（ｎが０以外の場合も同様）。

ｎが０、１、２、３、４及び５の何れかである時のａ_n軸及びｂ_n軸を総称してａ_nｂ_n軸と呼び、ｎが０、１、２、３、４及び５の何れかである時のａ_n軸及びｂ_n軸を座標軸に選んだ座標系をａ_nｂ_n座標系と呼ぶ。また、ａ軸及びｂ軸を総称してａｂ軸と呼び、ａ軸及びｂ軸を座標軸に選んだ座標系をａｂ座標系と呼ぶ。

ａｂ軸は、Ｕ相軸から見た電圧指令ベクトル８２０の位相に応じた角度（θ＋ε）に依存して設定される。後述する第１実施形態では、ａ₀〜ａ₅軸の内、電圧指令ベクトル８２０に最も近い軸がａ軸として選択され、ａ軸の選択結果に応じてｂ₀〜ｂ₅軸の中からｂ軸が選択される。一方、後述する第２実施形態では、ｂ₀〜ｂ₅軸の内、電圧指令ベクトル８２０に最も近い軸がｂ軸として選択され、ｂ軸の選択結果に応じてａ₀〜ａ₅軸の中からａ軸が選択される。何れにせよ、ａｂ軸は、電圧指令ベクトル８２０の回転に伴って（電圧指令ベクトル８２０の位相変化に伴って）電気角６０度ごとにステップ的に回転する。

或る１組のａ_nｂ_n軸に着目した時において、ａ_n軸に直交するｂ_n軸方向の領域８２１の厚みの半分は、Δである（図８参照）。Δは、１シャント電流検出方式によって２相分の相電流を検出することができるか否かを峻別する境界の閾値であり、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギングの収束時間などを考慮して、予め設定される。

上述してきた事項の全部又は一部が適用される実施形態として、以下に、第１〜第４実施形態を説明する。

＜＜第１実施形態＞＞
まず、本発明の第１実施形態を説明する。図１０は、第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。図１０において、図１と同一の部分には同一の符号を付す。

図１０のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御装置３を形成する「電流検出部２１、座標変換器２２、電圧演算部（電圧指令ベクトル生成部）２３、電圧指令ベクトル補正部２４、座標変換器２５、ＰＷＭ信号生成部２６、位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を備えている。制御装置３内に電流センサ５も含まれていると考えてもよい。

図１０のモータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖ_d ^*、ｖ_q ^*など）、状態量（ｉ_d、ｉ_q、θ、ωなど）を更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。

位置センサ２７は、ロータリエンコーダ等であり、モータ１の回転子６の磁極位置θに応じた信号を位置検出部２８に送る。位置検出部２８は、位置センサ２７の出力信号に基づいて磁極位置θを検出する。微分器２９は、その磁極位置θを微分することにより、回転速度ωを算出して出力する。

上述の如く、電流センサ５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。母線電流をｉ_dcにて表す。電流センサ５の出力信号は、電流検出部２１に送られる。電流検出部２１は、座標変換器２５が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいてＵ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に、その三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、最小相及び最大相の相電流を母線電流から検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定し、そのタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流の電流値）をサンプリングする。タイミングＳＴ１及びＳＴ２にて検出された母線電流の電流値は最小相及び最大相の相電流の電流値を表しているため、それらの検出電流値と、Ｕ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定した結果と、に基づいて、Ｕ相電流値ｉ_u及びＶ相電流値ｉ_vを算出及び出力する。この際、必要に応じて、ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いる。

座標変換器２２は、磁極位置θに基づいて、Ｕ相電流値ｉ_u及びＶ相電流値ｉ_vをｄｑ軸上の電流値に変換することによりｄ軸電流値ｉ_d及びｑ軸電流値ｉ_qを算出する。

電圧演算部２３には、外部から、モータ１（回転子６）を所望の速度で回転させるための指令値としてモータ速度指令値ω^*が与えられる。また、電圧演算部２３には、微分器２９から回転速度ωが与えられると共に、座標変換器２２からｄ軸電流値ｉ_d及びｑ軸電流値ｉ_qが与えられる。電圧演算部２３は、速度誤差（ω^*−ω）に基づいて、ｑ軸電流値ｉ_qが追従すべきｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を算出する。例えば、比例積分制御によって（ω^*−ω）がゼロに収束するようにｉ_q ^*を算出する。更に、電圧演算部２３は、ｉ_q ^*を参照して、ｄ軸電流値ｉ_dが追従すべきｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を算出する。例えば、最大トルク制御を実現するためのｉ_d ^*を算出する。そして、電圧演算部２３は、電流誤差（ｉ_d ^*−ｉ_d）及び（ｉ_q ^*−ｉ_q）がゼロに収束するように比例積分制御を行って、ｄ軸電圧値ｖ_dが追従すべきｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧値ｖ_qが追従すべきｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出及び出力する。

電圧指令ベクトル補正部２４は、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθに基づき、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*を座標変換を介して補正しつつα軸電圧値ｖαが追従すべきα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧値ｖβが追従すべきβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出して出力する。座標変換器２５は、αβ軸上の指令値ｖα^*及びｖβ^*をＵ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換することにより三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出する。

ＰＷＭ信号生成部２６は、座標変換器２５からの三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wが夫々ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に従った電圧値となるようにインバータ２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ２に与える。インバータ２は、与えられたＰＷＭ信号に従ってインバータ２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に応じたＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧をモータ１に印加する。これにより、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に応じたモータ電流Ｉ_aがモータ１に供給されてモータ１にトルクが発生する。

図１１に、電流検出部２１の内部ブロック図を示す。電流検出部２１は、タイミング生成部４１と、ＡＤ変換器４２と、相判断部４３と、を有する。タイミング生成部４１は、座標変換器２５が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の大小関係に基づいてＵ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定する。最大相、中間相及び最小相の組み合わせは６通りあり、この６通りを第１〜第６モードと呼ぶ。タイミング生成部４１は、上記の大小関係に基づいて現時点が属するモードを特定すると共に、特定されたモードを考慮しつつサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。以下、現時点が属するモードを表す情報を「モード情報」と呼ぶ。

ＡＤ変換器４２は、タイミングＳＴ１とＳＴ２の夫々において電流センサ５の出力信号（アナログ出力信号）をサンプリングすることにより、タイミングＳＴ１とＳＴ２の夫々における母線電流ｉ_dcの電流値をデジタル値として検出及び出力する。相判断部４３は、タイミング生成部４１にて特定されたモード情報を参照して、ＡＤ変換器４２の出力信号からＵ相及びＶ相電流値ｉ_u及びｉ_vを算出する。この際、必要に応じて、ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いる。

ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、速度誤差（ω^*−ω）並びに電流誤差（ｉ_d ^*−ｉ_d）及び（ｉ_q ^*−ｉ_q）をゼロに収束させるための、ｖ_d及びｖ_qの目標値である。電圧演算部２３にて生成されたｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、第１実施形態における電圧指令ベクトルを形成する。即ち、第１実施形態において、電圧演算部２３にて生成されたｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、図８の電圧指令ベクトル８２０のｄ軸成分及びｑ軸成分である。この電圧指令ベクトルに従う電圧がそのままモータ１に印加されたならば、実際の電圧値ｖ_d及びｖ_qは、夫々、指令値ｖ_d ^*及びｖ_q ^*に合致する。但し、電圧演算部２３にて生成された電圧指令ベクトルは、電圧指令ベクトル補正部２４によって補正されうる。

便宜上、電圧演算部２３にて生成された、補正前の電圧指令ベクトルを第１電圧指令ベクトルと呼び、電圧指令ベクトル補正部２４にて第１電圧指令ベクトルが補正されることによって生成された、補正後の電圧指令ベクトルを第２電圧指令ベクトルと呼ぶ。第１実施形態において、第１電圧指令ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分は電圧演算部２３にて生成されたｖ_d ^*及びｖ_q ^*であり、第２電圧指令ベクトルのα軸成分及びβ軸成分は電圧指令ベクトル補正部２４から出力されるｖα^*及びｖβ^*である。

［電圧指令ベクトルの補正］
電圧指令ベクトル補正部２４による電圧指令ベクトルの補正原理について説明する。αβ座標系上において第１電圧指令ベクトルの軌跡が円を成すように、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*が作成される。即ち、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって指定される電圧は回転電圧である。一方、モータ１に高い電圧を印加する必要があるときには、過変調が利用される。図１２に、過変調実行時における、ａ_nｂ_n座標系上の第１電圧指令ベクトルの軌跡８３０を示す。ａ_nｂ_n座標系上における軌跡８３０は、ａ_nｂ_n座標系上の原点を中心とする半径√（ｖ_d ^*2＋ｖ_q ^*2）の円の弧である。その弧の中心角はπ／３であって、その弧はａ_n軸を対称軸として対称性を有している。

図１２において、符号８１２が付された折れ線は、図５の六角形８１２の一部を示している。ａ_nｂ_n座標系上において、過変調実行時における第１電圧指令ベクトルの軌跡８３０の全部又は一部は、六角形８１２の外部に位置する。上述したように、モータ電圧Ｖ_aとして出力できる電圧ベクトルの大きさの最大値Ｖ_max2は、式（Ａ−１０）の如く、（√（２／３））×Ｖ_dcである（図５も参照）。インバータ２は、この最大値Ｖ_max2を超える大きさを有する電圧ベクトルを出力することができないため、何れかの段階で、第１電圧指令ベクトルを補正する必要がある。

第１電圧指令ベクトルをそのまま図１０の座標変換器２５に与え、得られた三相電圧指令値に制限を課すことにより（ＰＷＭ信号の生成段階でＰＷＭ信号のパルス幅に制限を課すことにより）モータへの印加電圧ベクトルの大きさを最大値Ｖ_max2以下にとどめる、という方法（以下、単純制限方法と呼ぶ）も考えられる。但し、この単純制限方法では、母線電流から２相分の相電流を検出可能な、最大相及び中間相間のパルス幅の差及び中間相及び最小相間のパルス幅の差を確保できないこともある。

これを考慮し、電圧指令ベクトル補正部２４は、第１電圧指令ベクトルのａ_n軸成分（ａ_n軸がａ軸である場合は、第１電圧指令ベクトルのａ軸成分）に上限を設けることによって第１電圧指令ベクトルを補正し、補正後の第１電圧指令ベクトルを第２電圧指令ベクトルとして生成する。具体的には、第１電圧指令ベクトルのａ_n軸成分ｖ_anが次式にて規定される上限値ｖ_anLIMを超えている場合、ｖ_anがｖ_anLIMと同じになるようにｖ_anを減少補正する。

２相分の相電流の検出実現のみに注目した場合、第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分ｖ_bnに対する補正は不要であるが、過変調領域を積極的に利用するためには（高い電圧をモータ１に出力するためには）、ｂ_n軸成分ｖ_bnへの補正が必要となる。即ち、図１２に示す如く、六角形８１２の外部に位置する、軌跡８３０上の点８３１及び８３２が、夫々、六角形８１２上の点８４１及び８４２へと移動するように、ｂ_n軸成分ｖ_bnを補正する機能が必要である。図１２において、ベクトル８３１_VEC及び８３２_VECは、夫々、点８３１及び８３２を終点として有する時の第１電圧指令ベクトルである。点８４１及び８４２は、補正後の電圧指令ベクトルの終点が位置すべき点を表している。

図１２の直線８４５は、ａ_nｂ_n座標系上において、（ｖ_an，ｖ_bn）＝（ｖ_anLIM，０）を満たす点を通り且つｂ_n軸に平行な直線である。点８４１は直線８４５上の点であるが、点８４２は直線８４５上の点ではない。補正後の電圧指令ベクトルの終点が点８４２に合致するように、直接、点８４２に対応する電圧指令ベクトルを求めても良いが、それでは計算量が増大してしまう。そこで、電圧指令ベクトル補正部２４は、補正後の電圧指令ベクトル（即ち、第２電圧指令ベクトル）の終点が点８４３に合致するように、第１電圧指令ベクトル８３２_VECのａ_n軸成分ｖ_an及びｂ_n軸成分ｖ_bnを補正する。点８４３は直線８４５上の点である。電圧指令ベクトルに対する点８４３から点８４２への補正は、第２電圧指令ベクトルからＰＷＭ信号の生成する過程において実行される。

実際には、ｖ_an＞ｖ_anLIMであって且つ第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分ｖ_bnが正の時、式（Ｂ−１）を満たす値ｖ_bnoを定義し、下記の条件付式（Ｂ−２）に従って、ｖ_an及びｖ_bnを補正すればよい。ｂ_n軸成分ｖ_bnが負の時にも、同様のアルゴリズムによってｖ_an及びｖ_bnを補正可能である。

ここで、係数Ｋは、１／√３以上の所定値である。Ｋ＝１／√３である時、点８３１と点８４１を結ぶ直線及び点８３２と点８４３と点８４２を結ぶ直線は、点８４１及び８４２が位置する、六角形８１２上の一辺に直交する。図１３〜図１５を参照しつつ、Ｋを１／√３以上に設定することの意義を説明する。

第１電圧指令ベクトルの大きさを｜ｖ^*｜にて表し、印加電圧ベクトルの基本波の大きさを｜ｖ｜にて表す。印加電圧ベクトルは、実際にモータ１に印加した電圧のベクトルを指す。印加電圧ベクトルは、インバータ２の出力電圧をベクトル表現した、インバータ２の出力電圧ベクトルと同じである。印加電圧ベクトルがαβ座標系上で円を描かない時（即ち、実際にモータ１に印加した電圧が回転電圧でない時）、印加電圧ベクトルは、αβ座標系上で円を描く基本波電圧ベクトルに高調波電圧ベクトルを加算したものとなる。図１３の円８５０は、過変調によってαβ座標系上で六角形８１２を描く電圧ベクトルがモータ１に印加された時における、基本波電圧ベクトルの軌跡である。この基本波電圧ベクトルの大きさが｜ｖ｜である。

回転電圧として印加できる電圧ベクトルの大きさの最大値Ｖ_max1（上記式（Ａ−９）参照）に対する第１電圧指令ベクトルの大きさ｜ｖ^*｜の比は変調率と呼ばれる。変調率をＫ_v*にて表すと、Ｋ_v*は下記式（Ｂ−３）によって表される。また、最大値Ｖ_max1に対する大きさ｜ｖ｜の比は、電圧利用率と呼ばれる。電圧利用率をＫ_vにて表すと、Ｋ_vは下記式（Ｂ−４）によって表される。１を超える変調率にて行われるＰＷＭ（パルス幅変調）は過変調ＰＷＭと呼ばれる。電圧利用率の最大値は約１．１０４である。

図１４に、変調率Ｋ_v*と電圧利用率Ｋ_vの関係を示す。Ｋ_v*≦１の領域では、Ｋ_v*とＫ_vとの間で線形性が保たれているが、Ｋ_v*＞１を満たす領域である過変調領域では、この線形性が崩れてくる。過変調領域における曲線８５１は、上記係数Ｋを１／√３に設定した時のＫ_v*とＫ_vの関係を示している。上記係数Ｋを１／√３に設定した場合、Ｋ_v*→∞の時に電圧利用率Ｋ_vがそれの最大値（約１．１０４）をとる。電圧指令ベクトル補正部２４による電圧指令ベクトルの補正処理ではなく上記の単純制限方法を用いた場合も、過変調領域におけるＫ_v*とＫ_vの関係は曲線８５１と符合する。

第１電圧指令ベクトルの大きさ｜ｖ^*｜と印加電圧ベクトルの基本波の大きさ｜ｖ｜との差が大きいことは、制御装置３が指令した電圧と実際の印加電圧との間に大きな差があることを意味する。このような大きな差が存在すると、モータ１に対する制御性が低下する。そこで、係数Ｋを１／√３より大きな値に設定することが望ましい。

Ｋ＞１／√３の時、Ｋ＝１／√３の時と比べて、第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分がより大きく補正される。図１２の例においてＫ＝１／√３の時を基準にして考えた場合、Ｋを１／√３よりも大きく設定すると、点８３２が向かうべき点８４３は直線８４５に沿ってａ_n軸側に向かうため、これに伴って点８３２が向かうべき点８４２（印加電圧ベクトルの終点）は六角形８１２の辺に沿ってａ_n軸側に向かう。従って、過変調領域において、Ｋ＞１／√３の時、Ｋ＝１／√３の時と比べて、印加電圧ベクトルの大きさが増大する。このことは、図１５に示される、Ｋ＝１／√３に対応する印加電圧ベクトル８４２_VECと、Ｋ＞１／√３に対応する印加電圧ベクトル８４２_VEC'との対比からも理解される。印加電圧ベクトル８４２_VEC'の終点位置は印加電圧ベクトル８４２_VECの終点位置よりもａ_n軸に近いため、印加電圧ベクトル８４２_VEC'の大きさは印加電圧ベクトル８４２_VECの大きさよりも大きい。

過変調領域において、Ｋ＞１／√３の時、Ｋ＝１／√３の時と比べて、印加電圧ベクトルの大きさが増大するため、係数Ｋを１／√３よりも大きな値に設定すれば、過変調領域における、Ｋ_v*とＫ_vとの間の線形性は改善される。図１４において、過変調領域における曲線８５２は、上記係数Ｋを１／√３よりも大きな値に設定した時のＫ_v*とＫ_vの関係を示している。このように、Ｋ＞１／√３とすることにより、過変調領域において、制御装置３が指令した電圧と実際の印加電圧との間の差が小さくなり、過変調領域における制御性の低下が抑制される。

［具体的な補正手法と構成］
上記の補正原理に基づく電圧指令ベクトル補正部２４の構成及び動作を具体的に説明する。図１６は、電圧指令ベクトル補正部２４の内部ブロック図である。図１７は、電圧指令ベクトル補正部２４の動作の流れを表すフローチャートである。電圧指令ベクトル補正部２４は、符号５１〜５３によって参照される各部位を備える。ステップＳ１の処理はｄｑ／ａｂ変換部５１によって実行され、ステップＳ２〜Ｓ６の処理は補正ベクトル計算部５２によって実行され、ステップＳ７の処理はａｂ／αβ変換部５３によって実行される。

まず、ステップＳ１において、ｄｑ／ａｂ変換部５１は、図１０の電圧演算部２３から与えられるｄｑ軸上の電圧指令値ｖ_d ^*及びｖ_d ^*を、位置検出部２８からの磁極位置θに基づき、ａｂ軸として設定されるべきａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*に変換する。

上述したように、第１実施形態では、ａ₀〜ａ₅軸の内、第１電圧指令ベクトルに最も近い軸がａ軸として選択され、その選択結果に従ってｂ軸が設定される。従って、第１実施形態では、（θ＋ε＋２π／３）をπ／３で割った時に得られる商が変数ｎの値となり、その商をｎの値として有するａ_n軸がａ軸として選択される（図８参照）。選択されたａ軸は、ａ₀〜ａ₅軸の内、Ｕ相軸から見た第１電圧指令ベクトルの位相（θ＋ε＋π／２）に対して最も近い位相（Ｕ相軸から見た位相）を有する軸である。

モータ１の回転子６の回転に伴って第１電圧指令ベクトルはαβ座標系上で回転し、例えば、図１８のベクトル８２０ａが第１電圧指令ベクトルである時には、ａ₃軸及びｂ₃軸がａ軸及びｂ軸として選択されてａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*としてｖ_a3 ^*及びｖ_b3 ^*が算出され、図１８のベクトル８２０ｂが第１電圧指令ベクトルである時には、ａ₄軸及びｂ₄軸がａ軸及びｂ軸として選択されてａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*としてｖ_a4 ^*及びｖ_b4 ^*が算出される。

第１実施形態におけるｎを、後述の第２実施形態におけるｎと区別すべく、ｎ_Aとも表記する。ｄｑ／ａｂ変換部５１は、（θ＋ε＋２π／３）をπ／３で割ることでｎ（＝ｎ_A）の値を求め、その求めたｎの値を用いて下記式（Ｂ−５）に従い角度θ_nを求める。その後、式（Ｂ−６）に従って、ｖ_d ^*及びｖ_d ^*をｖ_an ^*及びｖ_bn ^*に変換する。尚、ｄｑ／ａｂ変換部５１にて求められたｎ（＝ｎ_A）の値は、ａｂ／αβ変換部５３にて実行される座標変換演算にも利用される。また、位相εは、ε＝ｔａｎ^-1（−ｖ_d ^*／ｖ_q ^*）にて求まる。

補正ベクトル計算部５２は、ステップＳ２〜Ｓ６の処理を実行することにより、ｄｑ／ａｂ変換部５１から与えられるｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を補正して、ａ_nｂ_n軸上の補正後の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を出力する。ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、補正後のｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を表す。尚、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*の値によっては、ｖ_an ^*＝ｖ_acn ^*且つｖ_bn ^*＝ｖ_bcn ^*となることもある。

具体的には、まず、ステップＳ２において、ａ軸電圧に対する補正前の指令値ｖ_an ^*と上限値ｖ_anLIMを比較する。そして、ｖ_an ^*＞ｖ_anLIMである場合は、ステップＳ３に移行して、更にｂ軸電圧に対する補正前の指令値ｖ_bn ^*とゼロを比較し、ｖ_bn ^*＞０である場合はステップＳ４の補正処理を実行する一方、ｖ_bn ^*≦０である場合はステップＳ５の補正処理を実行する。また、ステップＳ２において、ｖ_an ^*≦ｖ_anLIMである場合は、ステップＳ６に移行してステップＳ６の補正処理を実行する。ステップＳ４及びＳ５の補正処理は、過変調に対応する補正処理である。

ステップＳ４の補正処理では、「ｖ_bno ^*＝ｖ_bn ^*−Ｋ（ｖ_an ^*−ｖ_anLIM）」に従って値ｖ_bno ^*を定義した上で、そのｖ_bno ^*と所定の閾値Δとを比較し、ｖ_bno ^*≦Δが成立する場合は「ｖ_acn ^*＝ｖ_anLIM且つｖ_bcn ^*＝Δ」となるように、ｖ_bno ^*＞Δが成立する場合は「ｖ_acn ^*＝ｖ_anLIM且つｖ_bcn ^*＝ｖ_bno ^*」となるように、ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を求める。

ステップＳ５の補正処理では、「ｖ_bno ^*＝ｖ_bn ^*＋Ｋ（ｖ_an ^*−ｖ_anLIM）」に従って値ｖ_bno ^*を定義した上で、そのｖ_bno ^*と所定の閾値（−Δ）とを比較し、ｖ_bno ^*≧−Δが成立する場合は「ｖ_acn ^*＝ｖ_anLIM且つｖ_bcn ^*＝−Δ」となるように、ｖ_bno ^*＜−Δが成立する場合は「ｖ_acn ^*＝ｖ_anLIM且つｖ_bcn ^*＝ｖ_bno ^*」となるように、ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を求める。

ステップＳ６の補正処理は、１シャント電流検出方式によって２相分の相電流を検出可能とするための補正処理であって、その内容は、特許文献１に開示されたものと同じである。即ち、ステップＳ６の補正処理では、ｖ_bn ^*の絶対値｜ｖ_bn ^*｜と閾値Δとを比較し、｜ｖ_bn ^*｜が閾値Δより小さい場合であって且つｖ_bn ^*が正（又はゼロ）である場合はｖ_bcn ^*＝Δとなるように、｜ｖ_bn ^*｜が閾値Δより小さい場合であって且つｖ_bn ^*が負である場合はｖ_bcn ^*＝−Δとなるように、ｖ_bcn ^*を求める。絶対値｜ｖ_bn ^*｜が閾値Δ以上の場合、ｖ_bcn ^*＝ｖ_bn ^*とされる。また、ステップＳ６の補正処理では、更にｖ_an ^*と（√３）×Δが比較され、「ｖ_an ^*＜（√３）×Δ」が成立する場合は、ｖ_acn ^*＝（√３）×Δとなるようにｖ_acn ^*が求められる。「ｖ_an ^*＜（√３）×Δ」が成立しない場合、ｖ_acn ^*＝ｖ_an ^*とされる。

ステップＳ４、Ｓ５又はＳ６の補正処理によって求められたａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、図１６のａｂ／αβ変換部５３に送られる。ステップＳ４、Ｓ５又はＳ６に続くステップＳ７において、ａｂ／αβ変換部５３は、ａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*をαβ軸上に座標変換することにより、αβ軸上の電圧指令値ｖα^*及びｖβ^*を算出する。この算出は、下記式（Ｂ−７）に従って行われる。式（Ｂ−７）におけるｎは、ｄｑ／ａｂ変換部５１にて求められたｎ（＝ｎ_A）である。

ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は所定の更新周期にて順次更新されるが、この更新の度に、最新のｖ_d ^*及びｖ_q ^*を用いたステップＳ１〜Ｓ７の処理によって最新のｖα^*及びｖβ^*が求められる。即ち、更新周期にて離散化された第ｋ番目の更新タイミングにおけるｖ_d ^*、ｖ_q ^*、ｖ_an ^*、ｖ_bn ^*、ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を、夫々、ｖ_d ^*（ｋ）、ｖ_q ^*（ｋ）、ｖ_an ^*（ｋ）、ｖ_bn ^*（ｋ）、ｖ_acn ^*（ｋ）及びｖ_bcn ^*（ｋ）にて表した場合、ｖ_d ^*（ｋ）及びｖ_q ^*（ｋ）がｖ_an ^*（ｋ）及びｖ_bn ^*（ｋ）に変換された後、ｖ_an ^*（ｋ）及びｖ_bn ^*（ｋ）がステップＳ４、Ｓ５又はＳ６の補正処理によって補正されてｖ_acn ^*（ｋ）及びｖ_bcn ^*（ｋ）が求められる。

図１０の座標変換器２５は、上記式（Ａ−１）及び式（Ａ−２）に対応する下記式（Ｂ−８ａ）及び（Ｂ−８ｂ）と式（Ｂ−８ｃ）とに基づいて、三相変調時における三相電圧指令値ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*を求め、この三相電圧指令値ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*に直流電圧Ｖ_dcの大きさに応じた上下限を課すことによって最終的な三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を求める。例えば、ｖ_u1 ^*が直流電圧Ｖ_dcの大きさから定まる所定の上限値ｖ_ULを超えるのであればｖ_u ^*にｖ_ULを代入し、ｖ_u1 ^*が直流電圧Ｖ_dcの大きさから定まる所定の下限値ｖ_LLを下回るのであればｖ_u ^*にｖ_LLを代入する。ｖ_UL≧ｖ_u1 ^*≧ｖ_LLであれば、ｖ_u ^*＝ｖ_u1 ^*とされる。ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*についても同様に処理される。尚、上限値ｖ_UL及び下限値ｖ_LLは、夫々、図３のキャリア信号ＣＳの最大値及び最小値と一致する。

勿論、２相変調及びヒップ型変調を利用することもできる。２相変調を利用する場合は、三相電圧指令値ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*を上記式（Ａ−３）〜（Ａ−５）に従ってｖ_u2 ^*、ｖ_v2 ^*及びｖ_w2 ^*に変換し、ｖ_u2 ^*、ｖ_v2 ^*及びｖ_w2 ^*に直流電圧Ｖ_dcの大きさに応じた上下限を課すことによって最終的な三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を求める。ヒップ型変調を利用する場合は、三相電圧指令値ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*を上記式（Ａ−６）〜（Ａ−８）に従ってｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*に変換し、ｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*に直流電圧Ｖ_dcの大きさに応じた上下限を課すことによって最終的な三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を求める。

［シミュレーション結果］
図１９（ａ）〜（ｆ）に、電圧指令ベクトル及び印加電圧ベクトルに関するシミュレーション結果を示す。図１９（ａ）のグラフのプロット群は、過変調が利用された場合における、αβ座標系上の第１電圧指令ベクトルの軌跡を表している。図１９（ｂ）〜（ｅ）のグラフのプロット群は、図１９（ａ）の第１電圧指令ベクトルから生成されたベクトルの、αβ座標系上の軌跡を示している。図１９（ａ）〜（ｆ）の各グラフにおいて、横軸はα軸に一致し、縦軸はβ軸に一致している。

図１９（ｂ）のプロット群は、従来方法とも言うべき単純制限方法によって得られた印加電圧ベクトルの軌跡を表している。図１９（ｂ）は、図１９（ｃ）〜（ｆ）と対比するための参考図に相当する。

図１９（ｃ）のプロット群は、Ｋ＝１／√３の時における第２電圧指令ベクトルの軌跡を表し、図１９（ｄ）のプロット群は、図１９（ｃ）の第２電圧指令ベクトルに基づいて生成された印加電圧ベクトルの軌跡を表している。図１９（ｃ）からも分かるように、２相分の相電流が検出不能となる領域８２１（図８参照）内に第２電圧指令ベクトルの軌跡は存在しない。

図１９（ｅ）のプロット群は、係数Ｋが１／√３よりも随分大きい時における第２電圧指令ベクトルの軌跡を表し、図１９（ｆ）のプロット群は、図１９（ｅ）の第２電圧指令ベクトルに基づいて生成された印加電圧ベクトルの軌跡を表している。係数Ｋを１／√３よりも大きくすることによって、２相分の相電流の検出を確保しつつも、印加電圧ベクトルの大きさがなるだけＶ_max2＝（√（２／３）×Ｖ_dc）に近づけられていることが分かる（より大きな電圧がモータ１に印加されている）。

電流検出部２１は、１シャント電流検出方式によって三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を検出しているが、１シャント電流検出方式以外の電流検出方式によって三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を検出することも可能であり、その場合も、第１実施形態に係る電圧指令ベクトル補正方法は有効に機能する。但し、１シャント電流検出方式以外の電流検出方式を利用する場合、上記の閾値Δはゼロに設定される（１シャント電流検出方式を利用する場合は、Δ＞０である）。

例えば、電流検出部２１は、以下の第１〜第３電流検出方式の何れかによって三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を検出するようにしてもよい。第１電流検出方式では、図１の端子１２ｕ及び１２ｖに流れる電流を直接検出する電流センサ（計２つの電流センサ）を用いて、Ｕ相、Ｖ相電流値ｉ_u及びｉ_vが直接検出される。第２電流検出方式では、下アーム９ｕと母線１３とを結ぶ第１配線に直列に介在する第１電流センサと、下アーム９ｖと母線１３とを結ぶ第２配線に直列に介在する第２電流センサとを用いて、第１及び第２配線に流れる電流を検出することにより、Ｕ相、Ｖ相電流値ｉ_u及びｉ_vを検出する。第３電流検出方式では、上記の第１及び第２電流センサと、下アーム９ｗと母線１３とを結ぶ第３配線に直列に介在する第３電流センサとを用いて、第１〜第３配線に流れる電流を検出することにより三相電流値を検出する。第１〜第３の電流検出方式で利用される各電流センサは、シャント抵抗又はカレントトランス等である。

図１０のモータ駆動システムでは、位置センサ２７を用いて磁極位置θ及び回転速度ωを求めているが、位置センサ２７を用いることなく、磁極位置θ及び回転速度ωを推定によって求めるようにしてもよい。磁極位置θ及び回転速度ωの推定方法として、公知の方法を含む任意の方法を利用可能である。例えば、ｖ_d ^*、ｖ_q ^*、ｉ_d及びｉ_qの全部又は一部を用いて磁極位置θ及び回転速度ωを推定するようにしてもよい。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態では、電圧指令ベクトル補正部として、図２０の電圧指令ベクトル補正部１２４が用いられる。図２０は、電圧指令ベクトル補正部１２４の内部ブロック図である。電圧指令ベクトル補正部１２４は、符号１５１〜１５３によって参照される各部位を備える。

ｄｑ／ａｂ変換部１５１には、ｄｑ軸上の電圧指令値ｖ_d ^*及びｖ_q ^*と磁極位置θとが与えられる。ｄｑ／ａｂ変換部１５１に与えられるｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、第２実施形態における電圧指令ベクトルを形成する。即ち、第２実施形態において、ｄｑ／ａｂ変換部１５１に与えられるｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、図８の電圧指令ベクトル８２０のｄ軸成分及びｑ軸成分である。この電圧指令ベクトルに従う電圧がそのままモータ１に印加されたならば、実際の電圧値ｖ_d及びｖ_qは、夫々、指令値ｖ_d ^*及びｖ_q ^*に合致する。但し、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって表される電圧指令ベクトルは、電圧指令ベクトル補正部１２４によって補正されうる。

便宜上、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって表される、補正前の電圧指令ベクトルを第１電圧指令ベクトルと呼び、電圧指令ベクトル補正部１２４にて第１電圧指令ベクトルが補正されることによって生成された、補正後の電圧指令ベクトルを第２電圧指令ベクトルと呼ぶ。第２実施形態において、第１電圧指令ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分は夫々ｄｑ／ａｂ変換部１５１に与えられるｖ_d ^*及びｖ_q ^*であり、第２電圧指令ベクトルのα軸成分及びβ軸成分は電圧指令ベクトル補正部１２４から出力されるｖα^*及びｖβ^*である。αβ座標系上において第１電圧指令ベクトルの軌跡が円を成すように、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は作成される。即ち、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって指定される電圧は回転電圧である。

ｄｑ／ａｂ変換部１５１は、与えられたｄｑ軸上の電圧指令値ｖ_d ^*及びｖ_d ^*を磁極位置θに基づき、ａｂ軸として設定されるべきａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*に変換する。

上述したように、第２実施形態では、ｂ₀〜ｂ₅軸の内、第１電圧指令ベクトルに最も近い軸がｂ軸として選択され、その選択結果に従ってａ軸が設定される。従って、第２実施形態では、第１実施形態と異なり、（θ＋ε＋π／６）をπ／３で割った時に得られる商が変数ｎの値となり、その商をｎの値として有するｂ_n軸がｂ軸として選択される。選択されたｂ軸は、ｂ₀〜ｂ₅軸の内、Ｕ相軸から見た第１電圧指令ベクトルの位相（θ＋ε＋π／２）に対して最も近い位相（Ｕ相軸から見た位相）を有する軸である。

第２実施形態におけるｎ、即ち（θ＋ε＋π／６）をπ／３で割った時に得られる商を、第１実施形態におけるｎ（＝ｎ_A）と区別すべく、ｎ_Bとも表記する。第２実施形態の説明文で述べられるｎはｎ_Bと合致する。

モータ１の回転子６の回転に伴って第１電圧指令ベクトルはαβ座標系上で回転し、例えば、図２１のベクトル８２０ａが第１電圧指令ベクトルである時には、ａ₁軸及びｂ₁軸がａ軸及びｂ軸として選択されてａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*としてｖ_a1 ^*及びｖ_b1 ^*が算出され、図２１のベクトル８２０ｂが第１電圧指令ベクトルである時には、ａ₂軸及びｂ₂軸がａ軸及びｂ軸として選択されてａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*としてｖ_a2 ^*及びｖ_b2 ^*が算出される。

ｄｑ／ａｂ変換部１５１は、（θ＋ε＋π／６）をπ／３で割ることでｎ（＝ｎ_B）の値を求め、その求めたｎの値を用いて下記式（Ｃ−１）に従い角度θ_nを求める。その後、式（Ｃ−２）に従って、ｖ_d ^*及びｖ_d ^*をｖ_an ^*及びｖ_bn ^*に変換する。尚、ｄｑ／ａｂ変換部１５１にて求められたｎ（＝ｎ_B）の値は、ａｂ／αβ変換部１５３にて実行される座標変換演算にも利用される。また、位相εは、ε＝ｔａｎ^-1（−ｖ_d ^*／ｖ_q ^*）にて求まる。

補正ベクトル計算部１５２は、ｄｑ／ａｂ変換部１５１から与えられるｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を補正して、ａ_nｂ_n軸上の補正後の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を出力する。ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、補正後のｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を表す。尚、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*の値によっては、ｖ_an ^*＝ｖ_acn ^*且つｖ_bn ^*＝ｖ_bcn ^*となることもある。

補正ベクトル計算部１５２から出力される電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、ａｂ／αβ変換部１５３に送られる。ａｂ／αβ変換部１５３は、ａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*をαβ軸上に座標変換することにより、αβ軸上の電圧指令値ｖα^*及びｖβ^*を算出する。この算出は、下記式（Ｃ−３）に従って行われる。式（Ｃ−３）におけるｎは、ｄｑ／ａｂ変換部１５１にて求められたｎ（＝ｎ_B）である。

ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は所定の更新周期にて順次更新されるが、この更新の度に、最新のｖ_d ^*及びｖ_q ^*を用いて最新のｖα^*及びｖβ^*が求められる。更新周期にて離散化された第ｋ番目の更新タイミングにおけるｖ_d ^*、ｖ_q ^*、ｖ_an ^*、ｖ_bn ^*、ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を、夫々、ｖ_d ^*（ｋ）、ｖ_q ^*（ｋ）、ｖ_an ^*（ｋ）、ｖ_bn ^*（ｋ）、ｖ_acn ^*（ｋ）及びｖ_bcn ^*（ｋ）にて表す。そうすると、ｖ_d ^*（ｋ）及びｖ_q ^*（ｋ）をｖ_an ^*（ｋ）及びｖ_bn ^*（ｋ）に変換した後、ｖ_an ^*（ｋ）及びｖ_bn ^*（ｋ）が補正されてｖ_acn ^*（ｋ）及びｖ_bcn ^*（ｋ）が求められる。

今、図２２（ａ）に示すような軌跡を有する第１電圧指令ベクトルがｄｑ／ａｂ変換部１５１に与えられた場合、即ち、常にｖ_d ^*＝０且つｖ_q ^*＝ＣＯＮＳＴがｄｑ／ａｂ変換部１５１に与えられた場合を想定する。値ＣＯＮＳＴは、過変調ＰＷＭが必要となるような、比較的大きな一定値である。この想定の下、補正ベクトル計算部１５２にて採用可能な電圧指令補正処理として、第１〜第４の電圧指令補正処理を個別に説明する。

［第１の電圧指令補正処理］
まず、第１の電圧指令補正処理を説明する。図２２（ａ）に示すような第１電圧指令ベクトルが生成された時、ａ_nｂ_n座標系上の第１電圧指令ベクトルの軌跡は、図２２（ｂ）に示されるプロット群を繋ぎ合わせた軌跡となる（第２〜第４の電圧指令補正処理についても同様）。図２２（ｂ）のグラフの横軸及び縦軸は、夫々、第１電圧指令ベクトルのａ_n軸及びｂ_n軸成分であるｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を表している。図２２（ｂ）からも分かるように、ｎ_Aではなくｎ_Bを用いてｄｑ軸及びａｂ軸間の座標変換を行うことにより、第１電圧指令ベクトルの軌跡を、ｂ_n軸を中心とする±π／６の位相領域内に集中させることができる。

ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を座標軸成分として有するａ_nｂ_n座標系上の第１電圧指令ベクトルを得た後、第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分を所定値に制限することによりｖ_bn ^*を補正する。図２３（ａ）のプロット群は、ａ_nｂ_n座標系上の第２電圧指令ベクトル（即ち、補正後の第１電圧指令ベクトル）の軌跡を表している。この第２電圧指令ベクトルをαβ座標系上に変換すると、図２３（ｂ）に示す軌跡を有する、αβ座標系上の第２電圧指令ベクトルが得られる。

上記の所定値を直流電圧値Ｖ_dcに応じて適切に設定しておくことにより、電圧指令ベクトルを、インバータ２が出力可能な六角形８１２（図５参照）のベクトル空間内に収まるように簡単に補正できる。

このような補正によって得られた第２電圧指令ベクトルの指令値ｖα^*及びｖβ^*を三相電圧指令値に変換し、ヒップ型変調を用いると、過変調領域を利用した図２４（ａ）に示すような三相電圧指令値ｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*が得られる。図２４（ａ）のグラフは、図２４（ｂ）に示すＵ相電圧指令値ｖ_u3 ^*のプロット群と、図２４（ｃ）に示すＶ相電圧指令値ｖ_v3 ^*のプロット群と、図２４（ｄ）に示すＷ相電圧指令値ｖ_w3 ^*のプロット群を重ね合わせて示したものである。

尚、図２３（ａ）（並びに後述する図２５（ａ）及び図２９（ａ））のグラフにおいて、横軸及び縦軸は、夫々、第２電圧指令ベクトルのａ_n軸及びｂ_n軸成分であるｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を表している。図２３（ｂ）（並びに後述する図２５（ｂ）及び図２９（ｂ））のグラフにおいて、横軸及び縦軸は、夫々、第２電圧指令ベクトルのα軸及びβ軸成分であるｖα^*及びｖβ^*を表している。図２４（ａ）（並びに後述する図２６（ａ）及び図３０（ａ））のグラフにおいて、横軸は時間を表し、縦軸はｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*を表している。図２４（ｂ）（並びに後述する図２６（ｂ）及び図３０（ｂ））のグラフにおいて、横軸は時間を表し、縦軸はｖ_u3 ^*を表している。図２４（ｃ）（並びに後述する図２６（ｃ）及び図３０（ｃ））のグラフにおいて、横軸は時間を表し、縦軸はｖ_v3 ^*を表している。図２４（ｄ）（並びに後述する図２６（ｄ）及び図３０（ｄ））のグラフにおいて、横軸は時間を表し、縦軸はｖ_w3 ^*を表している。

具体的には、第１の電圧指令補正処理において、補正ベクトル計算部１５２は、式（Ｃ−４）に従って電圧指令ベクトルを補正する。即ち、ｖ_bn ^*（ｋ）とｂ_n軸成分に対する上限値Ｖ_bnmaxとを比較し、ｖ_bn ^*（ｋ）＞Ｖ_bnmaxが成立する場合は式「ｖ_bcn ^*（ｋ）＝Ｖ_bnmax」に従ってｖ_bcn ^*（ｋ）を求め、ｖ_bn ^*（ｋ）＞Ｖ_bnmaxが成立しない場合は式「ｖ_bcn ^*（ｋ）＝ｖ_bn ^*（ｋ）」に従ってｖ_bcn ^*（ｋ）を求める。第１の電圧指令補正処理においては、電圧指令ベクトルのａ_n軸成分は補正されない。つまり、常に、ｖ_acn ^*（ｋ）＝ｖ_an ^*（ｋ）とされる。

上限値Ｖ_bnmaxは、インバータ２が出力可能な電圧のｂ_n軸成分の最大値であり、下記式（Ｃ−５）によって定義される。上限値Ｖ_bnmaxは、上記式（Ａ−９）にて定義される値Ｖ_max1と同じである（図５も参照）。

［第２の電圧指令補正処理］
次に、第２の電圧指令補正処理を説明する。第１の電圧指令補正処理では、電圧指令ベクトルのａ_n軸成分に対する補正が行われないが、ａ_n軸成分に対する補正を適切に行うことによって、過変調領域における変調率Ｋ_v*及び電圧利用率Ｋ_v間の線形性を改善することができる。第１実施形態で述べたように、変調率Ｋ_v*及び電圧利用率Ｋ_vは、上記式（Ｂ−３）及び（Ｂ−４）で定義される。但し、当然ではあるが、第２実施形態においては、ｄｑ／ａｂ変換部１５１への入力値ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって表される第１電圧指令ベクトルの大きさが｜ｖ^*｜である。

第２の電圧指令補正処理においては、電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分に対する補正を実行しつつ、そのｂ_n軸成分が所定値（Ｖ_bnmax）を超えた量に応じて、電圧指令ベクトルのａ_n軸成分に対しても補正を加える。これによって、図２５（ａ）に示す如く電圧指令ベクトルをｂ_n軸から離れたベクトルに補正する（補正後の電圧指令ベクトルがｂ_n軸近傍に位置しないようにする）。このような補正を行うことによって、電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分の減少補正分に応じて電圧指令ベクトルのａ_n軸成分が増大補正されるため、過変調領域において、補正前の電圧指令ベクトル（第１電圧指令ベクトル）の大きさと印加電圧ベクトル（第２電圧指令ベクトル）の大きさの差を小さくすることができる。

従来方法とも言うべき単純制限方法を採用すると、過変調領域において、電圧指令ベクトルの大きさと印加電圧ベクトルの基本波の大きさとの間に大きな差が生じ、変調率が大きいほど、その差が大きくなっていた。このような大きな差が存在するとモータに対する制御性が低下する。一方、本電圧指令補正処理の如く電圧指令ベクトルのａ_n軸成分を補正すれば、補正前の電圧指令ベクトル（第１電圧指令ベクトル）と補正後の電圧指令ベクトル（第２電圧指令ベクトル）との間における大きさの差が減少し、結果、過変調領域において、補正前の電圧指令ベクトルの大きさと印加電圧ベクトルの基本波の大きさとの線形性が向上して制御性が改善される。

図２５（ａ）及び（ｂ）並びに図２６（ａ）〜（ｄ）を参照して、第２の電圧指令補正処理に対応するシミュレーション結果を説明する。第２の電圧指令補正処理では、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を座標軸成分として有するａ_nｂ_n座標系上の第１電圧指令ベクトルを得た後、上述の如く、第１電圧指令ベクトルのａ_n軸及びｂ_n軸成分を補正する。図２５（ａ）のプロット群は、第２の電圧指令補正処理に対応する、ａ_nｂ_n座標系上の第２電圧指令ベクトル（補正後の第１電圧指令ベクトル）の軌跡を表している。この第２電圧指令ベクトルをαβ座標系上に変換すると、図２５（ｂ）に示す軌跡を有する、αβ座標系上の第２電圧指令ベクトルが得られる。

この後、第２電圧指令ベクトルの指令値ｖα^*及びｖβ^*を三相電圧指令値に変換し、ヒップ型変調を用いると、過変調領域を利用した図２６（ａ）に示すような三相電圧指令値ｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*が得られる。図２６（ａ）のグラフは、図２６（ｂ）に示すＵ相電圧指令値ｖ_u3 ^*のプロット群と、図２６（ｃ）に示すＶ相電圧指令値ｖ_v3 ^*のプロット群と、図２６（ｄ）に示すＷ相電圧指令値ｖ_w3 ^*のプロット群を重ね合わせて示したものである。

具体的には、第２の電圧指令補正処理において、補正ベクトル計算部１５２は、式（Ｃ−６）〜（Ｃ−１０）に従って電圧指令ベクトルを補正する。尚、sign（ｖ_an ^*（ｋ））は、ｖ_an ^*（ｋ）≧０の時には１であり、ｖ_an ^*（ｋ）＜０の時には（−１）である。同様に、sign（ｖ_an’（ｋ））は、ｖ_an’（ｋ）≧０の時には１であり、ｖ_an’（ｋ）＜０の時には（−１）である。

式（Ｃ−６）と第１の電圧指令補正処理で利用される式（Ｃ−４）は同じものである。従って、第２の電圧指令補正処理においてｖ_bn ^*（ｋ）からｖ_bcn ^*（ｋ）を生成する処理内容は、第１の電圧指令補正処理におけるそれと同じである。

第２の電圧指令補正処理では、式（Ｃ−７）に従って値ｖ_anmax（ｋ）が求められる。式（Ｃ−７）に基づくｖ_anmax（ｋ）は、モータ１の印加電圧ベクトルのｂ_n軸成分がｖ_bcn ^*（ｋ）である時において、インバータ２が出力可能な電圧のａ_n軸成分の最大値を表す。更に、式（Ｃ−８）に従って値ｖ_bno ^*（ｋ）が求められる。値ｖ_bno ^*（ｋ）は、ｂ_n軸成分ｖ_bn ^*（ｋ）を補正することによってｂ_n軸成分ｖ_bcn ^*（ｋ）を求める時の、ｂ_n軸成分の減少補正量を表している。

その後、式（Ｃ−９）に従って値ｖ_an’（ｋ）を求める。値ｖ_an’（ｋ）を求めた後、式（Ｃ−１０）に従ってｖ_acn ^*（ｋ）を求める。即ち、不等式「｜ｖ_an’（ｋ）｜＞ｖ_anmax（ｋ）」が成立する場合は、式「ｖ_acn ^*（ｋ）＝sign（ｖ_an’（ｋ））・ｖ_anmax（ｋ）」に従ってｖ_acn ^*（ｋ）が求められ、不等式「｜ｖ_an’（ｋ）｜＞ｖ_anmax（ｋ）」が成立しない場合は、式「ｖ_acn ^*（ｋ）＝ｖ_an’（ｋ）」に従ってｖ_acn ^*（ｋ）が求められる。

このように、第２の電圧指令補正処理では、ｂ_n軸成分の減少補正量ｖ_bno ^*（ｋ）がゼロよりも大きい時、その減少補正量に応じた量だけｖ_an ^*（ｋ）と異なる値ｖ_an’（ｋ）が求められ、その値ｖ_an’（ｋ）に応じて、上限値ｖ_anmax（ｋ）を超えない範囲で、補正後の電圧指令ベクトルのａ_n軸成分ｖ_acn ^*（ｋ）が求められる。上限値ｖ_anmax（ｋ）の存在を無視したならば、ｂ_n軸成分の減少補正量ｖ_bno ^*（ｋ）が増大すればするほど、ａ_n軸成分に対する補正量（ｖ_acn ^*（ｋ）−ｖ_an ^*（ｋ））の大きさも増大する。 式（Ｃ−９）における係数Ｋ_Oは、ａ_n軸成分に対する補正量を調整するための係数であり、係数Ｋ_Oの値は、Ｋ_O＞０を満たす所定値とされる。

図２７に、変調率Ｋ_v*と電圧利用率Ｋ_vとの関係を示す。過変調領域における曲線８８０は、単純制限方法を用いた場合におけるＫ_v*とＫ_vの関係を示している。過変調領域における曲線８８１及び８８２は、第２の電圧指令補正処理を用いた場合におけるＫ_v*とＫ_vの関係を示している。但し、曲線８８１はＫ_O＝１の時のそれを、曲線８８２はＫ_O＝２の時のそれを示している。係数Ｋ_Oを増大させることによって、過変調領域におけるＫ_v*とＫ_vの線形性がより改善される。

［第３の電圧指令補正処理］
次に、第３の電圧指令補正処理を説明する。第３の電圧指令補正処理では、１シャント電流検出方式を採用するモータ駆動システムに電圧指令ベクトル補正部１２４が組み込まれることを想定する。第３の電圧指令補正処理においても、第２の電圧指令補正処理と同様、第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分ｖ_bn ^*（ｋ）が所定の上限値Ｖ_bnmaxを超えている量に応じてａ_n軸成分ｖ_an ^*（ｋ）が補正されるが、この補正内容に１シャント電流検出方式を考慮した制限が加えられる。また、この際、母線電流から２相分の相電流を検出できなくなる状態の発生を回避するための補正も実施される。ａ_n軸成分ｖ_an ^*（ｋ）に基づけば、注目時点が２相分の相電流を検出できなくなる期間に属するか否かを判断することができるため、このような補正が実施可能である。

具体的には、第３の電圧指令補正処理において、補正ベクトル計算部１５２は、上記式（Ｃ−６）及び（Ｃ−８）〜（Ｃ−１０）と下記式（Ｃ−１１）に従って電圧指令ベクトルを補正する。

第２の電圧指令補正処理では、式（Ｃ−７）に従って値ｖ_anmax（ｋ）が求められていたが、第３の電圧指令補正処理では、式（Ｃ−７）の代わりに式（Ｃ−１１）に従って値ｖ_anmax（ｋ）が求められる。ｖ_anmax（ｋ）の算出式が異なる点を除いて、第２及び第３の電圧指令補正処理は同じである。

図８及び図９を参照して説明したように、ａ_n軸に直交するｂ_n軸方向の領域８２１の厚みの半分は、Δである。従って、図２８からも理解されるように、ｖ_acn ^*（ｋ）の上限値ｖ_anmax（ｋ）を式（Ｃ−１１）に従って定めるようにすれば、２相分の相電流を検出できなくなる状態の発生を回避することができる。

図２９（ａ）及び（ｂ）並びに図３０（ａ）〜（ｄ）を参照して、第３の電圧指令補正処理に対応するシミュレーション結果を説明する。図２９（ａ）のプロット群は、第３の電圧指令補正処理に対応する、ａ_nｂ_n座標系上の第２電圧指令ベクトル（補正後の第１電圧指令ベクトル）の軌跡を表している。この第２電圧指令ベクトルをαβ座標系上に変換すると、図２９（ｂ）に示す軌跡を有する、αβ座標系上の第２電圧指令ベクトルが得られる。図２９（ｂ）より、２相分の相電流が検出不能となる領域に第２電圧指令ベクトルが存在していないことが分かる。

この後、第２電圧指令ベクトルの指令値ｖα^*及びｖβ^*を三相電圧指令値に変換し、ヒップ型変調を用いると、過変調領域を利用した図３０（ａ）に示すような三相電圧指令値ｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*が得られる。図３０（ａ）のグラフは、図３０（ｂ）に示すＵ相電圧指令値ｖ_u3 ^*のプロット群と、図３０（ｃ）に示すＶ相電圧指令値ｖ_v3 ^*のプロット群と、図３０（ｄ）に示すＷ相電圧指令値ｖ_w3 ^*のプロット群を重ね合わせて示したものである。

［第４の電圧指令補正処理］
次に、第４の電圧指令補正処理を説明する。第４の電圧指令補正処理でも、１シャント電流検出方式を採用するモータ駆動システムに電圧指令ベクトル補正部１２４が組み込まれることを想定する。上述の第３の電圧指令補正処理では、第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分ｖ_bn ^*（ｋ）が所定の上限値Ｖ_bnmaxを超えている量に応じてａ_n軸成分ｖ_an ^*（ｋ）を補正する補正処理と、母線電流から２相分の相電流を検出できなくなる状態の発生を回避するための補正処理と、を実行しているが、第４の電圧指令補正処理では、これらの補正処理の内、後者の補正処理のみを実行する。

具体的には、第４の電圧指令補正処理において、補正ベクトル計算部１５２は、上記式（Ｃ−６）に従って電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分を補正する。従って、第４の電圧指令補正処理においてｖ_bn ^*（ｋ）からｖ_bcn ^*（ｋ）を生成する処理内容は、第１〜第３の電圧指令補正処理におけるそれと同じである。

一方、第４の電圧指令補正処理において、補正ベクトル計算部１５２は、下記式（Ｃ−１２）及び（Ｃ−１３）に従って、電圧指令ベクトルのａ_n軸成分を補正する。即ち、上記式（Ｃ−１１）と同じ式（Ｃ−１２）によって値ｖ_anmax（ｋ）を求めた後、不等式「｜ｖ_an ^*（ｋ）｜＞ｖ_anmax（ｋ）」が成立する場合は、式「ｖ_acn ^*（ｋ）＝sign（ｖ_an ^*（ｋ））・ｖ_anmax（ｋ）」に従ってｖ_acn ^*（ｋ）を求め、不等式「｜ｖ_an ^*（ｋ）｜＞ｖ_anmax（ｋ）」が成立しない場合は、式「ｖ_acn ^*（ｋ）＝ｖ_an ^*（ｋ）」に従ってｖ_acn ^*（ｋ）を求める。

これにより、第１電圧指令ベクトルのｂ_n軸成分ｖ_bn ^*（ｋ）が所定の上限値Ｖ_bnmaxを超えている量に応じてａ_n軸成分ｖ_an ^*（ｋ）を補正することによる効果（過変調領域におけるＫ_v*及びＫ_v間の線形性向上）は得られないものの、母線電流から２相分の相電流を検出できなくなる状態の発生を回避することが可能となる。

［モータ駆動システムの構成例］
上述の電圧指令ベクトル補正部１２４を利用したモータ駆動システムの構成及び動作を説明する。図３１は、第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。図３１において、図１及び図１０と同一の部分には同一の符号を付す。

図３１のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御装置３を形成する「電流検出部２１、座標変換器２２、電圧演算部（電圧指令ベクトル生成部）２３、電圧指令ベクトル補正部１２４、座標変換器１２５、ＰＷＭ信号生成部２６、位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を備えている。制御装置３内に電流センサ５も含まれていると考えてもよい。

図３１のモータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖ_d ^*、ｖ_q ^*など）、状態量（ｉ_d、ｉ_q、θ、ωなど）を更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。

図３１のモータ駆動システムにおける電流検出部２１、座標変換器２２、電圧演算部２３、ＰＷＭ信号生成部２６、位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９は、図１０のそれらと同じものである。但し、図３１のモータ駆動システムにおいて、電流検出部２１及びＰＷＭ信号生成部２６に入力されるべき三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、座標変換器１２５から出力される。

電圧演算部２３にて算出されたｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、ｄｑ座標系上の第１電圧指令ベクトルを形成し、電圧指令ベクトル補正部１２４に与えられる。電圧指令ベクトル補正部１２４内にて、第１電圧指令ベクトルのｄ軸成分ｖ_d ^*及びｑ軸成分ｖ_q ^*が第１電圧指令ベクトルのａ_n軸成分ｖ_an ^*及びｂ_n軸成分ｖ_bn ^*へと変換された後、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*が補正されて第２電圧指令ベクトルのａ_n軸成分ｖ_acn ^*及びｂ_n軸成分ｖ_bcn ^*が求められる。

図３１の電圧指令ベクトル補正部１２４にて実行される、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*からｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を生成する処理として、上述の第１〜第４の電圧指令補正処理の何れかが用いられる。但し、図３１のモータ駆動システムでは、図１０のモータ駆動システムと同様、１シャント電流検出方式を採用しているため、図３１の電圧指令ベクトル補正部１２４は、上述の第３又は第４の電圧指令補正処理によって、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*からｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を求めることが望ましい。

求められたｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、電圧指令ベクトル補正部１２４内のａｂ／αβ変換器１５３によって、α軸電圧値ｖαが追従すべきα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧値ｖβが追従すべきβ軸電圧指令値ｖβ^*に変換される。座標変換器１２５は、電圧指令ベクトル補正部１２４から出力されるαβ軸上の指令値ｖα^*及びｖβ^*を、Ｕ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換することにより三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出する。座標変換器１２５にて算出された三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、電流検出部２１及びＰＷＭ信号生成部２６に出力される。

ＰＷＭ信号生成部２６は、座標変換器１２５からの三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wが夫々ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に従った電圧値となるようにインバータ２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ２に与える。インバータ２は、与えられたＰＷＭ信号に従ってインバータ２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に応じたＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧をモータ１に印加する。これにより、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に応じたモータ電流Ｉ_aがモータ１に供給されてモータ１にトルクが発生する。

座標変換器１２５では、２相変調又はヒップ型変調が利用される。２相変調を利用する場合、座標変換器１２５は、ｖα^*及びｖβ^*より、上記式（Ｂ−８ａ）、（Ｂ−８ｂ）及び（Ｂ−８ｃ）を満たす、三相変調時における三相電圧指令値ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*を求め、そのｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*を上記式（Ａ−３）〜（Ａ−５）に従ってｖ_u2 ^*、ｖ_v2 ^*及びｖ_w2 ^*に変換する。そして、ｖ_u2 ^*、ｖ_v2 ^*及びｖ_w2 ^*をｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*として出力する。ヒップ型変調を利用する場合は、上記の三相電圧指令値ｖ_u1 ^*、ｖ_v1 ^*及びｖ_w1 ^*を上記式（Ａ−６）〜（Ａ−８）に従ってｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*に変換し、ｖ_u3 ^*、ｖ_v3 ^*及びｖ_w3 ^*をｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*として出力する。第１実施形態と異なり、第２実施形態では、三相電圧指令値の段階で過変調用の補正を行う必要はない。

また、上述の構成では、第１電圧指令ベクトルのａ_n軸成分ｖ_an ^*及びｂ_n軸成分ｖ_bn ^*を求めた後、ａ_nｂ_n座標系上でそれらを補正し、その後、第２電圧指令ベクトルのα軸成分ｖα^*及びβ軸成分ｖβ^*を求めるようにしている。即ち、ａ_nｂ_n座標系上で第１電圧指令ベクトルを補正しているが、ａ_nｂ_n座標系以外の座標系上で第１電圧指令ベクトルを補正するようにしてもよい。

例えば、電圧指令ベクトル補正部１２４の代わりに、図３２の電圧指令ベクトル補正部１２４ａを図３１のモータ駆動システム内に設けることも可能である。図３２は、電圧指令ベクトル補正部１２４ａの内部ブロック図であり、電圧指令ベクトル補正部１２４ａは、符号１６１〜１６３によって参照される各部位を備える。

ｄｑ／αβ変換器１６１は、電圧演算部２３から出力されるｄｑ軸上の電圧指令値ｖ_d ^*及びｖ_q ^*を磁極位置θに基づいてαβ軸上の電圧指令値に変換することによりｖα₁ ^*及びｖβ₁ ^*を求める。ｖα₁ ^*及びｖβ₁ ^*は、夫々、第１電圧指令ベクトルのα軸及びβ軸成分である。補正ベクトル計算部１６２は、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθに基づいて、αβ軸上の電圧指令値ｖα₁ ^*及びｖβ₁ ^*に対する補正値ｖα₂ ^*及びｖβ₂ ^*を求める。加算器１６３は、ｄｑ／αβ変換器１６１及び補正ベクトル計算部１６２からのｖα₁ ^*、ｖβ₁ ^*、ｖα₂ ^*及びｖβ₂ ^*を用いて、式「ｖα^*＝ｖα₁ ^*＋ｖα₂ ^*」及び「ｖβ^*＝ｖβ₁ ^*＋ｖβ₂ ^*」に従ってｖα₁ ^*及びｖβ₁ ^*を補正することによりｖα^*及びｖβ^*を算出する。算出値ｖα^*及びｖβ^*は図３１の座標変換器１２５に送られる。

補正ベクトル計算部１６２は、加算器１６３にて算出されるｖα^*及びｖβ^*が、電圧指令ベクトル補正部１２４から出力されるべきｖα^*及びｖβ^*と同じになるように、ｖα₂ ^*及びｖβ₂ ^*を求める。電圧指令ベクトル補正部１２４ａでは、αβ座標系上で第１電圧指令ベクトルが補正されることになる。

また、三相電圧指令値の段階で補正を行うことも可能である。この場合は、ｄｑ軸上の電圧指令値ｖ_d ^*及びｖ_q ^*を磁極位置θに基づいてＵ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換することにより補正前の三相電圧指令値ｖ_uA ^*及びｖ_vA ^*及びｖ_wA ^*を算出する一方で、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθに基づいて三相電圧指令値ｖ_uA ^*及びｖ_vA ^*及びｖ_wA ^*に対する補正値ｖ_uB ^*及びｖ_vB ^*及びｖ_wB ^*を求め、ｖ_uA ^*及びｖ_vA ^*及びｖ_wA ^*をｖ_uB ^*及びｖ_vB ^*及びｖ_wB ^*を用いて補正することにより最終的な三相電圧指令値ｖ_u ^*及びｖ_v ^*及びｖ_w ^*を求めればよい。この最終的な三相電圧指令値ｖ_u ^*及びｖ_v ^*及びｖ_w ^*が図３１の座標変換器１２５から出力されるべきｖ_u ^*及びｖ_v ^*及びｖ_w ^*と同じとなるように、補正値ｖ_uB ^*及びｖ_vB ^*及びｖ_wB ^*は求められる。

電流検出部２１は、１シャント電流検出方式によって三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を検出しているが、１シャント電流検出方式以外の電流検出方式によって三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を検出することも可能であり、その場合も、第２実施形態に係る電圧指令ベクトル補正方法は有効に機能する。例えば、電流検出部２１は、第１実施形態で述べた第１〜第３電流検出方式の何れかによって三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を検出することも可能である。第１〜第３電流検出方式の何れかによって三相電流を検出する場合は、上記の第１又は第２の電圧指令補正処理を用いて電圧指令ベクトルの補正を行えばよい。

図３１のモータ駆動システムでは、位置センサ２７を用いて磁極位置θ及び回転速度ωを求めているが、位置センサ２７を用いることなく、磁極位置θ及び回転速度ωを推定によって求めるようにしてもよい。磁極位置θ及び回転速度ωの推定方法として、公知の方法を含む任意の方法を利用可能である。例えば、ｖ_d ^*、ｖ_q ^*、ｉ_d及びｉ_qの全部又は一部を用いて磁極位置θ及び回転速度ωを推定するようにしてもよい。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。第３実施形態では、上述の第１又は第２実施形態で述べた、電圧指令ベクトルの補正方法を、系統連系システムに適用する。特許文献１には、モータ駆動システムにおける電圧指令ベクトルの補正方法を系統連系システムに適用する方法が開示されている。本願の第１又は第２実施形態で述べた電圧指令ベクトルの補正方法を系統連系システムに適用する方法は、それに対応する特許文献１の方法と同様である。

モータ駆動システムに対して上述した事項（第１及び第２実施形態の記載内容を含む）は、第３又は後述の第４実施形態に適用されるが、第１及び第２実施形態と異なる点は、第３又は後述の第４実施形態における説明文中で記述される。

図３３は、第３実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。図３３の系統連系システムでは、太陽電池で発電した電力を三相式のインバータを用いて三相の系統に連系する。本実施形態では、電流制御系電圧連系三相インバータを組み込んだ系統連系システムを例にとる。この種の系統連系インバータでは、電流指令値に追従するように連系点に電圧を印加することによって系統との連系がなされる（例えば、“山田、他２名，「電流制御形正弦波電圧連系三相インバータ（Current Controlled Type Sinusoidal Voltage Interconnecting Three-Phase Inverter）」，平成１９年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成１９年３月，第４分冊，４−０７６，ｐ．１１５”を参照）。

第３及び後述の第４実施形態の共通事項を適宜指摘しながら、図３３の各部位の接続関係等を説明する。図３３において、符号３０４は、直流電源としての太陽電池である。図３３には、太陽電池３０４の等価回路が示されている。太陽電池３０４は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。その直流電圧は、負出力端子３０４ｂを低電圧側として、正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間に生じる。平滑化コンデンサＣｄの両端子間には正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間の直流電圧が印加され、平滑化コンデンサＣｄは該直流電圧に応じた電荷を蓄える。電圧検出器３０６は、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値を検出し、検出値を制御装置３０３に送る。

図３３におけるＰＷＭインバータ３０２（以下、単に「インバータ３０２」という）は、図１のインバータ２と同じ三相式のインバータであり、それの内部構成はインバータ２と同じである。

インバータ３０２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧が印加される。尚、ｕ、ｖ及びｗは、一般的に、三相式のモータにおける各相を表す記号として用いられ、第３及び後述の第４実施形態で想定されるようなシステムでは、各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗ以外の記号（例えば、ａ、ｂ及びｃ）が用いられることも多い。しかしながら、第３及び後述の第４実施形態では、説明の便宜上、インバータ３０２の各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗを用いる。

系統連系システムにおいて、直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、インバータ３０２のＵ相の出力端子である端子３１２ｕ、インバータ３０２のＶ相の出力端子である端子３１２ｖ、インバータ３０２のＷ相の出力端子である端子３１２ｗに接続される。尚、図３３では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗは、夫々、連系用リアクトル（インダクタ）及び屋内配線を介して連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗに接続される。端子３１２ｕと連系点３３０ｕとの間に介在する連系用リアクトル及び屋内配線のリアクタンス成分をＬ_Cにて表す。同様に、端子３１２ｖと連系点３３０ｖとの間におけるそれ、及び、端子３１２ｗと連系点３３０ｗとの間におけるそれもＬ_Cにて表す。尚、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗと連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗとの間に三相変圧器（トランス；不図示）を介在させ、該三相変圧器を用いて系統連系を行うようにしてもよい。この三相変圧器は、インバータ３０２側と系統側（後述の電力系統３４０側）との絶縁や変圧を目的として設けられる。

符号３４０は、三相交流電力を供給する電力系統（系統側電源）である。電力系統３４０を、３つの交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗに分解して考えることができ、交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗの夫々は、基準点３４１を基準として角周波数（角速度）ω_Sの交流電圧を出力する。但し、交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗが出力する交流電圧の位相は、互いに、電気角で１２０度ずつ異なっている。

電力系統３４０は、基準点３４１を基準とした交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗの出力電圧を、夫々、端子３４２ｕ、３４２ｖ及び３４２ｗから出力する。端子３４２ｕ、３４２ｖ及び３４２ｗは、夫々、屋外配線を介して連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗに接続される。ここで、各屋外配線における線路インピーダンスのリアクタンス成分及び抵抗成分を夫々Ｌ_S及びＲ_Sにて表す。

異なる連系点間には家電製品等の負荷が接続される。図３３に示す例では、連系点３３０ｕと３３０ｖとの間に線形負荷である負荷３３５が接続され、連系点３３０ｖと３３０ｗとの間に非線形負荷である負荷３３６が接続されている。このため、負荷３３５は、連系点３３０ｕ−３３０ｖ間電圧を駆動電圧として駆動され、負荷３３６は、連系点３３０ｖ−３３０ｗ間電圧を駆動電圧として駆動される。線形負荷とは、オームの法則に従う負荷であり、非線形負荷とは、オームの法則に従わない負荷である。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータのような整流回路を含む負荷が負荷３３６として想定される。

インバータ３０２は、制御装置３０３にて生成された三相電圧指令値に基づくＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をインバータ３０２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御装置３０３にて生成される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が指定される。

太陽電池３０４からの直流電圧は、インバータ３０２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、三相交流電圧に変換される。図３３の系統連系システムでは、直流電源としての太陽電池３０４と電力系統３４０との系統連系が行われ、電力系統３４０に連系しつつインバータ３０２からの三相交流電圧に応じた交流電力が負荷３３５及び３３６に供給される。

電流センサ３０５は、インバータ３０２の母線３１３に流れる電流を検出する。第３及び及び後述の第４実施形態における母線電流は、母線３１３に流れる電流を指す。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ３０２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて太陽電池３０４の負出力端子３０４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線３１３であり、電流センサ３０５は、母線３１３に直列に介在している。電流センサ３０５は、検出した母線電流の電流値を表す信号を制御装置３０３に伝達する。制御装置３０３は、電流センサ３０５の出力信号に基づいて上記三相電圧指令値の生成を行う。電流センサ３０５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子３０４ｂとを接続する配線（母線３１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子３０４ａとを接続する配線に電流センサ３０５を設けるようにしてもよい。

モータ駆動システムにおけるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、図１の中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧を意味していたが、第３及び後述の第４実施形態におけるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、夫々、或る固定電位を有する基準電位点から見た端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗの電圧を指す。例えば、第３実施形態では、基準点３４１を上記基準電位点として捉えることができる。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。更に、第３及び後述の第４実施形態において、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗを介して流れる電流を、夫々、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wと呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子３１２ｕ、３１２ｖ又は３１２ｗから流れ出す方向の電流の極性を正とする。第３及び後述の第４実施形態において、モータ駆動システムと同じように、最大相、中間相及び最小相を定義する。

ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づくインバータ３０２内の各アームのスイッチング動作は、モータ駆動システムにおけるそれと同様である。即ち、インバータ３０２は、モータ駆動システムのインバータ２と同様、キャリア信号ＣＳとｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の比較結果に応じて各アームのオン／オフを制御する。

第３実施形態では、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗを介してインバータ３０２から出力される電流を、総称して「連系電流」と呼ぶ。Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wは、夫々、連系電流のＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分に相当する。

図３４に、制御装置３０３の内部ブロック図を含む、第３実施形態に係る系統連系システムの全体構成図を示す。制御装置３０３は、符号３５１〜３５８で参照される各部位を含む。制御装置３０３では、母線電流から各相電流を検出し、検出した３相の相電流を有効電流及び無効電流に変換する（即ち、連系電流をＰ−Ｑ変換する）。そして、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値が所望値に保たれるように且つ無効電流がゼロとなるように電圧指令ベクトルを作成する。一旦作成された電圧指令ベクトルは、第１又は第２実施形態と同様にして補正され、補正後の電圧指令ベクトルから三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）が生成される。

図３４に示される各部位の動作を詳説する前に、制御装置３０３内で参照される複数の軸の関係について説明する。図３５は、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、の関係を表す空間ベクトル図である。

Ｐ軸の回転における角周波数（角速度）は、各交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗが出力する交流電圧の角周波数ω_Sと同じとする。図３３の連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗにおける各電圧の合成電圧を二次元座標面上のベクトル量として捉え、その電圧のベクトルをｅ_Cによって表す。仮に、インバータ３０２がｅ_Cと同位相の電流（ｅ_Cと向きが一致する電流ベクトルによって表される電流）を出力すれば、インバータ３０２は、有効電力のみを出力することになる（この場合、無効電力は電力系統３４０から供給されることになる）。

Ｐ軸の向きは、電圧ベクトルｅ_Cの向きと同じとされる（故に、電圧ベクトルｅ_CはＰ軸上にのることになる）。そして、Ｐ軸から電気角で９０度進んだ位相にＱ軸をとる。Ｐ軸及びＱ軸を総称してＰＱ軸と呼び、Ｐ軸及びＱ軸を座標軸に選んだ座標系をＰＱ座標系と呼ぶ。また、Ｕ相軸とＰ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＰ軸の位相をω_Sｔにて表す（ｔ＝０の時、Ｕ相軸とＰ軸は一致する）。インバータ３０２の出力電圧の位相は、Ｌ_Cで表される連系用リアクトルの分だけ電圧ベクトルｅ_Cから進められる。図３５において、符号９１０が付されたベクトルは、電圧指令ベクトルである。Ｑ軸から見た電圧指令ベクトル９１０の位相をε_Aにて表す。図３５において、半時計回り方向を位相の進み方向と考え、ε_A＜０とする。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル９１０の位相は、（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）にて表される。電圧指令ベクトル９１０のＰ軸成分及びＱ軸成分は、それぞれｖＰ^*及びｖＱ^*にて表される。

図３５において、Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域９１１は、図８の領域８２１と同様の、母線電流から２相分の電流が検出できない領域を表している。また、図３５には示されていないが、第３及び第４実施形態においても、モータ駆動システムにおけるそれらと同様の、α及びβ軸並びにａ_n軸及びｂ_n軸を定義する。制御装置３０３（及び後述する制御装置５０３）は、ａ₀〜ａ₅軸の内の１つを選択して、選択した軸をａ軸に設定すると共に、ｂ₀〜ｂ₅軸の内の１つを選択して、選択した軸をｂ軸に設定する。但し、ｂ軸はａ軸に対して９０度だけ位相が進んでいる。

図３４に示される各部位の動作の説明を行う。電流センサ３０５によって検出された母線電流の電流値を表す信号は、電流検出部３５１に伝達される。電流検出部３５１は、図１０の電流検出部２１と同様の動作を行う。即ち、電流検出部３５１は、座標変換器３５７が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と電流センサ３０５の出力信号に基づいて、Ｕ相電流値ｉ_u及びＶ相電流値ｉ_vを算出する。三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と電流センサ３０５の出力信号に基づくｉ_u及びｉ_vの算出方法は、電流検出部２１による三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と電流センサ５の出力信号に基づくｉ_u及びｉ_vの算出方法と同じである。

座標変換器３５２は、位相ω_Sｔに基づいて、Ｕ相電流値ｉ_u及びＶ相電流値ｉ_vをＰＱ軸上の電流値に変換することによりＰ軸電流値ｉＰ及びＱ軸電流値ｉＱを算出する。ｉＰは、連系電流におけるＰ軸成分であると共に連系電流における有効電流を表している。ｉＱは、連系電流におけるＱ軸成分であると共に連系電流における無効電流を表している。或るタイミングにて算出されたｉＰ及びｉＱは、そのタイミングにおける有効電流の瞬時値及び無効電流の瞬時値を表す。具体的には、ｉＰ及びｉＱは、下記式（Ｄ−１）に従って算出される。

位相ω_Sｔは、インバータ３０２の出力電圧の位相に対応している。図３５を参照して説明したように、Ｕ相軸とＰ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＰ軸の位相をω_Sｔにて表すこととしているため、Ｕ相電圧ｖ_uの位相から位相ω_Sｔを定めればよい。実際には、インバータ３０２による電圧出力を行うに先立ち、端子３１２ｕに現れる交流電圧源３４０ｕからの交流電圧の角周波数及び位相を検出し、検出した角周波数及び位相に合わせてω_Sの値及びｔ＝０となる時点を定めればよい。

直流電圧制御部３５３には、電圧検出器３０６によって検出された平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧Ｅｄと、その両端子間電圧Ｅｄの目標値を表す直流電圧指令値Ｅｄ^*とが与えられる。直流電圧指令値Ｅｄ^*は、太陽電池３０４から最大電力を得るためのＥｄ（換言すれば、インバータ３０２の出力電力を最大とするためのＥｄ）と合致する。直流電圧制御部３５３は、比例積分制御によって（Ｅｄ−Ｅｄ^*）がゼロに収束するように有効電流に対する指令値ｉＰ^*を算出及び出力する。また、無効電流に対する指令値ｉＱ^*はゼロとされる。ｉＰ^*はｉＰが追従すべき目標値を表し、ｉＱ^*はｉＱが追従すべき目標値を表す。

有効電流制御部３５４は、直流電圧制御部３５３からのｉＰ^*と座標変換器３５２からのｉＰとに基づき、電流誤差（ｉＰ^*−ｉＰ）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことにより、Ｐ軸電圧ｖＰが追従すべきＰ軸電圧指令値ｖＰ^*を算出する。無効電流制御部３５５は、与えられたｉＱ^*と座標変換器３５２からのｉＱに基づき、電流誤差（ｉＱ^*−ｉＱ）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことにより、Ｑ軸電圧ｖＱが追従すべきＱ軸電圧指令値ｖＱ^*を算出する。ｖＰ及びｖＱは、インバータ３０２の出力電圧ベクトル（インバータ３０２から出力される電圧をベクトル表現したもの）のＰ軸及びＱ軸成分を表す。

図３６に、電圧指令ベクトル補正部３５６の内部ブロック図を示す。電圧指令ベクトル補正部３５６は、符号３６１〜３６３によって参照される各部位を備える。

ＰＱ／ａｂ変換部３６１には、ＰＱ軸上の電圧指令値ｖＰ^*及びｖＱ^*と位相ω_Sｔとが与えられる。ｖＰ^*及びｖＱ^*は、第３実施形態における電圧指令ベクトルを形成する。即ち、第３実施形態において、ｖＰ^*及びｖＱ^*は、図３５の電圧指令ベクトル９１０のＰ軸成分及びＱ軸成分である。この電圧指令ベクトルに従う電圧がそのままインバータ３０２から出力されたならば、実際のＰ軸電圧値ｖＰ及びＱ軸電圧値ｖＱは、夫々、指令値ｖＰ^*及びｖＱ^*に合致する。但し、ｖＰ^*及びｖＱ^*にて形成される電圧指令ベクトルは、電圧指令ベクトル補正部３５６によって補正されうる。

便宜上、ｖＰ^*及びｖＱ^*によって表される、補正前の電圧指令ベクトルを第１電圧指令ベクトルと呼び、電圧指令ベクトル補正部３５６にて第１電圧指令ベクトルが補正されることによって生成された、補正後の電圧指令ベクトルを第２電圧指令ベクトルと呼ぶ。第３実施形態において、第１電圧指令ベクトルのＰ軸成分及びＱ軸成分は夫々ｖＰ^*及びｖＱ^*であり、第２電圧指令ベクトルのα軸成分及びβ軸成分は電圧指令ベクトル補正部３５６から出力されるｖα^*及びｖβ^*である。αβ座標系上において第１電圧指令ベクトルの軌跡が円を成すように、ｖＰ^*及びｖＱ^*は作成される。即ち、ｖＰ^*及びｖＱ^*によって指定される電圧は回転電圧である。必要に応じ、変調率が１を超えるようにｖＰ^*及びｖＱ^*は作成される。

ＰＱ／ａｂ変換部３６１は、ＰＱ軸上の電圧指令値ｖＰ^*及びｖＱ^*を位相ω_Sｔに基づき、ａｂ軸として設定されるべきａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*に変換する。補正ベクトル計算部３６２は、ＰＱ／ａｂ変換部３６１から与えられるｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を補正して、ａ_nｂ_n軸上の補正後の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を出力する。ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、補正後のｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を表す。補正ベクトル計算部３６２から出力される電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*は、ａｂ／αβ変換部３６３に送られる。ａｂ／αβ変換部３６３は、ａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*をαβ軸上に座標変換することにより、αβ軸上の電圧指令値ｖα^*及びｖβ^*を算出する。

電圧指令ベクトル補正部３５６にて行われる、ｖＰ^*及びｖＱ^*からｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を生成する処理と、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を補正することによってｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を生成する処理と、ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*からｖα^*及びｖβ^*を生成する処理は、第１又は第２実施形態におけるそれらと同様である。但し、第１又は第２実施形態に記載の事項を本実施形態に当てはめる際、第１又は第２実施形態に記載の「ｖ_d ^*、ｖ_q ^*、θ、ｄ軸、ｑ軸」は、それぞれ「ｖＰ^*、ｖＱ^*、ω_Sｔ、Ｐ軸、Ｑ軸」に読み替えられる。また、本実施形態では、電圧検出器３０６によって検出された平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧Ｅｄが、第１又は第２実施形態の直流電圧Ｖ_dcに相当する。

図３４の座標変換器３５７は、電圧指令ベクトル補正部３５６からのαβ軸上の指令値ｖα^*及びｖβ^*をＵ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換することにより三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出する。ｖα^*及びｖβ^*からｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出する手法は、第１又は第２実施形態で述べたものと同様である。

ＰＷＭ信号生成部３５８は、座標変換器３５７からの三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wが夫々ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に従った電圧値となるようにインバータ３０２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ３０２に与える。インバータ３０２は、与えられたＰＷＭ信号に従ってインバータ３０２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に応じたＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧を出力する。

このように、第１又は第２実施形態で述べた補正手法を系統連系システムに適用することが可能であり、これによって第１又は第２実施形態と同様の効果を得ることが可能である。

尚、系統連系システムの制御装置３０３によって実行される制御は、有効電流及び無効電流に対する制御と言えるが、有効電力及び無効電力に対する制御とも言える。電力系統３４０からの交流電圧は振幅が略一定の交流電圧であるがゆえ、その交流電圧と連系して有効電流及び無効電流が所望値となるように制御するということは、有効電力及び無効電力を所望値となるように制御していることに他ならないからである（電圧に有効電流を掛けたものが有効電力であり、無効電流を掛けたものが無効電力である）。従って、インバータ制御装置の一種である制御装置３０３を、電流制御装置と呼ぶことができると共に電力制御装置と呼ぶこともできる。

また、インバータ３０２に対する直流電源の例として太陽電池３０４を挙げたが、太陽電池３０４の代わりに燃料電池や風力発電機等を用いるようにしてもよい。また、図３４に示した系統連系システムの具体的構成を、第１又は第２実施形態で述べた各種技術的事項に従って変形することも可能である。

＜＜第４実施形態＞＞
第１〜第３実施形態に係るシステムでは、検出した電流を電流制御（又は電力制御）に利用した。しかしながら、保護等を目的として電流検出を行うシステムにも第１〜第３実施形態で述べた技術は適用可能である。この種のシステムを本発明の第４実施形態として説明する。

図３７は、第４実施形態に係る三相負荷駆動システムの全体構成図である。図３７において、インバータ３０２、太陽電池３０４、電流センサ３０５及び平滑化コンデンサＣｄは、図３３に示すそれらと同じものであり、それらの間の接続関係も図３３と同じであるとする。説明の便宜上、三相負荷駆動システムのインバータ３０２に対する直流電源を第３実施形態と同じく太陽電池３０４としているが、インバータ３０２に対する直流電源として任意の直流電源を用いることができる。

第３実施形態と異なり、三相負荷駆動システムでは、インバータ３０２の出力端子である端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗが、系統側に接続されること無く、三相負荷に接続されている。より具体的には、端子３１２ｕは負荷５４０ｕを介して基準点５４１に接続され、端子３１２ｖは負荷５４０ｖを介して基準点５４１に接続され、端子３１２ｗは負荷５４０ｗを介して基準点５４１に接続されている。

図３７の三相負荷駆動システムにおけるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、夫々、基準点５４１の電位を基準とする端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗの電圧であり、負荷５４０ｕ、５４０ｖ及び５４０ｗは、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wを駆動電圧として受ける。負荷５４０ｕ、５４０ｖ及び５４０ｗは、夫々、例えば、インダクタや抵抗素子等の負荷である。尚、説明の便宜上、第３実施形態でも導入した記号「ω_S」を本実施形態でも用いているが、本実施形態におけるω_Sは、図３３の電力系統３４０の交流電圧の角周波数とは無関係であるとする。

与えられたＰＷＭ信号に基づくインバータ３０２の動作は、第３実施形態におけるそれと同じである。但し、図３７の三相負荷駆動システムにおいては、ＰＷＭ信号が、インバータ制御装置としての制御装置５０３から与えられる。

制御装置５０３は、符号５５１〜５５６にて参照される各部位を含む。制御装置５０３内では、第３実施形態のＰ軸及びＱ軸に対応するＸ軸及びＹ軸が定義される。

図３８は、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＸ軸及びＹ軸と、の関係を表す空間ベクトル図である。Ｘ軸の回転における角周波数（角速度）はω_Sである。符号９２０は、本実施形態におけるインバータ３０２の出力電圧の電圧ベクトルを表す。

Ｘ軸の向きは、電圧指令ベクトル９２０の向きと同じとされる（故に、電圧指令ベクトル９２０はＸ軸上にのることになる）。そして、Ｘ軸から電気角で９０度進んだ位相にＹ軸をとる。Ｘ軸及びＹ軸を総称してＸＹ軸と呼び、Ｘ軸及びＹ軸を座標軸に選んだ座標系をＸＹ座標系と呼ぶ。また、本実施形態では、Ｕ相軸とＸ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＸ軸の位相をω_Sｔにて表し（ｔ＝０の時、Ｕ相軸とＸ軸は一致する）、Ｙ軸から見た電圧指令ベクトル９２０の位相をε_Aにて表す。図３８において、半時計回り方向を位相の進み方向と考え、ε_A＜０とする。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル９２０の位相は、（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）＝ω_Sｔ、にて表される。電圧指令ベクトル９２０のＸ軸成分及びＹ軸成分は、それぞれｖＸ^*及びｖＹ^*にて表される。

図３７に示される各部位の動作の説明を行う。電流センサ３０５によって検出された母線電流の電流値を表す信号は、電流検出部５５１に伝達される。電流検出部５１１は、図１０の電流検出部２１と同様の動作を行う。即ち、電流検出部３５１は、座標変換器５５５が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と電流センサ３０５の出力信号に基づいて、三相電流値ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wを算出する。三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と電流センサ３０５の出力信号に基づくｉ_u及びｉ_vの算出方法は、電流検出部２１による三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と電流センサ５の出力信号に基づくｉ_u及びｉ_vの算出方法と同様である。ｉ_wは、関係式「ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０」を利用して、演算によって求められる。

検出電流処理部５５２は、電流検出部５５１から出力されたｉ_u、ｉ_v及びｉ_wに基づいた所定の処理を行う。例えば、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wが異常に大きくなっていないか（即ち、インバータ３０２の出力電流が過電流となっていないか）を検出し、その検出結果に応じた保護動作を行う。

電圧決定部５５３は、Ｘ軸電圧ｖＸが追従すべきＸ軸電圧指令値ｖＸ^*及びＹ軸電圧ｖＹが追従すべきＹ軸電圧指令値ｖＹ^*を生成して出力する。ｖＸ及びｖＹは、インバータ３０２の出力電圧ベクトルのＸ軸及びＹ軸成分を表す。図３８に示したように、電圧指令ベクトル９２０はＸ軸上にあるためｖＹ^*はゼロとされ、三相負荷に供給したい所望電力値に応じた値がｖＸ^*に代入される。モータ駆動システムではｄ軸とＵ相軸に一致する時点がモータ１の磁極位置に依存し、系統連系システムではＰ軸とＵ相軸に一致する時点が系統側の交流電圧の位相に依存するが、第４実施形態ではそのような依存は存在しないため、ｔ＝０の時点を自由に定めることができる。ω_Sについても同様である。

第４実施形態において、ｖＸ^*及びｖＹ^*は、図３８の電圧指令ベクトル９２０のＸ軸成分及びＹ軸成分である。この電圧指令ベクトルに従う電圧がそのままインバータ３０２から出力されたならば、実際のＸ軸電圧値ｖＸ及びＹ軸電圧値ｖＹは、夫々、指令値ｖＸ^*及びｖＹ^*に合致する。但し、ｖＸ^*及びｖＹ^*にて形成される電圧指令ベクトルは、電圧指令ベクトル補正部５５４によって補正されうる。

便宜上、ｖＸ^*及びｖＹ^*によって表される、補正前の電圧指令ベクトルを第１電圧指令ベクトルと呼び、電圧指令ベクトル補正部５５４にて第１電圧指令ベクトルが補正されることによって生成された、補正後の電圧指令ベクトルを第２電圧指令ベクトルと呼ぶ。第４実施形態において、第１電圧指令ベクトルのＸ軸成分及びＹ軸成分は夫々ｖＸ^*及びｖＹ^*であり、第２電圧指令ベクトルのα軸成分及びβ軸成分は電圧指令ベクトル補正部５５４から出力されるｖα^*及びｖβ^*である。αβ座標系上において第１電圧指令ベクトルの軌跡が円を成すように、ｖＸ^*及びｖＹ^*は作成される。即ち、ｖＸ^*及びｖＹ^*によって指定される電圧は回転電圧である。必要に応じ、変調率が１を超えるようにｖＸ^*及びｖＹ^*は作成される。

電圧指令ベクトル補正部５５４は、ＸＹ軸上の電圧指令値ｖＸ^*及びｖＹ^*を位相ω_Sｔに基づきｖ_an ^*及びｖ_bn ^*に変換した後、それらを補正することによってｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を求める。その後、補正後のａ_nｂ_n軸上の電圧指令値ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*をαβ軸上に座標変換することにより、αβ軸上の電圧指令値ｖα^*及びｖβ^*を算出する。電圧指令ベクトル補正部５５４にて行われる、ｖＸ^*及びｖＹ^*からｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を生成する処理と、ｖ_an ^*及びｖ_bn ^*を補正することによってｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*を生成する処理と、ｖ_acn ^*及びｖ_bcn ^*からｖα^*及びｖβ^*を生成する処理は、第１又は第２実施形態におけるそれらと同様である。但し、第１又は第２実施形態に記載の事項を本実施形態に当てはめる際、第１又は第２実施形態に記載の「ｖ_d ^*、ｖ_q ^*、θ、ｄ軸、ｑ軸」は、それぞれ「ｖＸ^*、ｖＹ^*、ω_Sｔ、Ｘ軸、Ｙ軸」に読み替えられる。また、本実施形態では、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧が、第１又は第２実施形態の直流電圧Ｖ_dcに相当する。図３７には示されていないが、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧は電圧検出器によって検出され、検出電圧値が制御装置５０３に送られる。

座標変換器５５５は、電圧指令ベクトル補正部５５４からのαβ軸上の指令値ｖα^*及びｖβ^*をＵ、Ｖ及びＷ相軸上の指令値に変換することにより三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出する。ｖα^*及びｖβ^*からｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出する手法は、第１又は第２実施形態で述べたものと同様である。

ＰＷＭ信号生成部５５６は、座標変換器５５５からの三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧値ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wが夫々ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に従った電圧値となるようにインバータ３０２内の各スイッチング素子（アーム）に対するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ３０２に与える。インバータ３０２は、与えられたＰＷＭ信号に従ってインバータ３０２内の各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に応じたＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧を出力する。

このように、第１又は第２実施形態で述べた補正手法を三相負荷駆動システムに適用することが可能であり、これによって第１又は第２実施形態と同様の効果を得ることが可能である。尚、図３７に示した三相負荷駆動システムの具体的構成を、第１又は第２実施形態で述べた各種技術的事項に従って変形することも可能である。

＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈３を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
上述の各種の指令値（ｖ_d ^*及びｖ_q ^*など）や状態量（ｉ_d、ｉ_qなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、制御装置（３、３０３又は５０３）内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈２］
制御装置（３、３０３又は５０３）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御装置（３、３０３又は５０３）を実現する場合、その制御装置の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、制御装置（３、３０３又は５０３）を形成することも可能である。

［注釈３］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ｂ−７）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（α、βを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は適宜無視されるべきである。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。 モータの解析モデル図である。 ３相変調を利用した場合におけるＰＷＭ信号の例を示す図である。 ３相変調が行われる時のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表す図である。 αβ座標系上のモータ電圧の電圧ベクトル軌跡を表す図である。 ２相変調が行われる時のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表す図である。 過変調を３相変調に適用した場合における、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の波形を表す図である。 固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 本発明の実施形態に係るａ_n軸及びｂ_n軸を説明するための図である。 本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。 図１０の電流検出部の内部ブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る電圧指令ベクトルの補正原理を説明するための図である。 過変調利用時における、モータへの印加電圧ベクトルの軌跡と、その印加電圧ベクトルに対応する基本波電圧ベクトルの軌跡と、を表す図である。 本発明の第１実施形態に係り、変調率と電圧利用率の関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電圧指令ベクトルの補正原理を説明するための図である。 図１０の電圧指令ベクトル補正部の内部ブロック図である。 図１０の電圧指令ベクトル補正部の動作の流れを表すフローチャートである。 本発明の第１実施形態に係り、ａ₀〜ａ₅軸からａ軸を選択する方法を説明するための図である。 本発明の第１実施形態に係り、電圧指令ベクトル及び印加電圧ベクトルに関するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る電圧指令ベクトル補正部の内部ブロック図である。 本発明の第２実施形態に係り、ｂ₀〜ｂ₅軸からｂ軸を選択する方法を説明するための図である。 本発明の第２実施形態に係り、ｄｑ座標系上の第１電圧指令ベクトルの軌跡（ａ）と、ａ_nｂ_n座標系上の第１電圧指令ベクトルの軌跡（ｂ）とを示す図である。 本発明の第２実施形態における第１の電圧指令補正処理によって得られた、ａ_nｂ_n座標系上の第２電圧指令ベクトルの軌跡（ａ）とαβ座標系上の第２電圧指令ベクトルの軌跡（ｂ）とを示す図である。 本発明の第２実施形態における第１の電圧指令補正処理によって得られた、三相電圧指令値を示す図である。 本発明の第２実施形態における第２の電圧指令補正処理によって得られた、ａ_nｂ_n座標系上の第２電圧指令ベクトルの軌跡（ａ）とαβ座標系上の第２電圧指令ベクトルの軌跡（ｂ）とを示す図である。 本発明の第２実施形態における第２の電圧指令補正処理によって得られた、三相電圧指令値を示す図である。 本発明の第２実施形態に係り、変調率と電圧利用率の関係を示す図である。 本発明の第２実施形態における第３の電圧指令補正処理の意義を説明するための図である。 本発明の第２実施形態における第３の電圧指令補正処理によって得られた、ａ_nｂ_n座標系上の第２電圧指令ベクトルの軌跡（ａ）とαβ座標系上の第２電圧指令ベクトルの軌跡（ｂ）とを示す図である。 本発明の第２実施形態における第３の電圧指令補正処理によって得られた、三相電圧指令値を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。 図３１のモータ駆動システムに適用可能な、電圧指令ベクトル補正部の変形ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。 制御装置の内部ブロック図を含む、第３実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。 本発明の第３実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 図３４の電圧指令ベクトル補正部の内部ブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る三相負荷駆動システムの全体構成図である。 本発明の第４実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＸ軸及びＹ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。

符号の説明

１ モータ
２ ＰＷＭインバータ
３ 制御装置
４ 直流電源
５ 電流センサ
２１ 電流検出部
２３ 電圧演算部
２４、１２４ 電圧指令ベクトル補正部
２５、１２５ 座標変換器

Claims (6)

1. 直流電圧を交流の三相電圧に変換する三相のインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータに接続された三相の負荷に印加されるべき電圧のベクトルを指定する第１電圧指令ベクトルを生成する電圧指令ベクトル生成手段と、
   前記インバータにて過変調を行う際、前記第１電圧指令ベクトルの、ａｂ座標系上における座標軸成分に上限を設けることによって、前記第１電圧指令ベクトルを補正して第２電圧指令ベクトルを生成する電圧指令ベクトル補正手段と、を備えて、前記第２電圧指令ベクトルに応じた電圧が前記負荷に印加されるように前記インバータを制御し、
   前記ａｂ座標系は、二次元の固定座標系上における所定の固定軸を基準とした前記第１電圧指令ベクトルの位相に応じて、前記固定座標系に対して電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標系である
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記ａｂ座標系は、互いに直交するａ軸及びｂ軸を座標軸として有し、
   前記ａ軸は前記位相に応じてａ₀〜ａ₅軸の何れかをとると共に前記ｂ軸は前記位相に応じてｂ₀〜ｂ₅軸の何れかをとり、ａ_(n+1)軸はａ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでいると共にｂ_(n+1)軸はｂ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでおり（ｎは整数）、
   前記ａ₀〜ａ₅軸の何れかは前記固定軸と一致し、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａ₀〜ａ₅軸の内、前記第１電圧指令ベクトルの位相に最も近い位相を有する軸を前記ａ軸として選択する一方で、その選択結果に応じて前記ｂ₀〜ｂ₅軸の中から前記ｂ軸を選択し、前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分に上限を設けることによって前記第１電圧指令ベクトルを補正する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分が所定のａ軸上限値を超えているとき、そのａ軸成分を前記ａ軸上限値まで減少補正する一方で該減少補正の量に応じて前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分を補正し、これによって前記第２電圧指令ベクトルを生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記ａｂ座標系は、互いに直交するａ軸及びｂ軸を座標軸として有し、
   前記ａ軸は前記位相に応じてａ₀〜ａ₅軸の何れかをとると共に前記ｂ軸は前記位相に応じてｂ₀〜ｂ₅軸の何れかをとり、ａ_(n+1)軸はａ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでいると共にｂ_(n+1)軸はｂ_n軸に対して電気角で６０度だけ位相が進んでおり（ｎは整数）、
   前記ａ₀〜ａ₅軸の何れかは前記固定軸と一致し、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ｂ₀〜ｂ₅軸の内、前記第１電圧指令ベクトルの位相に最も近い位相を有する軸を前記ｂ軸として選択する一方で、その選択結果に応じて前記ａ₀〜ａ₅軸の中から前記ａ軸を選択し、前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分に上限を設けることによって前記第１電圧指令ベクトルを補正する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
5. 前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記第１電圧指令ベクトルのｂ軸成分が所定のｂ軸上限値を超えているとき、そのｂ軸成分を前記ｂ軸上限値まで減少補正する一方で該減少補正の量に応じて前記第１電圧指令ベクトルのａ軸成分を補正し、これによって前記第２電圧指令ベクトルを生成する
   ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ制御装置。
6. 三相のモータと、
   前記モータを駆動する三相のインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御するモータ制御装置と、を備えたモータ駆動システムにおいて、
   前記モータ制御装置として請求項１〜請求項５の何れかに記載のインバータ制御装置を用い、これによって三相の負荷としての前記モータを駆動する
   ことを特徴とするモータ駆動システム。

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